JP2016146538A - 前置歪み生成装置及び前置歪み生成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域に分布する好適な前置歪みを精度よく生成し続けることができる前置歪み生成装置及び前置歪み生成方法を提供する。【解決手段】プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に入力される信号ｕ[ｎ]の列の周波数スペクトルＵ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とに基づいて、(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との差を適応制御に基づいて最小化する適応制御手段と、前記適応制御の解ωに適応した値に、前記信号ｕ[ｎ]に重畳されるべき前置歪みを維持する前置歪み維持手段とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、所望の回路のプリディストーション法に基づく歪み補償に供される前置歪みを生成する前置歪み生成装置及び前置歪み生成方法に関する。

従来、電力増幅回路の非線形性により出力信号に発生する歪み成分（非線形歪み）を打ち消すような歪（逆歪み）を入力信号に予め与えることにより、出力信号の歪みを補償する歪み補償装置がある（例えば、特許文献１参照）。近年では、より広帯域（例えば、１００ＭＨｚ帯域）の信号の歪み補償する高精度な補償装置が求められている。

特開２０１２−９５００５号公報

しかしながら、上述の歪み補償装置では、逆歪みを入力信号に与えるために非線形歪みを含む帯域（以下、「歪み補償帯域」という。）における信号処理が必要となる。その場合には、一般的に所望の信号の帯域の５倍以上の広帯域の歪み補償帯域が確保される必要がある。例えば、３．５ＧＨｚ帯において１００ＭＨｚという広い信号帯域の歪み補償が実現されるためには、従来例では３００ＭＨｚを超えるサンプリング周波数が採用されなければ実現できない。
３００ＭＨｚ以上の広帯域における歪み補償が要求されるが、現在市場に供給されているデジタルデバイス、アナログデバイスともに帯域の確保が困難であり、十分な歪み補償ができない場合があった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、広帯域に分布する好適な前置歪みを精度よく生成し続けることができる前置歪み生成装置及び前置歪み生成方法を提供することである。

本発明では、適応制御手段は、プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に入力される信号ｕ[ｎ]の列の周波数スペクトルＵ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とに基づいて、(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との差を適応制御に基づいて最小化する。前置歪み維持手段は、前記適応制御の解ωに適応した値に、前記信号ｕ[ｎ]に重畳されるべき前置歪みを維持する。
このようにして時系列ｎの順に信号ｕ［ｎ］に含まれるべき前置歪みは、以下の点で、信号ｕ［ｎ］の列とｙ［ｎ］の列との差を最小化するために従来例においても行われていた適応制御と異なる適応制御の下で維持される。
(1) ｕ［ｎ］の列に替えて、そのｕ［ｎ］の列の周波数スペクトルＵ［ｆ］と既述の重みＷ［ｆ］との積が適用される。
(2) ｙ［ｎ］の列に替えて、そのｙ［ｎ］の列の周波数スペクトルＹ［ｆ］と同様の重みＷ［ｆ］との積が適用される。
(3) しかも、このような重みＷ［ｆ］は、信号ｙ[ｎ]の列に重畳することが許容される歪みや雑音の周波数軸上における分布を意味する。
すなわち、前置歪みの維持のために行われる適応制御は、周波数軸上で重みＷ［ｆ］による帯域の制限やその帯域に分布する信号の抑圧の下で行われ、適応制御の過程で前置歪みの精度が劣化する要因となる歪みや雑音が低減された状態で行われる。

また、本発明では、適応制御手段は、プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に入力される信号ｕ[ｎ]の列の周波数スペクトルＵ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とで与えられる、(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との個々の逆フーリエ変換の結果ｕ[ｎ]′、ｙ[ｎ]′の差を適応制御に基づいて最小化する。前置歪み維持手段は、前記適応制御の解ωに適応した値に、前記信号ｕ[ｎ]に重畳されるべき前置歪みを維持する。
すなわち、時系列ｎの順に信号ｕ［ｎ］の列に含まれるべき前置歪みは、請求項１に係る発明において行われる適応制御の演算対象である(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])にそれぞれ時間軸上で等価な２つの演算対象に基づく適応制御によって求められる。
したがって、本発明では、請求項１に係る発明と同様の作用効果が達成される。

さらに、本発明では、適応制御手段は、プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に前置歪みが重畳されて入力されるべき入力信号ｘ[ｎ]の列の周波数スペクトルＸ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とに基づいて、(Ｗ[ｆ]Ｘ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との差を適応制御に基づいて最小化する。前置歪み維持手段は、前記適応制御の解ωに適応した値に、前記前置歪みを維持する。
このようにして時系列ｎの順に入力信号ｘ［ｎ］に重畳されるべき前置歪みは、以下の点で、入力信号ｘ［ｎ］の列とｙ［ｎ］の列との差を最小化するために従来例においても行われていた適応制御と異なる適応制御の下で維持される。
(1) ｘ［ｎ］の列に替えて、そのｘ［ｎ］の列の周波数スペクトルＸ［ｆ］と既述の重みＷ［ｆ］との積が適用される。
(2) ｙ［ｎ］の列に替えて、そのｙ［ｎ］の列の周波数スペクトルＹ［ｆ］と同様の重みＷ［ｆ］との積が適用される。
(3) しかも、このような重みＷ［ｆ］は、信号ｙ[ｎ]の列に重畳することが許容される歪みや雑音の周波数軸上における分布を意味する。
すなわち、前置歪みの維持のために行われる適応制御は、周波数軸上で重みＷ［ｆ］による帯域の制限やその帯域に分布する信号の抑圧の下で行われ、適応制御の過程で前置歪みの精度が劣化する要因となる歪みや雑音が低減された状態で行われる。

また、本発明では、適応制御手段は、プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に前置歪みが重畳されて入力されるべき入力信号ｘ[ｎ]の列の周波数スペクトルＸ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とで与えられる、(Ｗ[ｆ]Ｘ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との個々の逆フーリエ変換の結果ｘ[ｎ]′、ｙ[ｎ]′の差を適応制御に基づいて最小化する。前置歪み維持手段は、前記適応制御の解ωに適応した値に、前記前置歪みを維持する。
すなわち、時系列ｎの順に入力信号ｘ［ｎ］の列に重畳されるべき前置歪みは、請求項３に係る発明において行われる適応制御の演算対象である(Ｗ[ｆ]Ｘ[ｆ])、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])にそれぞれ時間軸上で等価な２つの演算対象に基づく適応制御によって求められる。
したがって、本発明では、請求項３に係る発明と同様の作用効果が達成される。

さらに、本発明では、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の歪み生成装置において、前記適応制御手段は、前記回路の逆歪み特性を示す多項式を有すると共に、前記適応制御の解ωを前記多項式の係数として求める。前記前置歪み維持手段は、前記適応制御手段によって求められた係数が適用された多項式に含まれる非線形な項の総和に前記前置歪みを維持する。

すなわち、前置歪みの維持のために行われる適応制御は、請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の発明と同様に、周波数軸上で重みＷ［ｆ］による帯域の制限やその帯域に分布する信号の抑圧の下で行われ、適応制御の過程で前置歪みの精度が劣化する要因となる歪みや雑音が低減された状態で行われ、しかも、上記多項式による回路の逆歪み特性のモデリングの下で簡便に実現される。

本発明によれば、所望の周波数帯域に分布すべき前置歪みを精度よく安定に得ることができる前置歪み生成装置及び前置歪み生成方法を提供することができる。

本実施形態における歪み補償装置１の構成を概念的に示した図である。 本実施形態における歪み補償装置１の動作フローを示す図である。 従来と本発明の歪み補償装置での被補償回路のＡＣＬＲ性能を比較した図である。 本実施形態の実証実験における主要な条件を示す図である。

図１は、本実施形態における歪み補償装置の構成を概念的に示した図である。
以下、図１(ａ)を参照して、本実施形態における歪み補償装置（プリディストータ）について説明する。

図１(ａ)に示すように、歪み補償装置１は、被補償回路２の前段に設けられている。歪み補償装置１は、被補償回路２の非線形性により出力信号ｙ（ｔ）に発生する高次にわたる歪み（非線形歪み）を打ち消すような歪（逆歪み）を所定の基準である歪み補償係数（後述する）に基づいて被補償回路２の入力信号ｘ（ｔ）に予め与えることで予歪補償信号ｕ（ｔ）を生成する。そして、歪み補償装置１は、生成した予歪補償信号ｕ（ｔ）を被補償回路２に入力することにより、出力信号ｙ（ｔ）の歪みを補償する。歪み補償装置１は、予歪補償信号ｕ（ｔ）と被補償回路２からの出力信号ｙ（ｔ）とをフーリエ変換する。歪み補償装置１は、被補償回路２の非線形歪み成分の周波数に対応する、フーリエ変換後の出力信号ｙ（ｆ）、予歪信号u（ｆ）にそれぞれ重み付けし、重み付け後の出力信号α（ｆ）・ｙ（ｆ）と重み付け後の予歪補償信号α（ｆ）・ｕ（ｆ）とに基づいて上記歪み補償係数を算出する。
ここに、上記演算の対象となる各値と、数式６で表される歪み補償モデルとの対応関係は、以下の通りである。
(1) α（ｆ）は、重み付け係数であり、詳細については後述する。
(2) フーリエ変換後の出力信号ｙ（ｆ）は、上記歪み補償モデルの要素である出力信号ｙ（ｔ）のべき乗のフーリエ変換信号φ（ｆ）に相当する。
(3) （重み付け後の）出力信号α（ｆ）・ｙ（ｆ）は、重み付け後における上記歪みモデルの要素信号α（ｆ）・φ（ｆ）に相当する。
なお、以下では、上記対応関係(2)，(3)については、同様に成立するので、記載を省略する。

被補償回路２は、歪み補償装置１の歪み補償の対象であり、例えば電力増幅装置等である。以下の説明では、被補償回路２は、電力増幅器を一例として説明する。
図１(ａ)に示すように、本実施形態における歪み補償装置１は、歪補償部１０及び補償計算部１１の各々を備える。

歪補償部１０は、補償計算部１１において生成される歪み補償モデル（後述する）に対する歪み補償係数を用いて、入力信号ｘ（ｔ）に対し歪みを適応的に付与し、歪み付与後の予歪補償信号ｕ（ｔ）を得る。

被補償回路２は、歪補償部１０によって歪みが付与された予歪補償信号ｕ（ｔ）を入力とし、予歪補償信号ｕ（ｔ）を増幅する。増幅後の出力信号ｙ（ｔ）は、例えばアンテナを介して送信される。また、出力信号ｙ（ｔ）は、フィードバック信号として、補償計算部１１に出力される。

歪補償部１０は、補償計算部１１から予歪補償信号ｕ（ｔ）を取得する。また、歪補償部１０は、被補償回路２から出力信号ｙ（ｔ）を取得する。歪補償部１０は、予歪補償信号ｕ（ｔ）と出力信号ｙ（ｔ）とに基づいて歪み補償係数を生成する。

次に、本実施形態における歪み補償モデルを用いた歪み補償係数の生成について説明する。歪み補償モデルは、被補償回路２の入出力の逆特性を近似するモデルである。
歪補償部１０は、歪み補償モデルに補償計算部１１によって生成された歪み補償係数を当てはめて、入力信号ｘ（ｔ）に予め被補償回路２の逆特性を与える。入力信号ｘ（ｔ）に被補償回路２の逆特性を与えることにより、被補償回路２の入出力の線形化を図ることができる。

被補償回路２の入出力の逆歪み特性を近似するモデルとして、多項式のモデルを用いる。以下では、補償計算部１１が、歪み補償モデルとして、以下に示す式（１）及び式（２）により定義される逆歪み特性を近似する多項式のモデルを用いて、歪み補償係数を生成する。

なお、式（１）におけるω_τ,σ,ｋは、歪み補償係数であり、時間に非依存、且つ周波数に非依存の係数である。ここで、出力信号ｙ（ｔ）に含まれている主要な歪みは、３次、５次、７次、‥‥‥、Ｎ次（Ｎは自然数）等の奇数次の成分である。また、φ_τ,σ,ｋ（ｙ（ｔ））は、式（２）の右辺の式からｙ（ｔ）の非線形変換であることがわかる。なお、歪み補償モデルは、式（１）に限られず、他の式を用いてもよい。式（１）の歪み補償モデルは、単純化された多項式であるが、より複雑な多項式を用いてもよい。

式（１）において、行列表記すると、式（３）のように表される。

次に、式（１）のｕ（ｔ）の線形変換をｇ（ｕ（ｔ））とすると、式（１）は、以下の式（４）に書き換えることができる。

ここで、線形変換は、フーリエ変換であり、例えば、高速フーリエ変換：ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）又は離散フーリエ変換：ＤＦＴ（discrete Fourier transform）である。なお、ｇ（ｕ（ｔ））及びｇ（φ_τ,σ,k（ｙ（ｔ）））を以下の式（５）及び式（６）に置き換えると、式（４）を式（７）に変形することができる。

これより、逆歪みを示す予歪補償信号ｕ（ｔ）を示す式（１）をフーリエ変換すると、最終的には式（７）で表す式を算出する。ここで、式（１）及び式（７）を比較した場合、歪み補償係数ω_τ,σ,ｋの値を保持したまま、予歪補償信号ｕ（ｔ）を周波数成分毎に分離することができる。

次に、周波数軸上に対してそれぞれ重み付けを行うため、式（６）の両辺に周波数重みα（ｆ）を乗算する。すなわち、周波数毎に個別の重みα（ｆ）が設定されることで、所望の帯域に対する最適化の比重が高められ、他の帯域より歪みが大きく抑圧される。
本実施形態では、所望帯域が隣接チャネル帯域に設定されることにより、ＡＣＬＲ（Adjacent Cannel Leakage power Ratio）（隣接チャネル漏洩電力比）の大幅な改善が実現される。

補償計算部１１は、式（８）について、例えば、最小二乗法（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）を用いて、重み付け後の出力信号α（ｆ）・ｙ（ｆ）と前記重み付け後の予歪補償信号α（ｆ）・ｕ（ｆ）とを比較することで歪み補償係数ω_τ,σ,ｋを算出する。これにより、歪み補償係数ω_τ,σ,ｋの性質を変化させずに、且つ周波数毎に重みをもたせて式（８）から歪み補償係数ω_τ,σ,ｋを算出することができる。
補償計算部１１は、算出した歪み補償係数ω_τ,σ,ｋを歪補償部１０に出力する。

以下に本実施形態における歪み補償装置１の動作について、図２を用いて説明する。図２は、本実施形態における歪み補償装置１の動作フローを示す図である。
ステップＳ１０１において、補償計算部１１は、歪補償部１０から供給される予歪補償信号ｕ（ｔ）を取得する。また、補償計算部１１は、被補償回路２から出力される出力信号ｙ（ｔ）を取得する。

ステップＳ１０２において、補償計算部１１は、取得した出力信号ｙ（ｔ）及び予歪補償信号ｕ（ｔ）に対してフーリエ変換を実施することで式（７）を得る。これにより、出力信号ｙ（ｔ）及び予歪補償信号ｕ（ｔ）を時間軸から周波数軸に変換することができる。

ステップＳ１０３において、補償計算部１１は、式（７）の両辺に重み付けα（ｆ）を乗じることで、周波軸上において重み付けを行う。この重み付けα（ｆ）を乗ずることで、例えば最小二乗法を用いて歪み補償係数ω_τ,σ,ｋを算出する場合において、誤差最小化処理の周波数毎の比重を変化させている。

ステップＳ１０４において、補償計算部１１は、式（７）の両辺に重み付けα（ｆ）を乗じた式（８）から歪み補償係数ω_τ,σ,ｋを算出する。補償計算部１１は、算出した補償係数ω_τ,σ,ｋを歪補償部１０に出力する。ここでは、歪み補償係数ω_τ,σ,ｋの算出方法の一例として、最小二乗法を用いて算出する。

式（３）において、フーリエ変換及び重み付けを行った行列を以下に示す式（９）のように表される。

なお、ｕ_ｆは、ｕに対してフーリエ変換及び重み付けを行った行列である。Ｙ_ｆは、Ｙに対してフーリエ変換及び重み付けを行った行列である。
評価関数Ｅｎは、以下に示す式（１０）に示すとおり、ｕ_ｆと、歪み補償係数ｗ及びＹ_ｆとの二乗誤差である。

式（１０）の評価関数Ｅ_ｎを最小化する係数ｗ_ｎは、式（１１）で求められる。式（１１）において、Ｈは、転置行列を表す。

ステップＳ１０５において、歪補償部１０は、補償計算部１１から供給された歪み補償係数を上記歪み補償モデルに適用する。これにより、歪み補償モデルの歪み補償係数が補償計算部１１から供給された歪み補償係数に更新される。これにより、歪補償部１０は、補償計算部１１から供給された歪み補償係数に基づいて予歪補償信号ｕ（ｔ）を生成する。

ステップＳ１０６において、歪補償部１０は、生成した予歪補償信号ｕ（ｔ）を被補償回路２及び補償計算部１１に出力する。

次に、本実施形態の歪み補償装置１における歪み補償方法の実証実験の結果を以下に示す。図３は、従来と本発明の歪み補償装置での被補償回路のＡＣＬＲ性能を比較した図である。図３（ａ）は、従来の歪み補償装置での被補償回路のＡＣＬＲ性能を示した図である。図３（ｂ）は、本発明の歪み補償装置での被補償回路のＡＣＬＲ性能を示した図である。

本実施形態の実証実験における主要な条件を図４に示す。
図３に示すように、従来の歪み補償装置は、下側の隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）が−３９．２ｄＢであり、上側の隣接チャネル漏洩電力比が−３６．７ｄＢである。本実施形態の歪み補償装置１は、下側の隣接チャネル漏洩電力比が−４６．３ｄＢであり、上側の隣接チャネル漏洩電力比が−４５．５ｄＢである。これより、本実施形態の歪み補償装置１は、従来の歪み補償装置に比べて、被補償回路の広帯域の出力信号において、歪み成分が小さいことがわかる。

上述したように、本実施形態の歪み補償装置１は、所定の基準で入力信号ｘ（ｔ）を歪補償して生成した予歪補償信号ｕ（ｔ）を被補償回路２へ出力する歪補償部１０と、予歪補償信号ｕ（ｔ）と被補償回路２からの出力信号ｙ（ｔ）とを周波数軸の信号に変換し、被補償回路２の歪み成分の周波数に対応するフーリエ変換後の予歪補償信号ｕ（ｆ）と出力信号ｙ（ｆ）との各々に重み付けし、重み付け後の予歪補償信号α（ｆ）・ｕ（ｆ）と出力信号α（ｆ）・ｙ（ｆ）とに基づいて歪み補償係数を算出する補償計算部と、を備える。これにより、従来と比較してより広帯域の歪みを補償することができる。
したがって、歪み補償が行われるべき帯域である歪み補償帯域を狭く設定することができる。

さらに、本実施形態では、補償計算部１１によって既述の通りに行われる処理は、従来例に比べて、サンプリング周波数と、歪み補償が行われるべき周波数帯域との何れもが大幅に高く設定されることなく実現される。
したがって、従来例に比べて、高速のディジタル信号処理のために必要となるハードウェアのサイズや消費電力の無用な増加も回避される。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

上述の実施形態では補償計算部１１が、歪み補償係数を二乗誤差を用いて算出する例を説明したが、これに限られない。補償計算部１１は、例えば、平均二乗誤差、二乗平均平方根誤差等を用いて歪み補償係数を算出するようにしてもよい。

また、上述の実施形態では、式（８）の両辺を逆フーリエ変換することにより予歪補償信号ｕ（ｔ）、出力信号ｙ（ｔ）に代わる予歪補償信号ｕ（ｔ）′、出力信号ｙ（ｔ）′が生成され、歪み補償係数の生成に用いてもよい。

また、上述の実施形態では、出力信号ｙ（ｔ）の占有帯域の内、出力信号ｙ（ｎ）のスペクトルが分布しない帯域に減衰域が形成されるように重み付け係数α（ｆ）が設定されてもよい。

また、上述の実施形態では、重み付け係数α（ｆ）が入力信号ｘ（ｔ）（又はｕ（ｔ））、出力信号ｙ（ｔ）のレベル、その入力信号ｘ（ｔ）の生成に用いられる変調方式や多元接続方式等に適応した形態に適宜変更されてもよい。

また、上述の実施形態では、図１(ｂ)に示すように、予歪補償信号ｕ（ｔ）に代えて入力信号ｘ（ｔ）が補償計算部１１に入力され、その補償計算部１１が、予歪補償信号ｕ（ｔ）に代えて入力信号ｘ（ｔ）を参照する点を除いて、既述の処理と同様の処理を行うことによって、予歪み補償信号ｕ（ｔ）を生成してもよい。

また、上述した実施形態では、既述の処理の過程で適宜行われる積分処理には、所望の精度、確度、応答性が達成されるならば、「移動平均法」や「指数平滑法」が適用されてもよい。

１ 歪み補償装置
２ 被補償回路
１０ 歪補償部
１１ 補償計算部

Claims (9)

1. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に入力される信号ｕ[ｎ]の列の周波数スペクトルＵ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とに基づいて、(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との差を適応制御に基づいて最小化する適応制御手段と、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記信号ｕ[ｎ]に重畳されるべき前置歪みを維持する前置歪み維持手段と
   を備えたことを特徴とする前置歪み生成装置。
2. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に入力される信号ｕ[ｎ]の列の周波数スペクトルＵ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とで与えられる、(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との個々の逆フーリエ変換の結果ｕ[ｎ]′、ｙ[ｎ]′の差を適応制御に基づいて最小化する適応制御手段と、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記信号ｕ[ｎ]に重畳されるべき前置歪みを維持する前置歪み維持手段と
   を備えたことを特徴とする前置歪み生成装置。
3. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に前置歪みが重畳されて入力されるべき入力信号ｘ[ｎ]の列の周波数スペクトルＸ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とに基づいて、(Ｗ[ｆ]Ｘ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との差を適応制御に基づいて最小化する適応制御手段と、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記前置歪みを維持する前置歪み維持手段と
   を備えたことを特徴とする前置歪み生成装置。
4. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に前置歪みが重畳されて入力されるべき入力信号ｘ[ｎ]の列の周波数スペクトルＸ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とで与えられる、(Ｗ[ｆ]Ｘ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との個々の逆フーリエ変換の結果ｘ[ｎ]′、ｙ[ｎ]′の差を適応制御に基づいて最小化する適応制御手段と、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記前置歪みを維持する前置歪み維持手段と
   を備えたことを特徴とする前置歪み生成装置。
5. 請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の前置歪み生成装置において、
   前記適応制御手段は、
   前記回路の逆歪み特性を示す多項式を有すると共に、前記適応制御の解ωを前記多項式の係数として求め、
   前記前置歪み維持手段は、
   前記適応制御手段によって求められた係数が適用された多項式に含まれる非線形な項の総和に前記前置歪みを維持する
   ことを特徴とする前置歪み生成装置。
6. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に入力される信号ｕ[ｎ]の列の周波数スペクトルＵ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とに基づいて、(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との差を適応制御に基づいて最小化し、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記信号ｕ[ｎ]に重畳されるべき前置歪みを維持する
   ことを特徴とする前置歪み生成方法。
7. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に入力される信号ｕ[ｎ]の列の周波数スペクトルＵ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とで与えられる、(Ｗ[ｆ]Ｕ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との個々の逆フーリエ変換の結果ｕ[ｎ]′、ｙ[ｎ]′の差を適応制御に基づいて最小化し、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記信号ｕ[ｎ]に重畳されるべき前置歪みを維持する
   ことを特徴とする前置歪み生成方法。
8. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に前置歪みが重畳されて入力されるべき入力信号ｘ[ｎ]の列の周波数スペクトルＸ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とに基づいて、(Ｗ[ｆ]Ｘ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との差を適応制御に基づいて最小化する適応制御手段と、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記前置歪みを維持する前置歪み維持手段と
   を備えたことを特徴とする前置歪み生成方法。
9. プリディストーション法による歪み補償の対象となる回路に時系列ｎの順に前置歪みが重畳されて入力されるべき入力信号ｘ[ｎ]の列の周波数スペクトルＸ[ｆ]と、前記回路によって前記時系列ｎの順に出力される信号ｙ[ｎ]の列の周波数スペクトルＹ[ｆ]と、前記信号ｙ[ｎ]に対する歪みまたは雑音の重畳の許否を周波数軸上で示す重みＷ[ｆ]とで与えられる、(Ｗ[ｆ]Ｘ[ｆ])と、(Ｗ[ｆ]Ｙ[ｆ])との個々の逆フーリエ変換の結果ｘ[ｎ]′、ｙ[ｎ]′の差を適応制御に基づいて最小化する適応制御手段と、
   前記適応制御の解ωに適応した値に、前記前置歪みを維持する前置歪み維持手段と
   を備えたことを特徴とする前置歪み生成方法。

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