JP2016114571A - 静電容量検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】被測定容量の充放電のための駆動電流による電磁放射ノイズが低減された静電容量検出装置を提供する。【解決手段】静電容量検出装置（１００）は、被測定容量（２０）の充放電のための駆動電流を供給する電流源（１１１）と、駆動電流により被測定容量を充放電させることで、駆動電流の電流値と被測定容量の容量値に応じた周波数で被測定容量の端子間電圧を振動させる発振回路（１１２）と、発振回路から出力された信号を測定することにより、被測定容量の容量値を示す容量信号を生成し、出力する容量信号出力部（１１３）と、容量信号出力部からの出力に基づいて、被測定容量の容量値の変化を判断する容量変化判断部（１２１）とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、静電容量検出装置に関する。

被検出物の位置又は動作を静電容量の変化によって検出する静電容量センサが知られている。静電容量センサは検出用の１つ又は複数の電極を有する。被検出物が検出用の電極に接近すると、電極と電極の間又は電極とグラウンドとの間に生じる静電容量の容量値が変化する。静電容量センサはこの容量値の変化を電気信号として測定することによって、被検出物の動作を検出する装置である。このような静電容量センサは、タッチセンサを用いた車両用スライドドアの開閉スイッチなどの用途に用いられている。

特許文献１（特開２００５−１０６６６５号公報）及び特許文献２（特開２００５−２８６７３４号公報）には、静電容量センサの電極に生じる静電容量の変化を検出するための静電容量検出装置が開示されている。

特許文献１に記載された静電容量検出装置は、被測定容量Ｃｘ１に蓄積された電荷を基準容量Ｃｓに転送する操作を繰り返し、基準容量Ｃｓの端子間電圧が所定値を超えるまでの繰り返し回数に基づいて被測定容量Ｃｘ１の容量値の変化を判定する。電荷を転送する操作は、スイッチＳ２、Ｓ３のオン／オフを切り替えて、被測定容量Ｃｘ１に充放電を繰り返させることにより行われる。

特許文献２に記載された静電容量検出装置は、特許文献１と同様の構成に加え、感度補償容量ΔＣｄをさらに備えることにより、検出感度を向上させている。

特開２００５−１０６６６５号公報 特開２００５−２８６７３４号公報

特許文献１及び特許文献２に記載された静電容量検出装置は、所定の周期でスイッチのオン／オフを繰り返すことにより、繰り返し基準容量Ｃｓに電荷が充電される構成となっている。この充電は異なる電圧の容量をスイッチで接続して電荷を移動させるものであるため、極めて短時間に行われる。そのため、基準容量Ｃｓに電荷が充電される際に、大きな駆動電流がパルス状に回路を流れる。この駆動電流は電磁ノイズの発生原因となり得る。電磁ノイズはスイッチのオン／オフの周期に応じた周波数で放射され、他の電子機器の動作に悪影響を与えることがある。例えば、当該静電容量検出装置が車両に搭載された場合には、駆動電流による電磁ノイズは車両内に設置されるラジオ等の受信品質を劣化させる原因となり得る。

本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、被測定容量の充放電のための駆動電流による電磁ノイズが低減された静電容量検出装置を提供することを目的とする。

本発明の一実施形態によれば、被測定容量の充放電のための駆動電流を供給する電流源と、駆動電流により被測定容量を充放電させることで、駆動電流の電流値と被測定容量の容量値に応じた周波数で被測定容量の端子間電圧を振動させる発振回路と、発振回路から出力された信号を測定することにより、被測定容量の容量値を示す容量信号を生成し、出力する容量信号出力部と、容量信号出力部からの出力に基づいて、被測定容量の容量値の変化を判断する容量変化判断部とを備える、静電容量検出装置が提供される。

本発明によれば、被測定容量の充放電のための駆動電流による電磁放射ノイズが低減された静電容量検出装置を提供することができる。

第１の実施形態に係る静電容量検出装置及びそれを有する静電容量センサの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る発振回路の回路構成を示す図である。 第１の実施形態に係る静電容量検出装置のタイミングチャートである。 第２の実施形態に係る可変定電流源の回路構成を示す図である。 第２の実施形態に係る静電容量変化の検出動作の模式図である。 第３の実施形態に係る発振回路の回路構成を示す図である。 第３の実施形態に係る静電容量検出装置のタイミングチャートである。

以下、本発明を実施するための例示的な実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。ただし、特別な記載がない限り、本発明の範囲は、以下に説明される実施形態で具体的に記載された形態に限定されるものではない。なお、以下で説明する図面で、同機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略することもある。

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態に係る静電容量検出装置及びそれを有する静電容量センサなどの構成を示すブロック図である。以下、図１を参照しながら本実施形態に係る静電容量検出装置１００及びその動作の概要を説明する。

本実施形態の静電容量検出装置１００は、例えば操作部に静電容量センサ１０を備えた車両用の開閉体５０の開閉制御等に適用可能である。開閉体５０の一例としては、車両の電動スライドドアがある。この場合、静電容量センサ１０はドアハンドル等に設置することができる。

静電容量センサ１０は容量検出電極１１を有する。静電容量検出装置１００は、静電容量センサ１０の容量検出電極１１とグラウンド（ＧＮＤ）との間の容量値（被測定容量２０）を測定し、被検出物３０（車両のユーザの手など）による容量値の変化を判断する装置である。被測定容量２０の容量値は容量検出電極１１と被検出物３０との間の距離などに応じて変化する。静電容量検出装置１００は、被測定容量２０の変化を測定することにより、容量検出電極１１に被検出物３０が接近又は接触したことを検出することができる。

図１の被測定容量２０内には、被検出物３０が容量検出電極１１に接近又は接触している場合と接近していない場合との２つの状況による回路構成の変化がスイッチ２１及び浮遊容量２２として等価的に示されている。被検出物３０が容量検出電極１１に接近していない場合（スイッチ２１はオフ）、静電容量センサ１０は、容量検出電極１１により生じる浮遊容量２２を検出する。他方、被検出物３０が容量検出電極１１に接近又は接触している場合（スイッチ２１はオン）、静電容量センサ１０は、主に容量検出電極１１と被検出物３０との間の容量値を検出する。このとき、容量検出電極１１から出力される電気力線の多くは被検出物３０に受け取られるため、静電容量センサ１０が検出する容量値は増加する。なお、スイッチ２１と浮遊容量２２は、被測定容量２０の容量値が変化することの説明の便宜のために示した等価的なものであり、実際にこのような素子が設置されていることを意味するものではない。また、この等価回路は一例であり、静電容量センサ１０は、被検出物３０が容量検出電極１１に接近した場合に被測定容量２０の容量値が減少する構成（相互容量型の静電容量センサ等）であってもよい。

被検出物３０が容量検出電極１１に接近又は接触し、被測定容量２０の容量値が所定の条件（例えば、所定の閾値を超えた場合等）を満足すると、静電容量検出装置１００は、被検出物３０が検出されたことを示す信号を開閉体制御装置４０に送信する。

開閉体制御装置４０は、被検出物３０が検出されたことを示す信号を受信すると、制御信号を開閉体５０に送信する。開閉体５０は制御信号を受信すると開動作又は閉動作を行う。

なお、本実施形態の静電容量検出装置１００が適用可能な装置は上述の車両用開閉体の制御装置に限定されない。本実施形態の静電容量検出装置１００は、静電容量の測定及び判断を要するあらゆる装置に適用可能である。

静電容量検出装置１００は測定部１１０及び容量変化判断部１２１を有する。測定部１１０は電流源１１１、発振回路１１２及び容量信号出力部１１３を有する。

発振回路１１２は被測定容量２０の一端である容量検出電極１１に接続される。被測定容量２０の他端は等価回路的にグラウンド（ＧＮＤ）に接続される。電流源１１１は被測定容量２０への充放電に必要な駆動電流を発振回路１１２に供給する。発振回路１１２は、容量検出電極１１を介して被測定容量２０に充放電を行うことにより、被測定容量２０の端子間電圧を周期的に振動させる。被測定容量２０の端子間電圧の周波数（発振周波数）は被測定容量２０の容量値と電流源１１１が供給する電流値とに依存する。すなわち、当該発振周波数の変化を測定することにより、被測定容量２０の容量値の変化を検出することができる。発振回路１１２は、発振周波数と同じ周波数を有するパルス信号を容量信号出力部１１３に出力する。

なお、電流源１１１は、単一の電流値のみを出力する固定定電流源であってもよく、複数の値の中から一つの値の電流値を選択して出力する可変定電流源であってもよい。電流源１１１が可変定電流源である場合、発振回路１１２は、複数の発振周波数を生成可能である。この場合、容量変化判断部１２１は、複数の容量測定結果と複数の電流値に基づいて被検出物３０の接近又は接触を判断することができる。

容量信号出力部１１３は、発振回路１１２から被測定容量２０の容量値に応じた周波数を有する信号が入力されると、当該信号を測定する。この測定は、例えば、所定の時間内に入力されたパルス数をカウントするものである。パルスのカウント数を測定時間で除算することにより信号の周波数を算出することができる。測定時間を一定としておくことにより、この除算を省略して周波数ではなく、カウント数自体を後段の判断又は制御に用いてもよい。このようにして、容量信号出力部１１３は、被測定容量２０の容量値を示す周波数、カウント数などの信号（容量信号）を出力することができる。

容量変化判断部１２１は、容量信号出力部１１３から出力された被測定容量２０の容量値を示す信号及び電流源１１１から出力された電流値を示す信号に基づいて、容量検出電極１１への被検出物３０の接近又は接触の有無などを判断する。例えば、被測定容量２０の容量値が、所定の閾値以上又は以下である場合、所定時間以内に急激に変化した場合などに、被検出物３０の接近、後退又は接触があったと判断するように容量変化判断部１２１を設定することができる。容量変化判断部１２１は、容量検出電極１１に被検出物３０が接近又は接触したと判断した場合、開閉体制御装置４０は開閉体５０の動作を促す制御信号を送信する。

図２は、第１の実施形態に係る発振回路の回路構成を示す図である。図２を参照して発振回路１１２の構成及び動作をより詳細に説明する。発振回路１１２には、電流源１１１及び被測定容量２０が接続されている。電流源１１１は直流電流を供給する定電流源Ｕ１を有する。被検出物３０の接近などに応じて被測定容量２０の容量値は変化するため、被測定容量２０は等価的に可変容量と考えることができる。そのため、回路図中では被測定容量２０は可変容量ＶＣとして図示されている。

発振回路１１２は入力端子ＧＯ、入出力端子ＳＧＴ及び出力端子ＳＥＮ＿ＣＫを有する。入力端子ＧＯは発振回路１１２の動作／非動作を制御する端子である。入力端子ＧＯにハイレベルの信号が入力されているとき、発振回路１１２は動作状態となり、被測定容量２０の容量値の測定が行われる。入出力端子ＳＧＴは被測定容量２０に接続される。入出力端子ＳＧＴは発振回路１１２から被測定容量２０に充放電のための電流を供給する出力端子であり、被測定容量２０の電圧を発振回路１１２に入力させるための入力端子でもある。出力端子ＳＥＮ＿ＣＫは容量信号出力部１１３に接続される。発振回路１１２で生成された発振周波数と同じ周波数を有するパルス信号が、出力端子ＳＥＮ＿ＣＫから容量信号出力部１１３に出力される。また、発振回路１１２は、電源ＶＣＣに接続されており、基準電圧及び電力の供給を受ける。電源ＶＣＣは例えば３．３Ｖの電圧を供給するＤＣ電源である。

発振回路１１２は、トランジスタＱ１〜Q１０、抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３、コンパレータＵ２、インバータＵ３、Ｕ４を有する。トランジスタＱ１、Q２〜Q４、Ｑ７、Q１０はＮ型のＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)で構成される。トランジスタＱ５、Q６、Ｑ８、Q９はＰ型のＭＯＳＦＥＴで構成される。ただし、トランジスタの構成はこれに限定されるものでなく、例えばバイポーラトランジスタなどに置き換えてもよい。

入力端子ＧＯはインバータＵ４の入力端子に接続され、インバータＵ４の出力端子はトランジスタＱ２、Ｑ３のゲート端子に接続される。定電流源Ｕ１のプラス端子は電源ＶＣＣに接続され、マイナス端子はトランジスタＱ２、Ｑ４のドレイン端子に接続される。また、トランジスタＱ４のドレイン端子は、トランジスタＱ４、Ｑ７、Ｑ１０のゲート端子と接続される。トランジスタＱ３のドレイン端子は、トランジスタＱ１０のドレイン端子、トランジスタＱ８、Ｑ９のドレイン端子、コンパレータＵ２の反転入力端子及び入出力端子ＳＧＴに接続される。トランジスタＱ７のドレイン端子はトランジスタＱ５、Ｑ６のソース端子及びトランジスタＱ６、Ｑ８、Ｑ９のゲート端子に接続される。トランジスタQ２〜Q４、Ｑ７、Q１０のソース端子はＧＮＤに接続される。

抵抗素子Ｒ１の一端は電源ＶＣＣと接続され、他端はコンパレータＵ２の非反転入力端子及び抵抗素子Ｒ２の一端と接続される。抵抗素子Ｒ２の他端は抵抗素子Ｒ３の一端及びトランジスタＱ１のドレイン端子に接続される。抵抗素子Ｒ３の他端はＧＮＤに接続される。トランジスタＱ１のゲート端子はインバータＵ３の出力端子に接続され、ソース端子はＧＮＤに接続される。コンパレータＵ２の出力端子は、インバータＵ３の入力端子、トランジスタＱ５のゲート端子及び出力端子ＳＥＮ＿ＣＫに接続される。トランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ９のソース端子は電源ＶＣＣに接続される。

トランジスタＱ６、Ｑ８、Ｑ９はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ６のソース−ドレイン間を流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ８、Ｑ９のソース−ドレイン間にも流れる。同様にトランジスタＱ４、Ｑ７、Ｑ１０もカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ４のソース−ドレイン間を流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ７、Ｑ１０のソース−ドレイン間にも流れる。以下の説明では、説明の単純化のためこれらのカレントミラー回路を構成する各トランジスタを流れる電流は同一（電流比が１：１）であるものとする。

図３は、第１の実施形態に係る静電容量検出装置のタイミングチャートである。本実施形態の発振回路１１２は、入出力端子ＳＧＴに三角波を生成し、出力端子ＳＥＮ＿ＣＫに矩形波を生成する。図３には、発振状態における、入出力端子ＳＧＴの電圧、コンパレータＵ２の非反転入力端子電圧、入出力端子ＳＥＮ＿ＣＫの電圧（トランジスタＱ５のゲート電圧）及びトランジスタＱ１のゲート電圧のタイミングチャートが示されている。なお、以下の説明では、電源ＶＣＣの電圧は３．３Ｖとする。また、コンパレータＵ２の非反転入力端子電圧はＶ_ｍａｘ＝２．８Ｖ又はＶ_min＝０．５Ｖとなるように抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値が設定されているものとする。これについての詳細は後述する。

以下、図３のタイミングチャートを参照しながら本実施形態の発振回路１１２の動作を説明する。なお、以下の説明において、入力端子ＧＯに入力される信号はハイレベルであるものとする。このとき、入力端子ＧＯからインバータＵ４を介してトランジスタＱ２、Ｑ３のゲート端子に入力される電圧はローレベルであり、トランジスタＱ２、Ｑ３はオフである。

時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間は、被測定容量２０が充電され、入出力端子ＳＧＴの電圧が上昇する電荷蓄積期間である。この期間において、コンパレータＵ２の非反転入力端子電圧は２．８Ｖである。入出力端子ＳＧＴの電圧は２．８Ｖ未満であるため、コンパレータＵ２の出力電圧はハイレベルとなる。したがって、入出力端子ＳＥＮ＿ＣＫの電圧はハイレベルとなり、トランジスタＱ１のゲート電圧はローレベルとなる。このとき、トランジスタＱ５のゲート端子にはハイレベルの電圧が入力されるので、トランジスタＱ５はオフになっている。

このとき、定電流源Ｕ１はトランジスタＱ４に定電流を供給する。この電流をＩ_１とすると、トランジスタＱ４、Ｑ７、Ｑ１０はカレントミラー回路を構成していることからトランジスタＱ７、Ｑ１０にも電流Ｉ_１が流れる。したがって、トランジスタＱ７と直列に接続されているトランジスタＱ６にも電流Ｉ_１が流れる。さらにトランジスタＱ６、Ｑ８、Ｑ９もカレントミラー回路を構成していることからトランジスタＱ８、Ｑ９にも電流Ｉ_１が流れる。入出力端子ＳＧＴのノードに着目すると、トランジスタＱ８、Ｑ９は入出力端子ＳＧＴのノードに合計２Ｉ_１の電流を供給し、トランジスタＱ１０はグラウンドに対しＩ_１の電流を流出させていることから、被測定容量２０には電流Ｉ_１の電流が駆動電流として流れ込む。これにより、被測定容量２０には電荷が蓄積され、入出力端子ＳＧＴのノードの電圧は時間経過ともに徐々に上昇する。なお、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間をΔｔとする。Δｔは被測定容量２０に電荷が蓄積されるまでに要する充電時間に相当する。

なお、この期間においてはトランジスタＱ１のゲート電圧はローレベルであるため、トランジスタＱ１はオフである。この場合、コンパレータＵ２の非反転入力端子の電圧Ｖ_ｍａｘは、電源ＶＣＣの電圧３．３Ｖを抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３により分圧したものとなる。すなわち、Ｖ_ｍａｘ＝３．３［V］×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）で表される電圧となる。本実施形態ではＶ_ｍａｘ＝２．８Ｖになるように抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値が設定される。

その後、時刻ｔ２において、入出力端子ＳＧＴの電圧が２．８Vに到達すると、コンパレータＵ２の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧を超えるため、コンパレータＵ２の出力電圧がローレベルになる。これにより、トランジスタＱ５のゲート電圧がローレベルになり、トランジスタＱ１のゲート電圧はハイレベルとなる。そして、トランジスタＱ１はオンになり、コンパレータＵ２の非反転入力端子の電圧はＶ_min＝３．３［V］×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）に変化する。本実施形態ではＶ_min＝０．５Ｖとなるように抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値が設定される。

なお、Ｖ_ｍａｘ＝３．３［V］×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）＝２．８［V］と、Ｖ_min＝３．３［V］×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝０．５［V］の両者を同時に満足する抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値の比率は、１４０：２５：７５９である。よって、抵抗値をこの比率を満たすように設定することにより、２．８Ｖと０．５Ｖの間で振動する発振回路１１２の設計が可能である。

時刻ｔ２において、トランジスタＱ５のゲート電圧がハイレベルからローレベルに変化するため、トランジスタＱ５はオンになる。すると、トランジスタＱ５のソース−ドレイン間が短絡され、トランジスタＱ６には電流が流れなくなる。同様にカレントミラー回路を構成しているトランジスタＱ８、Ｑ９にも電流が流れなくなる。入出力端子ＳＧＴのノードに着目すると、トランジスタＱ８、Ｑ９から入出力端子ＳＧＴには電流が流れず、被測定容量２０からは電流Ｉ_１がトランジスタＱ１０を介してグラウンドに流出する。これにより、時刻ｔ２以降、被測定容量２０から電荷が放電され、入出力端子ＳＧＴのノードの電圧は時間経過ともに徐々に下降する。

その後、時刻ｔ３において、入出力端子ＳＧＴの電圧が０．５Vに到達すると、コンパレータＵ２の反転入力端子電圧が非反転入力端子の電圧を下回るため、コンパレータＵ２の出力電圧がハイレベルになる。これにより、トランジスタＱ５のゲート電圧がハイレベルになり、トランジスタＱ１のゲート電圧はローレベルとなる。そして、トランジスタＱ１はオフになり、コンパレータＵ２の入力端子の電圧はＶ_ｍａｘになる。以降の動作は時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間と同じである。このようにして、入出力端子ＳＧＴの電圧は、０．５Vと２．８Ｖの間で上昇及び下降が繰り返される三角波になり、出力端子ＳＥＮ＿ＣＫの電圧はハイレベル及びローレベルが繰り返されるパルス波になる。

次に、出力端子ＳＥＮ＿ＣＫから出力されるパルス波の電圧の周波数Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}について説明する。Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}は、被測定容量２０に電荷が充放電される周波数と一致するため、被測定容量２０への充電時間Δｔに依存する。被測定容量ＶＣに蓄積される電荷をＱ（ｔ）、被測定容量２０の容量値をＣ_１、被測定容量２０に供給される電流をＩ（ｔ）とする。

被測定容量ＶＣの両端の電圧Ｖ（ｔ）と電荷Ｑ（ｔ）の間には、Ｑ（ｔ）＝Ｃ_１Ｖ（ｔ）の関係がある。また、被測定容量２０に供給される電流をＩ（ｔ）と電荷Ｑ（ｔ）の間には、以下の式（１）の関係がある。

式（１）を充電時間Δｔの区間で積分すると以下のように変形できる。

ここで、入出力端子ＳＧＴの上限閾値電圧及び下限閾値電圧をそれぞれＶ_ｍａｘ及びＶ_ｍｉｎとすると、左辺はＶ_ｍａｘ−Ｖ_ｍｉｎとなる。電流Ｉ（ｔ）は、定電流源Ｕ１から供給されたものであるため、定電流である。この定電流の値をＩ（ｔ）＝Ｉ_１とする。また、電圧振幅ΔＶ＝Ｖ_ｍａｘ−Ｖ_ｍｉｎとすると、式（２）はさらに以下のように変形できる。

式（３）より、充電時間Δｔと周波数Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}は以下のようになる。

すなわち、入出力端子ＳＥＮ＿ＣＫの電圧の周波数Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}は、被測定容量２０の容量値Ｃ_１に反比例し、かつ電流源１１１が供給する電流値Ｉ_１に比例する。例えば、ΔＶ＝２．８Ｖ−０．５Ｖ＝２．３V、C_１＝１０ｐＦ、Ｉ_１＝１μＡとすると、式（４）及び式（５）より、Δｔ＝２３μｓ、Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}＝２１．７３９１ｋＨｚが得られる。また、仮に定電流源Ｕ１が供給する電流Ｉ_１をＩ_１＝１０μＡに変化させた場合、Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}は、２１７．３９１ｋＨｚに変化する。定電流源Ｕ１が供給する電流Ｉ_１は、被測定容量２０の容量値に応じて、測定に適した周波数が出力されるように適宜選択可能である。

以上のようにして、発振回路１１２は、被測定容量２０の容量値Ｃ_１に反比例し、電流源１１１が供給する電流値Ｉ_１に比例する周波数Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}を有するパルス信号を出力端子ＳＥＮ＿ＣＫに出力する。容量信号出力部１１３において、出力端子ＳＥＮ＿ＣＫの出力信号をクロック源とするカウンタ回路などを用いることで所定時間内のパルス数をカウントすることにより、被測定容量２０の容量値を示す信号（容量信号）を取得することができる。

本実施形態の発振回路１１２は、定電流源Ｕ１を用いて電流を供給している。したがって、入出力端子ＳＧＴのノードを流れる電流は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の充電期間において一定値であり、時刻ｔ２から時刻ｔ３の放電期間においても一定値である。すなわち、引用文献１、２に記載されたスイッチのオン／オフにより基準容量に被測定容量の電荷を移動させる構成と比べて、本実施形態の静電容量検出装置１００は、回路内に瞬間的に大きな駆動電流が流れにくい構成となっている。これにより、回路内を流れる電流によって生じ得る電磁ノイズによる他の電子機器への悪影響が解消又は低減される。よって、例えば本実施形態の静電容量検出装置１００を車両に搭載した場合、電磁ノイズに起因するラジオの受信品質劣化が低減される。

＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、定電流源Ｕ１が供給する電流の値が１種類（Ｉ_１）の場合を想定している。しかしながら、定電流源Ｕ１は複数の異なる値の電流値を供給可能な可変定電流源であってもよい。第２の実施形態に係る静電容量検出装置は、図２の定電流源Ｕ１として可変定電流源を用いたものである。その他の回路構成は図２と同様である。

図４に、第２の実施形態に係る可変定電流源の回路構成を示す。可変定電流源は、オペアンプＵ５、トランジスタＱ１１〜１３及び可変抵抗ＶＲを有する。トランジスタＱ１１はＮ型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＱ１１２、１３はＰ型のＭＯＳＦＥＴである。なお、本回路は可変定電流源の一例であり、他の構成により電流値を可変に構成してもよい。

可変抵抗素子ＶＲは、抵抗値を変更することが可能な抵抗素子である。可変抵抗素子ＶＲは、抵抗素子Ｒｖ１〜Ｒｖｎ及びスイッチＳＷ１〜ＳＷｎを有する。抵抗素子Ｒｖ１〜Ｒｖｎは互いに並列接続の関係になっており、抵抗素子Ｒｖ１〜ＲｖｎにはスイッチＳＷ１〜ＳＷｎがそれぞれ接続されている。スイッチＳＷ１をオンにすると、可変抵抗素子ＶＲの入出力間は抵抗素子Ｒｖ１で接続される。同様に、スイッチＳＷ２をオンにすると、可変抵抗素子ＶＲの入出力間は抵抗素子Ｒｖ２で接続される。このようにして、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのオン／オフを制御することにより可変抵抗素子ＶＲの端子間の抵抗値を制御することができる。

オペアンプＵ５の非反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプＵ５の出力端子はトランジスタＱ１１のゲート端子に接続される。オペアンプＵ５の反転入力端子はトランジスタＱ１１のソース端子及び可変抵抗素子ＶＲの一端に接続される。可変抵抗素子ＶＲの他端はＧＮＤに接続される。

トランジスタＱ１１のドレイン端子はトランジスタＱ１２のドレイン端子及びトランジスタＱ１２、Ｑ１３のゲート端子に接続される。トランジスタＱ１２、Ｑ１３のソース端子は電源ＶＣＣに接続される。トランジスタＱ１２、Ｑ１３はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ１２のソース−ドレイン間を流れる電流に応じた電流がトランジスタＱ１３のソース−ドレイン間にも流れる。トランジスタＱ１３のドレイン端子は出力端子Ｉ＿ＯＵＴを構成する。図２における定電流源Ｕ１のプラス端子はトランジスタＱ１２、Ｑ１３のソース端子に対応し、マイナス端子は出力端子Ｉ＿ＯＵＴに対応する。

オペアンプＵ５の出力電圧は、オペアンプＵ５の入力端子間のバーチャルショートが実現されるように制御される。言い換えると、オペアンプＵ５の反転入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにトランジスタＱ１１を流れる電流が制御される。よって、可変抵抗素子ＶＲの抵抗値がＲｖ１である場合、電源ＶＣＣからトランジスタＱ１２、トランジスタＱ１１、可変抵抗素子ＶＲを介してＧＮＤに流れる電流は（Ｖｒｅｆ／Ｒｖ１）となる。ここで、可変抵抗素子ＶＲの抵抗値をＲｖ２に変化させると、当該電流は（Ｖｒｅｆ／Ｒｖ２）に変化する。このように、トランジスタＱ１１を流れる電流は可変抵抗素子ＶＲの抵抗値に応じて変化する。上述のようにトランジスタＱ１２、Ｑ１３はカレントミラー回路を構成しているので、出力端子Ｉ＿ＯＵＴから出力される電流は可変抵抗素子ＶＲの抵抗値に応じて変化する。したがって、図４に示された回路は可変定電流源として機能する。

本実施形態の静電容量検出装置１００は上述の可変定電流源により、複数種類の電流値を切り替えて発振回路１１２を順次動作させることにより、複数の周波数Ｆ_{ＳＥＮ＿ＣＫ}を取得可能である。例えば、電流源１１１が供給する複数個（ｊ個）の電流値をＩ_１、Ｉ_２、・・・Ｉ_ｊとする。このときに測定される周波数をＦ_１、Ｆ_２、・・・Ｆ_ｊとする。これらに基づいて式（５）を用いて被測定容量２０の容量値を算出することができる。例えば電流値Ｉ_１によって算出される容量値をＣ_１とすると、Ｃ_１＝Ｉ_１／（２・Ｆ_１・ΔＶ）である。同様にＩ_１、Ｉ_２、・・・Ｉ_ｊに対応する容量値をＣ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊとする。このように、ｊ個の容量値を取得する測定を１組として、容量測定を行う。これらの容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊは、同じ被測定容量２０を測定して得られたものであるため理想的にはすべて同じ値となるはずである。しかしながら、外部からのノイズ等により１つ又は複数の容量値がそれ以外の容量値と異なる値となることもあり得る。なお、以下の説明では、説明の簡略化のために静電容量検出装置１００は容量値を算出して判断に用いているものとするが、容量値自体を算出することは必須ではない。例えば、パルスのカウント数などの容量値を示す信号（容量信号）を用いて制御を行うことも可能であり、その場合は容量値そのものは算出されなくてもよい。この場合も、以下の説明における「容量値」を「容量値に相当するデータ」、「制御に用いるデータ」などと読み替えることにより、本実施形態の容量変化の検出を同様に行うことができる。

図５は、第２の実施形態に係る静電容量検出装置１００による被測定容量２０の静電容量の変化を検出する動作の模式図である。本実施形態の動作フローでは、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊの測定を１組とした容量値の測定を反復して、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊの変化により被測定容量２０の変化を検出する。

「容量測定１回目」のステップにおいて、電流源１１１は、電流値Ｉ_１、Ｉ_２、・・・Ｉ_ｊを発振回路１１２に供給し、発振回路１１２はそれぞれの電流値に応じた周波数Ｆ_１、Ｆ_２、・・・Ｆ_ｊを有する信号を容量信号出力部１１３に出力する。容量信号出力部１１３は、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊを算出する。すなわち、「センサ動作１回目」において、電流値Ｉ_１、Ｉ_２、・・・Ｉ_ｊと１対１に対応する容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊが取得される。なお、容量値の測定精度を高めるため、各容量値の測定間隔（例えば、容量値Ｃ_１と容量値Ｃ_２の測定間の待機時間）はなるべく短い方が好ましい。被測定容量２０の静電容量が測定間隔の間に変化して測定値が変動する可能性を下げるためである。例えば、測定間隔は、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊの測定時間よりも短くすることがより好ましい。しかしながら、回路の初期化のための時間を確保するため、測定間隔をある程度設けざるを得ないこともある。このような要素を考慮して測定間隔と測定時間を適宜設定する。一例としては、測定間隔が１０μｓ以下、測定時間が１００μｓ以上となるように設定する。

「容量測定１回目」のステップが完了して、所定の時間が経過した後、「容量測定２回目」のステップの処理が行われる。処理の内容は「センサ動作１回目」と同様である。以下、静電容量センサ１０が動作している間は同様の動作が繰り返される。このようにして、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊが反復的に取得される。容量変化判断部１２１は、センサ動作ステップ間の容量値の変化量に基づいて被測定容量２０の静電容量が変化したかどうかを判断する。例えば、「容量測定３回目」と「容量測定２回目」の間で、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊがすべて所定の閾値を超えて変化（増加又は減少）した場合、容量変化判断部１２１は被測定容量２０の静電容量が変化したと判断することができる。なお、この判断の基準に用いる容量値は、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊのうちの一部又は全部であってもよく、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊから導出した値であってもよい。例えば、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊのうちの任意の１つを代表値として用いてもよく、これらの平均値又は中央値を用いてもよい。

上述のように、理想的には容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊは、すべて同じ値となるはずである。測定誤差を考慮したとしても、通常は容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊのうちの任意の容量値が測定誤差のレンジ以上他の容量値と異なることはないはずである。よって、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊのうちの少なくとも一つのある容量値が他の容量値と比べて所定の閾値（例えば測定誤差のレンジ）以上異なっている場合には、正常な測定ができていない状態であると判断される。

例えば、静電容量検出装置１００が、外部からある周波数のＥＭＩ（Electromagnetic Interference）ノイズを受けている場合を想定する。本実施形態の静電容量検出装置１００は、発振回路１１２により生成された発振周波数を測定することにより容量値の計測を行っている。発振周波数がＥＭＩノイズの周波数と一致又は近い値である場合、ＥＭＩノイズの影響により測定精度が劣化する可能性がある。なお、このようなＥＭＩノイズに対する電子機器の耐性（イミュニティ）はＴＥＭＣＥＬＬ(Transverse Electromagnetic cell)試験、ＢＣＩ(Bulk Current Injection)試験などのイミュニティ試験により評価することができる。

本実施形態では、複数の周波数Ｆ_１、Ｆ_２、・・・Ｆ_ｊに基づいて複数の容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊを取得し、これらに基づいて静電容量の変化が判断される。容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊのうちのある１つ（これを容量値Ｃ_ｋとする）が他のすべてと所定の閾値以上異なっている場合、その容量値Ｃ_ｋに対応する測定周波数Ｆ_ｋと同一又はその逓倍の周波数を有するＥＭＩノイズを受けているものと想定される。このようなＥＭＩノイズの周波数は単一であることが多いため、ＥＭＩノイズを受けているデータを除外すれば残りのデータはＥＭＩノイズを受けていないものと推定される。そこで、容量変化判断部１２１は、ＥＭＩノイズを受けたと判断されていない容量値に基づいて被測定容量２０の静電容量の変化を判断する（すなわち、容量値Ｃ_ｋを除外して判断する）。これにより、ＥＭＩノイズの影響を解消又は低減することができる。

なお、上述のように、ある周波数のＥＭＩノイズによって測定精度が劣化した場合、その逓倍の周波数の測定精度も劣化することがある。よって、１つの周波数のＥＭＩノイズが複数の容量値の測定精度を悪化させる問題が生じうる。この影響を低減するためには、例えば、各電流値が他の電流値の整数倍とならないように電流値Ｉ_１、Ｉ_２、・・・Ｉ_ｊを選択すればよい。より好適には、電流値Ｉ_１、Ｉ_２、・・・Ｉ_ｊを、ある基準電流値Ｉ_０に対し、ｎ_１・Ｉ_０、ｎ_２・Ｉ_０、・・・、ｎ_ｊ・Ｉ_０とそれぞれ表現した場合に、ｎ_１、ｎ_２、・・・ｎ_ｊはすべて２以上の整数であり、かつ互いに素（最大公約数が１）であるように電流値を選択すればよい。これにより、さらに効果的にＥＭＩノイズの影響を解消又は低減することができる。

なお、電流源１１１が供給する異なる電流値の個数ｊは３個以上であることがより好ましい。ｊ＝２の場合、２つの容量値が異なる値になった場合、測定値に異常があることは判断できても、どちらが正しい測定値であるかを判断できないおそれがある。これに対し、ｊ≧３の場合、ＥＭＩノイズにより１つの容量値が正しく測定できなかった場合であっても残りの２つ以上の容量値は等しいか又は閾値以内の差となる。したがって、容量変化判断部１２１は、多数決論理等を適用してどの測定値が正しい測定値であるかをより確実に判断することができる。これにより、さらに効果的にＥＭＩノイズの影響を解消又は低減することができる。

次に、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊを順次測定している途中の容量値Ｃ_ｋと容量値Ｃ_ｋ＋１の測定の間に被測定容量２０の静電容量が変化した場合を考える。これはノイズによる場合だけではなく、静電容量センサ１０の容量検出電極１１に被検出物３０が接近、後退又は接触した場合にも生じる。このとき、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｋのグループと容量値Ｃ_ｋ＋１、Ｃ_ｋ＋２、・・・Ｃ_ｊのグループとの間で容量値が所定の閾値以上異なる場合が生じ得る。換言すると、容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊのうち、ある２つ以上の値が他のすべての値に比べて所定の閾値以上異なる場合がある。

上記の状態が「容量測定ｍ回目」のステップにおいて生じたものとする。このとき、容量変化判断部１２１は、「容量測定ｍ回目」のステップに測定されたデータ全体を判断に用いるデータから除外する。換言すると、容量変化判断部１２１は、「容量測定ｍ回目」のステップに測定されたデータを用いた判断を行わない。測定の途中で被測定容量２０の静電容量が変化しているため、判断のデータとして用いるのに適当でないためである。これにより、容量値の測定中に被測定容量２０の静電容量が変化した場合に発生しうる誤測定のデータを基に判断してしまう可能性を低減することができる。なお、除外された「容量測定ｍ回目」のデータとして、「容量測定ｍ−１回目」又は「容量測定ｍ＋１回目」のデータをコピーして用いてもよい。これにより、測定周期が等間隔性に近づき、容量値の測定データの処理が容易になる。

以上のように、本実施形態では、容量変化判断部１２１は複数の容量値Ｃ_１、Ｃ_２、・・・Ｃ_ｊの変化に応じて被測定容量２０の静電容量の変化を判断する。これにより、ＥＭＩノイズの影響が解消又は低減される。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態に係る静電容量検出装置は、発振回路の回路構成が第１又は第２の実施形態と異なる。その他の構成は第１又は第２の実施形態と同様であるため説明を省略する。図６は、第３の実施形態に係る発振回路の回路構成を示す図である。第３の実施形態の発振回路６１２には、第１又は第２の実施形態のトランジスタＱ１、コンパレータＵ２及びインバータＵ３の代わりにコンパレータＵ６、Ｕ７及びリセット・セット・フリップフロップ（ＲＳフリップフロップ）Ｕ８が設けられている。すなわち、第３の実施形態は三角波の発生、入出力単位ＳＧＴの閾値電圧等に関する部分の回路構成が第１又は第２の実施形態と異なっている。それ以外の回路構成は同様である。

コンパレータＵ６の反転入力端子は抵抗素子Ｒ１と抵抗素子Ｒ２の間のノードに接続される。コンパレータＵ６の出力端子はＲＳフリップフロップＵ８のリセット端子（Ｒ端子）に接続される。コンパレータＵ６の非反転入力端子は入出力端子ＳＧＴに接続される。

コンパレータＵ７の非反転入力端子は抵抗素子Ｒ２と抵抗素子Ｒ３の間のノードに接続される。コンパレータＵ７の出力端子はＲＳフリップフロップＵ８のセット端子（Ｓ端子）に接続される。コンパレータＵ７の反転入力端子は入出力端子ＳＧＴに接続される。

ＲＳフリップフロップＵ８の出力端子（Q端子）はトランジスタＱ５のゲート端子及び出力端子ＳＥＮ＿ＣＫに接続される。ＲＳフリップフロップＵ８は下表のとおりに動作する。

図７は、第３の実施形態に係る静電容量検出装置のタイミングチャートである。以下の説明において、電源ＶＣＣの電圧は３．３Ｖとする。また、コンパレータＵ６の反転入力端子電圧はＶ_ｍａｘ＝２．８Ｖ、コンパレータＵ７の非反転入力端子電圧はＶ_min＝０．５Ｖとなるように抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値が設定されているものとする。なお、この条件を満足する抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値の比率は、５：２３：５である。

時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間は、被測定容量２０が充電され、入出力端子ＳＧＴの電圧が上昇する電荷蓄積期間である。この期間において、コンパレータＵ６の反転入力端子電圧は２．８Ｖである。入出力端子ＳＧＴの電圧は２．８Ｖ未満であるため、コンパレータＵ６から出力されＲＳフリップフロップＵ８のリセット端子に入力される電圧はローレベルとなる。また、コンパレータＵ７の非反転入力端子電圧は０．５Ｖである。入出力端子ＳＧＴの電圧は０．５Ｖよりも大きいため、コンパレータＵ７から出力されＲＳフリップフロップＵ８のセット端子に入力される電圧はローレベルとなる。したがって、ＲＳフリップフロップＵ８の出力端子から出力され、トランジスタＱ５のゲート端子に入力される電圧は直前の状態、すなわちハイレベルが維持される（変化しない）。よって、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間はトランジスタＱ５はオフ状態が維持される。これにより、第１の実施形態と同様に入出力端子ＳＧＴのノードの電圧は時間経過ともに徐々に上昇する。

時刻ｔ６において、入出力端子ＳＧＴの電圧が２．８Ｖに到達すると、コンパレータＵ６の非反転入力端子電圧が反転入力端子の電圧を超えるため、コンパレータＵ６の出力電圧がハイレベルになる。これにより、ＲＳフリップフロップＵ８のリセット端子にハイレベルの電圧が入力され、ＲＳフリップフロップＵ８の出力電圧がローレベルになる。これにより、トランジスタＱ５はオンになり、入出力端子ＳＧＴのノードの電圧変化の傾きが反転する。

時刻ｔ７において、入出力端子ＳＧＴの電圧は２．８Ｖ未満に戻ると、コンパレータＵ６から出力されＲＳフリップフロップＵ８のリセット端子に入力される電圧はローレベルになる。よって、ＲＳフリップフロップＵ８の出力端子から出力される電圧は直前の状態、すなわちローレベルが維持される。よって、時刻ｔ７から時刻ｔ８までの期間はトランジスタＱ５はオン状態が維持される。これにより、入出力端子ＳＧＴのノードの電圧は時間経過ともに徐々に下降する。

時刻ｔ８において、入出力端子ＳＧＴの電圧が０．５Ｖを下回ると、コンパレータＵ７の非反転入力端子電圧が反転入力端子の電圧を超えるため、コンパレータＵ７の出力電圧がハイレベルになる。これにより、ＲＳフリップフロップＵ８のセット端子にハイレベルの電圧が入力され、ＲＳフリップフロップＵ８の出力電圧がハイレベルになる。これにより、トランジスタＱ５はオフになり、入出力端子ＳＧＴのノードの電圧の傾きが反転する。

時刻ｔ９において、入出力端子ＳＧＴの電圧が０．５Ｖを超えると、コンパレータＵ７から出力されＲＳフリップフロップＵ８のリセット端子に入力される電圧はローレベルになる。よって、ＲＳフリップフロップＵ８の出力端子から出力される電圧は直前の状態、すなわちハイレベルが維持される。以降も同様の動作が繰り返される。入出力端子ＳＧＴの電圧は、０．５V付近と２．８Ｖ付近の間で上昇及び下降が繰り返される三角波になり、出力端子ＳＥＮ＿ＣＫの電圧はハイレベル及びローレベルが繰り返される矩形波になる。

本実施形態においても、第１又は第２の実施形態と同様の効果が得られる。これに加え、第３の実施形態は、直列抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の間のノードの電位が充放電の切り替わり時に変動しない。そのため、第３の実施形態は第１又は第２の実施形態よりも回路を流れる電流の変化量が小さく、電磁ノイズをさらに低減し得る。

２０ 被測定容量
１００ 静電容量検出装置
１１１ 電流源
１１２ 発振回路
１１３ 容量信号出力部
１２１ 容量変化判断部

Claims (7)

1. 被測定容量の充放電のための駆動電流を供給する電流源と、
   前記駆動電流により前記被測定容量を充放電させることで、前記駆動電流の電流値と前記被測定容量の容量値に応じた周波数で前記被測定容量の端子間電圧を振動させる発振回路と、
   前記発振回路から出力された信号を測定することにより、前記被測定容量の容量値を示す容量信号を生成し、出力する容量信号出力部と、
   前記容量信号出力部からの出力に基づいて、前記被測定容量の容量値の変化を判断する容量変化判断部と
   を備える、静電容量検出装置。
2. 前記電流源は、互いに異なる複数の電流値の駆動電流を供給可能な可変定電流源であり、
   前記容量信号出力部は、前記電流源が供給する前記複数の電流値の駆動電流により、前記容量信号を複数個生成し、出力する、請求項１に記載の静電容量検出装置。
3. 前記電流源が供給する駆動電流の複数の電流値は、各電流値が他のいずれかの電流値の整数倍でない関係となっている、請求項２に記載の静電容量検出装置。
4. 前記電流源が供給する駆動電流の電流値は、
   ある基準電流値Ｉ_０に対し、ｎ_１・Ｉ_０、ｎ_２・Ｉ_０、・・・、ｎ_ｊ・Ｉ_０（ｊは電流値の個数であり、２以上の整数）であって、
   ｎ_１、ｎ_２、・・・、ｎ_ｊはすべて２以上の整数であり、かつ互いに素である、請求項２に記載の静電容量検出装置。
5. 前記容量変化判断部は、前記複数個の容量信号のうちの少なくとも１つの容量信号が示す容量値が他のすべての容量信号が示す容量値と所定の閾値以上異なっている場合、前記少なくとも１つの容量信号を除外して判断を行う、請求項２乃至４のいずれか１項に記載の静電容量検出装置。
6. 前記容量変化判断部は、前記複数個の容量信号のうちの複数の容量信号が示す容量値が、他のすべての容量信号が示す容量値と所定の閾値以上異なっている場合、前記複数の容量信号又は前記他のすべての容量信号に基づく判断を行わない、請求項５に記載の静電容量検出装置。
7. 前記静電容量検出装置は、前記被測定容量の測定を反復実行するものであり、
   前記容量変化判断部は、測定された容量信号が示す容量値が過去に測定された容量信号が示す容量値のいずれかと比べて所定の閾値以上変化した場合に、前記被測定容量の容量値が変化したと判断する、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の静電容量検出装置。

Images