JP2016139872A - 送信装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】送信機の出力の停止や分解能の劣化を起こすことなく、出力負荷の反射電力から送信機の保護を図る。【解決手段】本発明に係る送信装置１０は、搬送波を出力する搬送波発振器１２と、搬送波が入力され、信号波に基づいて搬送波を増幅する電力増幅器１３−１，１３−２と、電力増幅器１３−１の出力信号と電力増幅器１３−２の出力信号とを合成して送信装置１０の出力端に出力し、出力端への出力電力を、電力増幅器１３−１の出力信号の位相および電力増幅器１３−２の出力信号の位相の少なくとも一方に応じて調整可能な合成器１５と、合成器１５から出力端への進行電力と出力端からの反射電力とを検出する電力検出器１７と、電力検出器１７の検出結果に基づき、電力増幅器１３−１および電力増幅器１３−２の少なくとも一方に入力される搬送波の位相を制御する位相制御器１８と、を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、送信装置およびその制御方法に関する。

従来、超短波帯（ＶＨＦ）、極超短波帯（ＵＨＦ）あるいはさらに高い周波数を使用する送信機では、送信機の出力負荷からの反射電力を防ぐために、一方向にのみ信号を伝達するアイソレータが用いられていた。

アイソレータは、ファラデーの法則に基づき、直流磁場を印加された分配器により構成されており、上述したように、波長の短いＶＨＦ帯以上の周波数を使用する送信機で用いられてきた。しかし、中波帯（３００ｋＨｚ〜３ＭＨｚ）で使用可能なアイソレータは、使用周波数が低い、通過損失が大きい、Ｑ値が低い、ドライビングインピーダンスが低い、フェライトなどの焼結が難しい、材料の強磁性共鳴特性＋μ，−μの差が小さい（非特許文献１参照）などの理由から、未だ実用化されていない。

中波帯でアイソレータを実用化するために、特許文献１では、磁歪素子と電歪素子とを機械的に接合し、機械的振動系を利用する方法が開示されている。また、非特許文献１では、３ｄＢカプラ（ブリッジドＴ型回路）間に、可変位相器あるいは一方向性を有するジャイレータを設ける方法が開示されている。

特開２００５−２５２９７８号公報 特開２００８−２８８７９３号公報 特開平８−８７６６号公報

若井(2012.10),"中波放送用アイソレータの開発",信学技報(IEICE Technical Report),R2012-54,(2012-10), Vol.112, No.252, pp.1〜6 山添、溝上、藤谷、山口、生岩、(1998.10)，"500kW デジタル処理型ラジオ放送機の開発"，放送技術誌，1179-1188

特許文献１に開示されているように、機械的振動系を用いる場合、適用周波数を高めることが難しいという問題がある。また、非特許文献１に開示されているように、可変位相器あるいはジャイレータを用いる場合、これらのデバイスが可動部を備えること、また、損失が増大することから、適切なデバイスの選定が難しいという問題がある。

また、特許文献２では、中波ラットレース回路内の位相を可変とする（特許文献２の図１参照）ことで、アンテナからの反射電力の大きさを調整する方法が開示されている。しかし、回路内の位相を可変とするために、回路内のコイルやコンデンサに可動部品を用いるため、アンテナのＶＳＷR（電圧定在波比）の変動への追従に時間を要してしまう。

このように、中波帯でアイソレータを実用化することは困難であり、中波帯を使用する送信機では、送信アンテナのインピーダンス変動による反射電力の影響を抑えることが困難であった。

そこで、反射電力からの保護を図る方法として、特許文献３および非特許文献２には、ＶＳＷＲが設定された閾値以上になると、保護回路により送信機の出力を停止させる方法が開示されている。しかし、この方法では、正常な出力負荷に回復した場合に、出力を停止させた送信機を人間系により復帰（リセット）させる必要があるという問題がある。

また、反射電力からの保護を図る別の方法として、送信機の出力を低減する方法がある。通常、送信機は、複数の電力増幅器を有しており、各電力増幅器の出力を重み付け加算することで、変調波の分解能の向上が図られている。送信機の出力を低減する方法では、動作する電力増幅器の数を減らすことになり、変調波の分解能が劣化してしまうという問題がある。

このように、中波帯では、送信機の出力の停止や分解能の劣化を起こすことなく、出力負荷の反射電力から送信機を保護することが困難であった。

本発明の目的は、上述した課題を解決し、送信機の出力の停止や分解能の劣化を起こすことなく、出力負荷の反射電力から送信機の保護を図ることができる送信装置およびその制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る送信装置は、搬送波を出力する搬送波発振器と、前記搬送波が入力され、信号波に基づいて前記搬送波を増幅する第１の電力増幅器および第２の電力増幅器と、前記第１の電力増幅器の出力信号と前記第２の電力増幅器の出力信号とを合成して前記送信装置の出力端に出力し、前記出力端への出力電力を、前記第１の電力増幅器の出力信号の位相および前記第２の電力増幅器の出力信号の位相の少なくとも一方に応じて調整可能な合成器と、前記合成器から前記出力端への進行電力と前記出力端からの反射電力とを検出する電力検出器と、前記電力検出器の検出結果に基づき、前記第１の電力増幅器および前記第２の電力増幅器の少なくとも一方に入力される搬送波の位相を制御する位相制御器と、を有する。

また、本発明に係る送信装置において、前記合成器と前記第１の電力増幅器との間に設けられた第１の補償器と、前記合成器と前記第２の電力増幅器との間に設けられた第２の補償器と、をさらに有し、前記第１の補償器は、前記第１の電力増幅器の出力信号が入力される、前記合成器の入力端から前記第１の電力増幅器側を見たインピーダンスがゼロとなるようなインピーダンスを有し、前記第２の補償器は、前記第２の電力増幅器の出力信号が入力される、前記合成器の入力端から前記第２の電力増幅器側を見たインピーダンスがゼロとなるようなインピーダンスを有することが好ましい。

また、本発明に係る送信装置において、反射電力を生じさせないダミー装置をさらに有し、前記合成器は、前記第１の電力増幅器の出力信号と前記第２の電力増幅器の出力信号とを合成し、前記送信装置の出力端と前記ダミー装置とに出力電力を分配することが好ましい。

また、本発明に係る送信装置において、前記合成器は、３ｄＢカプラであることが好ましい。

また、上記課題を解決するため、本発明に係る送信装置の制御方法は、送信装置の制御方法であって、送信装置には、搬送波を出力する搬送波発振器と、前記搬送波が入力され、信号波に基づいて前記搬送波を増幅する第１の電力増幅器および第２の電力増幅器と、前記第１の電力増幅器の出力信号と前記第２の電力増幅器の出力信号とを合成して前記送信装置の出力端に出力し、前記出力端への出力電力を、前記第１の電力増幅器の出力信号の位相および前記第２の電力増幅器の出力信号の位相に応じて調整可能な合成器と、が設けられ、前記合成器から前記出力端への進行電力と前記出力端からの反射電力とを検出するステップと、前記検出の結果に基づき、前記第１の電力増幅器および前記第２の電力増幅器の少なくとも一方に入力される搬送波の位相を制御するステップと、を含む。

本発明に係る送信装置およびその制御方法によれば、上述した課題を解決し、送信機の出力の停止や分解能の劣化を起こすことなく、出力負荷の反射電力からの保護を図ることができる。

本発明の一実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る送信装置の他の構成を示すブロック図である。 図１に示す直交合成器の構成および動作を説明するための図である。 図１に示す直交合成器の出力分配比の変化について説明するための図である。 本発明の一実施形態に係る送信装置の他の構成を示すブロック図である。 図１に示す直交合成器の動作を説明するための図である。 図１に示す直交合成器のアイソレータとしての動作を説明するための図である。 図１に示す補償器の構成を示すブロック図である。 図１に示す電力検出器の構成を示す図である。 図１に示す位相制御器の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る送信装置１０の構成を示すブロック図である。

図１に示す送信装置１０は、変調部１１と、搬送波発振器１２と、第１および第２の電力増幅器としての電力増幅器１３−１，１３−２と、第１および第２の補償器としての補償器１４−１，１４−２と、直交合成器１５と、ダミー装置１６と、電力検出器１７と、位相制御器１８とを有する。

変調部１１は、所定の変調方式により送信対象のデータの変調を行い、変調後の信号（信号波）を電力増幅器１３−１，１３−２に出力する。

搬送波発振器１２は、所定の周波数の搬送波を生成し、電力増幅器１３−２および位相制御器１８に出力する。

電力増幅器１３−１は、変調部１１から出力された信号波に基づき、搬送波発振器１２から出力され、後述する位相制御器１８により位相が制御された搬送波を増幅し、増幅後の信号を、補償器１４−１を介して、直交合成器１５に出力する。

電力増幅器１３−２は、変調部１１から出力された信号波に基づき、搬送波発振器１２から出力された搬送波を増幅し、増幅後の信号を、補償器１４−２を介して、直交合成器１５に出力する。

補償器１４−１は、電力増幅器１３−１と直交合成器１５との間に設けられ、位相器として動作する。補償器１４−１は、電力増幅器１３−１の出力信号が入力される、直交合成器１５の入力端から電力増幅器１３−１側を見たインピーダンスがゼロ（短絡）となるようなインピーダンスを有する。

補償器１４−２は、電力増幅器１３−２と直交合成器１５との間に設けられ、位相器として動作する。補償器１４−２は、電力増幅器１３−２の出力信号が入力される、直交合成器１５の入力端から電力増幅器１３−２側を見たインピーダンスがゼロ（短絡）となるようなインピーダンスを有する。

以下では、電力増幅器１３−１，１３−２を区別しない場合には、電力増幅器１３と称することがある。また、補償器１４−１，１４−２を区別しない場合には、補償器１４と称することがある。

直交合成器１５は、電力増幅器１３−１の出力信号と電力増幅器１３−２の出力信号とを直交合成し、合成後の信号を、送信装置１０の出力端とダミー装置１６とに出力する合成器である。ここで、直交合成器１５は、送信装置１０の出力端への出力電力とダミー装置１６への出力電力とを、電力増幅器１３−１の出力信号の位相と電力増幅器１３−２の出力信号の位相とに応じて、調整可能である。

ダミー装置１６は、例えば、５０Ωの抵抗を有する擬似空中線である。ダミー装置１６は、直交合成器１５から電力が入力されても、反射電力は生じさせない。

電力検出器１７は、直交合成器１５から送信装置１０の出力端に出力される電力（以下、進行電力と称する）と、送信装置１０の出力端で反射された電力（反射電力）とを検出し、検出結果を位相制御器１８に出力する。

位相制御器１８は、電力検出器１７の検出結果に基づき、搬送波発振器１２から出力された搬送波の位相を回転させて、電力増幅器１３−１に出力する。

なお、図１においては、送信装置１０は、変調部１１が電力増幅器１３−１と電力増幅器１３−２とで共用される１つの送信機を有する例を用いて説明したが、これに限られるものではない。

図２は、本実施形態に係る送信装置１０の他の構成を示す図である。なお、図２において、図１と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。

図２に示す送信装置１０は、２つの送信機ＴＸ１，ＴＸ２を有する。

送信機ＴＸ１は、変調部１１−１と、電力増幅器１３−１とを有する。また、送信機ＴＸ２は、変調部１１−２と、電力増幅器１３−２とを有する。

このように、送信装置１０は、変調部１１と、電力増幅器１３とからなる送信機ＴＸを２つ有していてもよい。

次に、直交合成器１５の構成および動作について図３を参照して説明する。図３においては、送信装置１０が２つの送信機ＴＸ１，ＴＸ２を有するものとして説明する。なお、送信機ＴＸ１，ＴＸ２は、電力増幅器１３−１，１３−２と置き換えてもよい。

図３（ａ）は、直交合成器１５の構成を示す図である。

図３（ａ）に示す直交合成器１５は、電磁的に結合されたコイルＬ１およびコイルＬ２からなる伝送トランスＴと、コンデンサＣ１，Ｃ２と、端子２０１〜２０４とを有し、３ｄＢカプラとして動作する。

端子２０１は、送信機ＴＸ１（電力増幅器１３−１）と接続され、送信機ＴＸ１（電力増幅器１３−１）の出力信号が入力される入力端子である。

端子２０２は、送信機ＴＸ２（電力増幅器１３−２）と接続され、送信機ＴＸ２（電力増幅器１３−２）の出力信号が入力される入力端子である。

端子２０３は、送信装置１０の出力端（出力負荷２０５）が接続された出力端子である。

端子２０４は、ダミー装置１６が接続された出力端子である。

コイルＬ１は、一端が端子２０１およびコンデンサＣ２の一端に接続され、他端が端子２０３およびコンデンサＣ１の一端に接続されている。

コイルＬ２は、一端が端子２０２およびコンデンサＣ１の他端に接続され、他端が端子２０４およびコンデンサＣ２の他端に接続されている。

コンデンサＣ１は、一端が端子２０３およびコイルＬ１の他端に接続され、他端が端子２０２およびコイルＬ２の一端に接続されている。

コンデンサＣ２は、一端が端子２０１およびコイルＬ１の一端に接続され、他端が端子２０４およびコイルＬ２の他端に接続されている。

図３（ａ）において、送信機ＴＸ１の出力電圧をｅ₁とし、送信機ＴＸ２の出力電圧をｅ₂とする。また、送信機ＴＸ１の搬送波の位相は、直交合成器１５が出力する合成出力電圧（ｅ₁＋ｅ₂）に対して４５°進んでおり、送信機ＴＸ２の搬送波の位相は、合成出力電圧に対して４５°遅れているものとする。このとき、送信機ＴＸ１の出力Ｅ₁は、ｅ₁（１＋ｊ）となり、送信機ＴＸ２の出力Ｅ₂は、ｅ₂（１−ｊ）となる。

出力負荷２０５のインピーダンスが５０Ωであるとすると、送信機ＴＸ１から出力負荷２０５へ流れる電流は、伝送トランスＴを経て、位相が４５°遅れる。また、送信機ＴＸ２から出力負荷２０５へ流れる電流は、コンデンサＣ１，Ｃ２を経て、位相が４５°進む。したがって、出力負荷２０５には、送信機ＴＸ１から出力された電流と送信機ＴＸ２から出力された電流との合成電流が流れ、合成出力電圧（ｅ₁＋ｅ₂）に応じた合成電力が現れる。

一方、送信機ＴＸ１からダミー装置１６へ流れる電流は、コンデンサＣ１，Ｃ２を経て、位相が４５°進む。また、送信機ＴＸ２からダミー装置１６へ流れる電流は、伝送トランスＴを経て、位相が４５°遅れる。したがって、ダミー装置１６には、送信機ＴＸ１から出力された電流と送信機ＴＸ２から出力された電流との差動電流が流れ、差動電圧（ｅ₁−ｅ₂）に応じた差動電力が現れる。

図３（ｂ）は、図３（ａ）に示す直交合成器１５の等価回路である。

図３（ｂ）は、図３（ａ）に示す直交合成器１５の等価回路である。直交合成器１５の等価回路は、コイルＬ１とコイルＬ２との間にコンデンサＣ（Ｃ１＋Ｃ２）が設けられた構成となる。出力負荷２０５のインピーダンスをＲとし、コイルＬ１のインダクタンスをＬ₁とし、コイルＬ２のインダクタンスをＬ₂とし、コンデンサＣの静電容量をＣとし、搬送波周波数をωとすると、送信機ＴＸ１から出力負荷２０５に流れる電流Ｉ₁、送信機ＴＸ２から出力負荷２０５に流れる電流Ｉ₂、送信機ＴＸ２からダミー装置１６に流れる電流Ｉ₃、送信機ＴＸ１からダミー装置１６に流れる電流Ｉ₄はそれぞれ、以下の式（１）〜（４）となる。

Ｒ＝５０Ω、ωＬ₁＝ωＬ₂＝５０Ω、１／ωＣ＝５０Ωとすると、電流Ｉ₁＝０．０２ｅ₁、電流Ｉ₂＝０．０２ｅ₂、Ｉ₃＝−ｊ０．０２ｅ₂、Ｉ₄＝ｊ０．０２ｅ₁となる。したがって、出力負荷２０５の負荷電圧は５０Ω×（Ｉ₁＋Ｉ₂）＝ｅ₁＋ｅ₂となり、ダミー装置１６の電圧は５０Ω×（Ｉ₃＋Ｉ₄）＝ｅ₁−ｅ₂となる。

直交合成器１５においては、送信機ＴＸ１の搬送波の位相および送信機ＴＸ２の搬送波の位相、すなわち、送信機ＴＸ１（電力増幅器１３−１）の出力信号の位相および送信機ＴＸ２（電力増幅器１３−２）の出力信号の位相を制御することで、出力負荷２０５とダミー装置１６とへの直交合成器１５の出力電力の分配比を調整することができる。以下では、搬送波の位相制御による直交合成器１５の出力電力の分配比の調整について、図４を参照して説明する。

図４（ａ）では、送信機ＴＸ１の搬送波の位相が４５°進み、送信機ＴＸ２の搬送波の位相が４５°遅れている例を示している。この場合、図３（ｂ）で説明したように、出力負荷２０５には、（ｅ₁＋ｅ₂）に応じた電力が現れる。また、ダミー装置１６には、（ｅ₁−ｅ₂）に応じた電力が現れる。したがって、送信機ＴＸ１の出力電力と、送信機ＴＸ２の出力電力と、出力負荷２０５に現れる電力との比は、０．５：０．５：１となる。また、送信機ＴＸ１の出力電力と、送信機ＴＸ２の出力電力と、ダミー装置１６に現れる電力との比は、０．５：０．５：０となる。

図４（ｂ）では、送信機ＴＸ１の搬送波の位相が４５°遅れ、送信機ＴＸ２の搬送波の位相が４５°進んでいる例を示している。この場合、出力負荷２０５には、（ｅ₁−ｅ₂）に応じた電力が現れる。また、ダミー装置１６には、（ｅ₁＋ｅ₂）に応じた電力が現れる。したがって、送信機ＴＸ１の出力電力と、送信機ＴＸ２の出力電力と、出力負荷２０５に現れる電力との比は、０．５：０．５：０となる。また、送信機ＴＸ１の出力電力と、送信機ＴＸ２の出力電力と、ダミー装置１６に現れる電力との比は、０．５：０．５：１となる。

図４（ｃ）では、送信機ＴＸ１の搬送波の位相と送信機ＴＸ２の搬送波の位相とが同相である例を示している。この場合、出力負荷２０５には、√２×ｅ₁に応じた電力が現れる。また、ダミー装置１６には、√２×ｅ₁に応じた電力が現れる。したがって、送信機ＴＸ１の出力電力と、送信機ＴＸ２の出力電力と、出力負荷２０５に現れる電力との比は、０．５：０．５：０．５となる。また、送信機ＴＸ１の出力電力と、送信機ＴＸ２の出力電力と、ダミー装置１６に現れる電力との比は、０．５：０．５：０．５となる。

このように、送信機ＴＸ１の搬送波の位相および送信機ＴＸ２の位相、すなわち、電力増幅器１３−１に入力される搬送波の位相および電力増幅器１３−２に入力される搬送波の位相を制御することで、出力負荷２０５とダミー装置１６とへの直交合成器１５の出力電力の分配比を制御することができる。その結果、出力負荷２０５からの反射電力を減少させることができる。

なお、図１，２においては、位相制御器１８は、電力増幅器１３−１に入力される搬送波の位相のみを制御する例を示しているが、これはあくまでも一例である。位相制御器１８は、図４において説明したように、送信機ＴＸ１（電力増幅器１３−１）の搬送波の位相および送信機ＴＸ２（電力増幅器１３−２）の位相を制御してもよい。

また、図１および図２においては、送信装置１０は、合成器として、直交合成器１５を用いる例を用いて説明したが、これに限られるものではない。送信装置１０は、合成器として、非特許文献１の図１に示すブリッジドＴ型出力合成器を有していてもよい。図５は、このような送信装置１０の構成を示す図である。なお、図５においては、変調部１１については記載を省略している。

図５に示す送信装置１０は、図１に示す送信装置１０と比較して、直交合成器１５をブリッジドＴ型出力合成器１９に変更した点と、補償器１４−１，１４−２およびダミー装置１６を削除した点とが異なる。

ブリッジドＴ型出力合成器１９は、電力増幅器１３−１の出力信号と電力増幅器１３−２の出力信号とを合成し、合成後の信号を送信装置１０の出力端に出力する。ブリッジドＴ型出力合成器１９は、非特許文献１の図１に示すように、吸収抵抗を有している。電力増幅器１３−１の出力信号と電力増幅器１３−２の出力信号との非平衡成分は、吸収抵抗により吸収される。したがって、電力増幅器１３−１の出力信号および電力増幅器１３−２の出力信号の位相、すなわち、搬送波の位相を制御することで、送信装置１０の出力端への出力電力を制御することができる。

先述したように、従来技術では、直交合成器またはハイブリッド合成器である中波ラットレース回路内の位相を、コイルまたはコンデンサとして可動部品を用いることで、機械的に可変としていた。しかし、コイルまたはコンデンサとして可動部品を用いると、出力負荷のインピーダンス変動への追従に時間を要してしまう。

また、従来技術では、送信装置が備える複数の電力増幅器のうち、動作する電力増幅装置の数を減らすことで、送信装置からの出力電力を低減していた。しかし、動作する電力増幅装置の数を減らすと、変調波の分解能が劣化してしまう。

一方、本実施形態においては、電力増幅器１３−１（送信機ＴＸ１）および電力増幅器１３−２（送信機ＴＸ２）の少なくとも一方に入力される搬送波の位相を制御することで、合成器（直交合成器１５あるいはブリッジドＴ型出力合成器１９）から送信装置１０の出力端への出力電力を制御する。搬送波の位相は電気的に高速に制御することができるので、出力負荷のインピーダンス変動に高速に追従することができる。また、動作する電力増幅器の数を減らす必要が無いので、変調波の分解能の劣化が生じるのを防ぐことができる。

本実施形態においては、直交合成器１５をアイソレータとしても動作させることができる。以下では、直交合成器１５のアイソレータとしての動作について説明する。

図６は、送信装置１０の出力端から逆流する妨害波（同一周波数）に対する直交合成器１５のアイソレータとしての動作について説明するための図である。図６においては、説明の便宜上、端子２０１には送信機ＴＸ１に相当する抵抗Ｒ１が接続されている。また、端子２０２には送信機ＴＸ２に相当する抵抗Ｒ２が接続されている。

送信装置１０の出力端に接続された端子２０３から、進行波と同一周波数で、電圧がＥ_inの妨害波が入力されたとする。この場合、図６（ａ）に示すように、端子２０１に接続された抵抗Ｒ１には、妨害波に対して位相が４５°遅れ、電圧がＥ_in／√２の妨害波電力が伝送される。また、端子２０２に接続された抵抗Ｒ２には、妨害波に対して位相が４５°進み、電圧がＥ_in／√２の妨害波電力が伝送される。また、端子２０４に接続されたダミー装置１６には、妨害波に対して位相が９０°進んだ妨害波電力と、妨害波に対して位相が９０°遅れた妨害波電力とが入力され、結果として、ダミー装置１６には、妨害波電力が伝送されない。

ここで、図６（ｂ）に示すように、端子２０１，２０２がそれぞれ接地された（短絡状態である）とする。この場合、図６（ｃ）に示す図６（ｂ）の等価回路において、端子２０１，２０２には妨害波電力は伝送されず、端子２０４に接続されるダミー装置１６には、妨害波に対して位相が１８０°反転した妨害波電力が伝送される。このように、端子２０１，２０２を短絡状態とすることで、これらの端子には妨害波電力が伝送されるのを防ぐことができる。

そこで、本実施形態においては、図７に示すように、直交合成器１５の入力端である端子２０１と送信機ＴＸ１（電力増幅器１３−１）との間に補償器１４−１を設け、直交合成器１５の入力端である端子２０２と送信機ＴＸ２（電力増幅器１３−２）との間に補償器１４−２を設けている。ここで、各送信機ＴＸの出力端から送信機ＴＸの内部方向を見たインピーダンスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、コイルおよびコンデンサから構成される出力回路のリアクアンス成分となる。

本実施形態においては、補償器１４−１のインピーダンスを、送信機ＴＸ１（電力増幅器１３−１）の出力信号が入力される、直交合成器１５の端子２０１から送信機ＴＸ１側を見たインピーダンスＺ_ｉｎ１がゼロΩ（短絡）となるように調整する。また、補償器１４−２のインピーダンスを、送信機ＴＸ２（電力増幅器１３−２）の出力信号が入力される、直交合成器１５の端子２０２から送信機ＴＸ２側を見たインピーダンスＺ_ｉｎ2がゼロΩ（短絡）となるように調整する。こうすることで、端子２０１，２０２が短絡状態となるので、送信機ＴＸ側に妨害波電力が伝送されるのを防ぐことができる。このように、直交合成器１５の入力端に補償器１４−１，１４−２を接続し、補償器１４−１，１４−２のインピーダンスを調整することで、直交合成器１５をアイソレータとして動作させることができる。

次に、補償器１４の構成について、図８を参照して説明する。

図８（ａ）は、補償器１４の構成を示す図である。

図８（ａ）に示す補償器１４は、コイルＬ３，Ｌ４と、コンデンサＣ３と、端子３０１，３０２とを有する。

端子３０１は、電力増幅器１３と接続される入力端子である。

端子３０２は、直交合成器１５と接続される出力端子である。

コイルＬ３は、一端が端子３０１に接続され、他端がコイルＬ４の一端およびコンデンサＣ３の一端に接続されている。

コイルＬ４は、一端がコイルＬ３の他端およびコンデンサＣ３の一端に接続され、他端が端子３０２に接続されている。

コンデンサＣ３は、一端がコイルＬ３の他端およびコイルＬ４の一端に接続され、他端が接地されている。

図８（ａ）に示す補償器１４において、入力端インピーダンスＲ３（送信機ＴＸの出力インピーダンス）および出力端インピーダンスＲ４は、直交合成器１５の入力インピーダンスと同じ値とする。

図８（ｂ）は、図８（ａ）に示す補償器１４の等価回路である。

図８（ｂ）に示す補償器１４は、回路３０３と回路３０４とからなる。

回路３０３は、コイルＬ３と、コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ５とを有する。

コイルＬ３は、一端が端子３０１に接続され、他端がコンデンサＣ４の一端および抵抗Ｒ５の一端に接続されている。

コンデンサＣ４は、一端がコイルＬ３の他端および抵抗Ｒ５の一端に接続され、他端が接地されている。

抵抗Ｒ５は、一端がコイルＬ３の他端およびコンデンサＣ４の一端に接続され、他端が接地されている。

回路３０４は、コイルＬ４と、コンデンサＣ５と、抵抗Ｒ６（＝Ｒ５）とを有する。

コイルＬ４は、一端がコンデンサＣ５の一端および抵抗Ｒ６の一端に接続され、他端が端子３０２に接続されている。

コンデンサＣ５は、一端がコイルＬ４の他端および抵抗Ｒ６の一端に接続され、他端が接地されている。

抵抗Ｒ６は、一端がコイルＬ４の一端およびコンデンサＣ５の一端に接続され、他端が接地されている。

回路３０３による位相回転量をφ₁とし、回路３０４による位相回転量をφ₂とすると、補償器１４全体による位相回転量φは以下の式（５）〜（１０）で表わされる。

式（５）〜（１０）において、ωは搬送波の各周波数であり、Ｌ₃，Ｌ₄は、コイルＬ３，Ｌ４のインダクタンスであり、Ｘ_cは、コンデンサＣ３（Ｃ４＋Ｃ５）の静電容量である。

図８（ｃ）は、端子３０１を送信機ＴＸに接続し、端子３０２を直交合成器１５に接続した状態を示す図である。

図８（ｃ）において、Ｚ₄は、端子３０２から送信機ＴＸ（電力増幅器１３）側を見たインピーダンスである。また、Ｚ₃は、端子３０１から送信機ＴＸ（電力増幅器１３）側を見たインピーダンスである。

ここで、式（５）〜（１０）において、Ｒ₃＝Ｒ₄とし、Ｚ₃からＺ₄（０Ω）となる位相回転量φを得られるＬ₃,Ｌ₄,Ｘ_cを選択する。こうすることで、直交合成器１５の入力端から送信機ＴＸ側を見たインピーダンスをゼロとすることができる。

次に、電力検出器１７の構成および動作について図９を参照して説明する。

図９に示す電力検出器１７は、一次側のコイルＬ５および二次側のコイルＬ６からなる電流トランスＣＴと、抵抗Ｒ７〜Ｒ１２と、チョークコイルＬ７，Ｌ８と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、コンデンサＣ６，Ｃ７と、端子４０１，４０２とを有する。

端子４０１は、直交合成器１５に接続され、直交合成器１５の出力信号が入力される入力端子である。端子４０２は、送信装置１０の出力端に接続された出力端子である。

コイルＬ５は、一端が端子４０１および抵抗Ｒ７の一端に接続され、他端が端子４０２および抵抗Ｒ９の一端に接続されている。

コイルＬ６は、一端が抵抗Ｒ１１の一端およびダイオードＤ１のアノードに接続され、他端が抵抗Ｒ１２の一端およびダイオードＤ２のアノードに接続されている。

抵抗Ｒ７は、一端が端子４０１およびコイルＬ５の一端に接続され、他端が抵抗Ｒ８の一端、ダイオードＤ１のカソードおよびチョークコイルＬ７の一端に接続されている。

抵抗Ｒ８は、一端が抵抗Ｒ７の他端、ダイオードＤ１のカソードおよびチョークコイルＬ７の一端に接続され、他端が接地されている。

抵抗Ｒ９は、一端がコイルＬ５の他端および端子４０２に接続され、他端が抵抗Ｒ１０の一端、ダイオードＤ２のカソードおよびチョークコイルＬ８の一端に接続されている。

抵抗Ｒ１０は、一端が抵抗Ｒ９の他端、ダイオードＤ２のカソードおよびチョークコイルＬ８の一端に接続され、他端が接地されている。

抵抗Ｒ１１は、可変抵抗であり、一端がコイルＬ６の一端およびダイオードＤ１のアノードに接続され、他端が接地されている。

抵抗Ｒ１２は、可変抵抗であり、一端がコイルＬ６の他端およびダイオードＤ２のアノードに接続され、多端が接地されている。

ダイオードＤ１は、アノードがコイルＬ６の一端および抵抗Ｒ１１の一端に接続され、カソードが抵抗Ｒ７の他端、抵抗Ｒ８の一端およびチョークコイルＬ７の一端に接続されている。

ダイオードＤ２は、アノードがコイルＬ６の他端および抵抗Ｒ１２の一端に接続され、カソードが抵抗Ｒ９の他端、抵抗Ｒ１０の一端およびチョークコイルＬ８の一端に接続されている。

チョークコイルＬ７は、一端が抵抗Ｒ７の他端、抵抗Ｒ８の一端およびダイオードＤ１のカソードに接続され、他端がコンデンサＣ６の一端に接続されている。

チョークコイルＬ８は、一端が抵抗Ｒ９の他端、抵抗Ｒ１０の一端およびダイオードＤ２のカソードに接続され、他端がコンデンサＣ７の一端に接続されている。

コンデンサＣ６は、一端がチョークコイルＬ７の他端に接続され、他端が接地されている。

コンデンサＣ７は、一端がチョークコイルＬ８の他端に接続され、他端が接地されている。

図９に示す電力検出器１７において、直交合成器１５の出力が端子４０１に入力されると、端子４０１からコイルＬ５を介して端子４０２に、端子４０１への入力電力に比例する電流Ｉ１が流れる。電流Ｉ１に応じて、コイルＬ６には、電流Ｉ１に比例し、コイルＬ６の他端から一端に向かう方向に電流Ｉ２が流れる。電流Ｉ２に応じて、抵抗Ｒ１１の両端および抵抗Ｒ１２の両端には、電流Ｉ２に比例し、位相が互いに反転した電圧Ｅ１１，Ｅ１２が得られる。

また、端子４０１への入力電力に比例する電圧を抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８とで、また、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０とでそれぞれ分圧することで、抵抗Ｒ８の両端間の電圧Ｅ８および抵抗Ｒ１０の両端間の電圧Ｅ１０が得られる。

ここで、電圧Ｅ８と電圧Ｅ１１との差をダイオードＤ１で検波することにより、反射電力に比例した電力（反射電圧）が得られる。また、電圧Ｅ１０と電力Ｅ１２との差をダイオードＤ２で検波することで、進行電力に比例した電圧（進行電圧）が得られる。

反射電圧は、チョークコイルＬ７により平滑化され、反射電力に比例する直流電圧（電圧Ｅｒ）が得られる。また、進行電圧は、チョークコイルＬ８により平滑化され、進行電力に比例する直流電圧（電圧Ｅｆ）が得られる。得られた電圧Ｅｒおよび電圧Ｅｆは、位相制御器１８に入力される。

次に、位相制御器１８の構成および動作について、図１０を参照して説明する。

図１０に示す位相制御器１８は、反射係数演算器５０１と、分配器５０２と、位相調整器５０３と、抵抗Ｒ１３〜Ｒ２１と、ダイオードＤ３，Ｄ４と、比較器Ａ１〜Ａ３とを有する。

反射係数演算器５０１は、電力検出器１７から進行電力に比例する電圧Ｅｆおよび反射電力に比例する電圧Ｅｒが入力される。反射係数演算器５０１は、式（１１）に基づき、反射係数Γを算出する。そして、反射係数演算器５０１は、式（１２）に基づき、算出した反射係数Γに比例する電圧ＥΓを出力する。式（１２）において、ｋは比例定数である。
Γ＝Ｅｒ／Ｅｆ・・・（１１）
ＥΓ＝ｋ・Γ・・・（１２）

抵抗Ｒ１３は、可変抵抗であり、一端が電力検出器１７の電圧Ｅｆの出力端子に接続され、他端が接地されている。抵抗Ｒ１３は、電圧Ｅｆを分圧した電圧を比較器Ａ１の非反転入力に出力する。

抵抗Ｒ１４は、一端が比較器Ａ１の出力およびダイオードＤ３のカソードに接続され、他端が比較器Ａ１の反転入力および抵抗Ｒ１５の一端に接続されている。

抵抗Ｒ１５は、一端が抵抗Ｒ１４の他端および比較器Ａ１の反転入力に接続され、他端が接地されている。

比較器Ａ１は、出力には抵抗Ｒ１４の一端およびダイオードＤ３のカソードが接続されている。比較器Ａ１は、非反転入力への入力電圧（電圧Ｅｆが抵抗Ｒ１３により分圧された電圧）と、反転入力への入力電圧（比較器Ａ１の出力電圧が抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５とで分圧された電圧）とを比較し、比較結果に応じた電圧を出力する。ここで、比較器Ａ１は、比較結果に応じて、出力電圧を−Ｅ〜＋Ｅの範囲で変化させる。

ダイオードＤ３は、カソードが比較器Ａ１の出力および抵抗Ｒ１４の一端に接続され、他端が比較器Ａ２の非反転入力に接続されている。

抵抗Ｒ１６は、一端が反射係数演算器５０１の出力に接続され、他端が接地されている。抵抗Ｒ１６は、反射係数演算器５０１から出力された電圧ＥΓを分圧した電圧を比較器Ａ２の非反転入力に出力する。

抵抗Ｒ１７は、一端が比較器Ａ２の出力および比較器Ａ３の非反転入力に接続され、他端が比較器Ａ２の反転入力および抵抗Ｒ１８の一端に接続されている。

抵抗Ｒ１８は、一端が抵抗Ｒ１７の他端および比較器Ａ２の反転入力に接続され、他端が接地されている。

比較器Ａ２は、出力には抵抗Ｒ１７の一端および比較器Ａ３の非反転入力が接続されている。比較器Ａ２は、非反転入力への入力電圧（ダイオードＤ３の出力電圧と電圧ＥΓが抵抗Ｒ１６により分圧された電圧とが加算された電圧）と、反転入力への入力電圧（比較器Ａ２の出力電圧が抵抗Ｒ１７と抵抗Ｒ１８とで分圧された電圧）とを比較し、比較結果に応じた電圧を出力する。ここで、比較器Ａ２は、比較結果に応じて、出力電圧を−Ｅ〜＋Ｅの範囲で変化させる。

抵抗Ｒ１９は、可変抵抗であり、一端が＋Ｅの定電圧源に接続され、他端が接地されている。さらに、抵抗Ｒ１９は、ダイオードＤ４のアノードに接続されており、電圧Ｅを分圧した電圧を出力する。

ダイオードＤ４は、アノードが抵抗Ｒ１９に接続され、カソードが比較器Ａ３の反転入力、抵抗２０の他端および抵抗Ｒ２１の一端に接続されている。

抵抗Ｒ２０は、一端が比較器Ａ３の出力に接続され、他端が比較器Ａ３の反転入力、ダイオードＤ４のカソードおよび抵抗Ｒ２１の一端に接続されている。

抵抗Ｒ２１は、一端が比較器Ａ３の反転入力、抵抗Ｒ２０の他端およびダイオードＤ４のカソードに接続され、他端が接地されている。

比較器Ａ３は、出力には抵抗Ｒ２０の一端および位相調整器５０３が接続されている。比較器Ａ３は、非反転入力への入力電圧（比較器Ａ２の出力電圧）と、反転入力への入力電圧（ダイオードＤ４の出力電圧と比較器Ａ３の出力電圧が抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２１とで分圧された電圧とが加算された電圧）とを比較し、比較結果に応じた電圧を出力する。ここで、比較器Ａ３は、比較結果に応じて、出力電圧を−Ｅ〜＋Ｅの範囲で変化させる。

分配器５０２は、搬送波発振器１２から出力された搬送波を位相調整器５０３と電力増幅器１３−２とに分岐して出力する。

位相調整器５０３は、比較器Ａ３の出力電圧に応じて、分配器５０２から出力された搬送波の位相を回転させて、電力増幅器１３−１に出力する。ここで、位相調整器５０３は、例えば、比較器Ａ３の出力電圧が−Ｅである場合には、搬送波の位相を−９０°回転させ、比較器Ａ３の出力電圧が＋Ｅである場合には、搬送波の位相を＋９０°回転させる。

図１０に示す位相制御器１８において、比較器Ａ１からは、進行電圧（進行電力）に比例する電圧Ｅｆに応じた電圧が出力される。また、反射係数演算器５０１からは、進行電圧（進行電力）に比例する電圧Ｅｆと反射電圧（反射電力）に比例する電圧Ｅｒとから算出される反射係数Γに応じた電圧ＥΓが出力される。比較器Ａ２からは、比較器Ａ１の出力電圧と反射係数演算器５０１から出力された電圧ＥΓとが加算された電圧に応じた電圧が出力される。さらに、比較器Ａ３からは、比較器Ａ２の出力電圧と所定値（ダイオードＤ４の出力電圧と、比較器Ａ３の出力電圧が抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２１とで分圧された電圧とが加算された電圧）との比較結果に応じた電圧が出力される。そして、比較器Ａ３の出力電圧に応じて、位相調整器５０３により搬送波の位相が制御される。こうすることで、進行電力および反射電力に応じて、搬送波の位相を制御することができる。

なお、本実施形態においては、比較器Ａ１の出力と比較器Ａ２の非反転入力との間にダイオードＤ３を設けている。ダイオードＤ３を設けない場合、出力負荷の変動により全反射となると、位相調整により直交合成器１５の出力は全てダミー装置１６に入力されることになる。

図１，２に示すように、電力検出器１７は、送信装置１０の出力端での進行電力と反射電力とを検出している。そのため、式（１１）、（１２）に示すように、進行電力がゼロの場合、反射係数に比例する電圧ＥΓは全反射時と同じ値を保つことになり、出力負荷が変動しても、直交合成器１５の出力は全てダミー装置１６に入力されたままとなる。

本実施形態においては、ダイオードＤ３を設けることで、電圧Ｅｆが小さい（ゼロ）場合にも、全反射時のＥΓとならない様に制限させた電圧が比較器Ａ２の非反転入力に入力されることになる。そのため、比較器Ａ２の非反転入力への入力が全反射時のＥΓに応じた電圧となることが無いので、出力負荷が変動しても、進行電力および反射電力に応じて、送信装置１０の出力負荷への給電が可能となる。

なお、図１０に示す位相制御器１８の構成はあくまでも一例である。また、図１０においては、電力増幅器１３−１に入力される搬送波の位相を制御する例を用いて説明したが、上述したように、電力増幅器１３−１，１３−２それぞれに入力される搬送波の位相を制御するようにしてもよい。

このように本実施形態によれば、送信装置１０は、合成器から送信装置１０の出力端への進行電力と出力端からの反射電力とを検出する電力検出器１７と、電力検出器１７の検出結果に基づき、電力増幅器の少なくとも一方に入力される搬送波の位相を制御する位相制御器１８と、を有する。

搬送波の位相を制御することで、合成器から送信装置１０の出力端への出力電力を制御することができるので、反射電力から送信機ＴＸの保護を図ることができる。さらに、搬送波の位相は電気的に高速に制御することができるので、出力負荷のインピーダンス変動に高速に追従することができる。また、動作する電力増幅器の数を減らす必要が無いので、変調波の分解能の劣化が生じるのを防ぐことができる。

また、本実施形態によれば、合成器と電力増幅器１３−１との間に補償器１４−１が設けられ、合成器と電力増幅器１３−２との間に補償器１４−２が設けられている。補償器１４−１は、合成器の入力端から電力増幅器１３−１側を見たインピーダンスがゼロとなるようなインピーダンスを有する。また、補償器１４−２は、合成器の入力端から電力増幅器１３−２側を見たインピーダンスがゼロとなるようなインピーダンスを有する。

そのため、合成器の入力端子である端子２０１，２０２を短絡状態とし、送信機ＴＸ側に妨害波電力（同一周波数）が伝送されるのを防ぐことができる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックに含まれる機能等は論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。

１０ 送信装置
１１，１１−１，１１−２ 変調部
１２ 搬送波発振器
１３−１，１３−２ 電力増幅器
１４−１，１４−２ 補償器
１５ 直交合成器
１６ ダミー装置
１７ 電力検出器
１８ 位相制御器
１９ ブリッジドＴ型出力合成器
Ｌ１〜Ｌ８ コイル
Ｃ，Ｃ１〜Ｃ７ コンデンサ
２０１〜２０４，３０１，３０２，４０１，４０２ 端子
２０５ 出力負荷
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ａ１〜Ａ３ 比較器
Ｒ１〜Ｒ２１ 抵抗
５０１ 反射係数演算器
５０２ 分配器
５０３ 位相調整器

Claims (5)

1. 送信装置であって、
   搬送波を出力する搬送波発振器と、
   前記搬送波が入力され、信号波に基づいて前記搬送波を増幅する第１の電力増幅器および第２の電力増幅器と、
   前記第１の電力増幅器の出力信号と前記第２の電力増幅器の出力信号とを合成して前記送信装置の出力端に出力し、前記出力端への出力電力を、前記第１の電力増幅器の出力信号の位相および前記第２の電力増幅器の出力信号の位相の少なくとも一方に応じて調整可能な合成器と、
   前記合成器から前記出力端への進行電力と前記出力端からの反射電力とを検出する電力検出器と、
   前記電力検出器の検出結果に基づき、前記第１の電力増幅器および前記第２の電力増幅器の少なくとも一方に入力される搬送波の位相を制御する位相制御器と、
   を有することを特徴とする送信装置。
2. 請求項１記載の送信装置において、
   前記合成器と前記第１の電力増幅器との間に設けられた第１の補償器と、
   前記合成器と前記第２の電力増幅器との間に設けられた第２の補償器と、
   をさらに有し、
   前記第１の補償器は、前記第１の電力増幅器の出力信号が入力される、前記合成器の入力端から前記第１の電力増幅器側を見たインピーダンスがゼロとなるようなインピーダンスを有し、
   前記第２の補償器は、前記第２の電力増幅器の出力信号が入力される、前記合成器の入力端から前記第２の電力増幅器側を見たインピーダンスがゼロとなるようなインピーダンスを有することを特徴とする送信装置。
3. 請求項１または２記載の送信装置において、
   反射電力を生じさせないダミー装置をさらに有し、
   前記合成器は、前記第１の電力増幅器の出力信号と前記第２の電力増幅器の出力信号とを合成し、前記送信装置の出力端と前記ダミー装置とに出力電力を分配することを特徴とする送信装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の送信装置において、
   前記合成器は、３ｄＢカプラであることを特徴とする送信装置。
5. 送信装置の制御方法であって、
   送信装置には、
   搬送波を出力する搬送波発振器と、
   前記搬送波が入力され、信号波に基づいて前記搬送波を増幅する第１の電力増幅器および第２の電力増幅器と、
   前記第１の電力増幅器の出力信号と前記第２の電力増幅器の出力信号とを合成して前記送信装置の出力端に出力し、前記出力端への出力電力を、前記第１の電力増幅器の出力信号の位相および前記第２の電力増幅器の出力信号の位相に応じて調整可能な合成器と、が設けられ、
   前記合成器から前記出力端への進行電力と前記出力端からの反射電力とを検出するステップと、
   前記検出の結果に基づき、前記第１および第２の電力増幅器の少なくとも一方に入力される搬送波の位相を制御するステップと、
   を含む制御方法。

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