JP2016111785A - 電力変換回路の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】短絡発生時に電力変換回路のスイッチング素子に流れる電流をより適切に抑制可能な電力変換回路の駆動装置を提供する。【解決手段】電力変換回路が備える電圧制御型のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを駆動する電力変換回路の駆動装置ＤＵであって、スイッチング素子のオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から所定期間に渡って、スイッチング素子の導通制御端子であるゲート端子に印加される電圧を、スイッチング素子をオン状態に維持できる所定電圧に制限する制限手段と、所定電圧をスイッチング素子の情報に基づいて可変に設定する設定手段と、を備える。【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換回路の備える電圧制御型のスイッチング素子を駆動する駆動装置に関する。

電力変換回路の駆動装置として、電力変換回路のスイッチング素子が短絡して規定値以上の電流が流れた場合に、スイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を所定電圧にクランプして、スイッチング素子を流れる電流を制限するものがある。ただし、スイッチング素子を流れる電流が規定値以上となってからクランプ処理すると、クランプ処理されるまでのタイムラグに、スイッチング素子に規定値以上の電流が流れる。

そこで、特許文献１に記載の電力変換回路の駆動回路は、電力変換回路のスイッチング素子のオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から規定時間に渡って、スイッチング素子の導通制御端子に印加する電圧を所定電圧に制限している。これにより、スイッチング素子を規定値以上の電流が流れる事態を抑制し、スイッチング素子の短絡耐量を低減している。

特許第５２２３７５８号公報

特許文献１に記載の駆動回路では、短絡故障が発生して導通制御端子の電圧が所定電圧となった時に、スイッチング素子の温度や製造のばらつきにより、電力変換回路のスイッチング素子を流れる電流は大きくばらつく。そのため、電力変換回路のスイッチング素子の短絡耐量は、短絡発生時にスイッチング素子を流れる電流のばらつきを考慮して、最も大きくなる場合の電流値よりも大きくしなければならない。したがって、上記駆動回路が適用されるスイッチング素子は、短絡耐量を低減する余地がある。

本発明は、上記実情に鑑み、短絡発生時に電力変換回路のスイッチング素子に流れる電流をより適切に抑制可能な電力変換回路の駆動装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、上記課題を解決するため、電力変換回路が備える電圧制御型のスイッチング素子を駆動する電力変換回路の駆動装置であって、前記スイッチング素子のオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から第１時間に渡って、前記スイッチング素子の導通制御端子に印加される電圧を、前記スイッチング素子をオン状態に維持できる所定電圧に制限する制限手段と、前記所定電圧を、前記スイッチング素子の情報に基づいて可変に設定する設定手段と、を備える。

本発明によれば、スイッチング素子のオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から第１時間に渡って、スイッチング素子の導通制御端子に印加される電圧が所定電圧に制限される。すなわち、短絡故障が発生した場合には、導通制御端子に印加される電圧は所定電圧となる。

ここで、所定電圧が一定の場合、短絡発生時に電力変換回路のスイッチング素子に流れる電流は、スイッチング素子の温度や製造のばらつきといったスイッチング素子の情報に応じてばらつく。よって、所定電圧を一定にすると、スイッチング素子の状態によっては過剰な短絡電流が流れることになる。

そこで、所定電圧をスイッチング素子の情報に基づいて可変に設定する。これにより、導通制御端子に印加される電圧が、スイッチング素子の状態に応じた電圧に制限されるため、短絡電流を適切に抑制することができる。ひいては、所定電圧を一定にする場合よりも、電力変換回路のスイッチング素子の短絡耐量を低減することができる。

電力変換回路のシステムの概略構成を示す図。 第１実施形態に係る駆動装置の回路構成を示す図。 温度２５℃におけるＩＧＢＴのゲート電圧に対するコレクタ電流を示す図。 温度１５０℃におけるＩＧＢＴのゲート電圧に対するコレクタ電流を示す図。 ＩＧＢＴのコレクタ電流の波形を示す図。 ゲート電圧に対するコレクタ電流のばらつきを示す図。 第１実施形態に係るゲート電圧の時間変化を示す図。 ＩＧＢＴに電流が流れる場合のゲート電圧、及びフリーホイールダイオードに電流が流れる場合のゲート電圧を示す図。 従来の短絡保護動作時におけるゲート電圧及びコレクタ電流の時間変化を示す図。 第１実施形態に係る短絡保護動作時におけるゲート電圧及びコレクタ電流の時間変化を示す図。 ミラー電圧の電流依存性を示す図。 第２実施形態に係る駆動装置の回路構成を示す図。 第２実施形態に係るゲート電圧の時間変化を示す図。

電力変換回路の駆動装置を具現化した各実施形態について、図面を参照しつつ説明する。各実施形態に係る電力変換回路の駆動装置は、ハイブリッド車両や電気自動車に適用することを想定している。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

（第１実施形態）
まず、本実施形態に係る電力変換回路の構成について、図１を参照して説明する。車両の走行動力源であるモータジェネレータ１００は、インバータＩＶ及びコンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が、３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１００の各相にそれぞれ接続されている。また、コンバータＣＶは、コンデンサＣと、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、これらパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの接続点と高圧バッテリ１２とを接続するリアクトルＬと、を備えている。

高電位側及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間には、高電位側及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎがそれぞれ接続されている。

上記インバータＩＶを構成するパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの導通制御端子であるゲート端子には、いずれもドライブユニットＤＵ（駆動装置）が接続されている。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して、低圧バッテリ１４を電源とする制御装置１６によって駆動される。なお、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎが、電圧制御型のスイッチング素子に相当する。

制御装置１６は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれについてのパワースイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、パワースイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎと、を生成し出力する。また、コンバータＣＶのパワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して制御装置１６により操作される。これら高電位側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ、ｇｃｐのそれぞれと、低電位側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ、ｇｃｎのそれぞれとは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎとを互いに相補的に駆動するものである。すなわち、いずれか一方の操作信号がオン状態とするための信号である期間、他方の操作信号がオフ状態とするための信号となる。

なお、インバータＩＶやコンバータＣＶを備える高圧システムと、制御装置１６を備える低圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号は、絶縁手段を介して高圧システムに出力される。

上記パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも、入力端子及び出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗ（Ｓｗｐ，Ｓｗｎの総括表記）は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されており、入力端子はコレクタ端子、出力端子はエミッタ端子、導通制御端子はゲート端子である。

ＩＧＢＴは、そのコレクタ端子とエミッタ端子との間に流れる電流や、フリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間を電流が流れている場合と、フリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎを流れている場合とで、センス端子ＳＴを流れる微小電流の向きは逆になる。センス端子ＳＴのこの機能は、ＩＧＢＴとして、ダイオード内蔵型のものを用いるために実現されるものである。すなわち、本実施形態では、高電位側のＩＧＢＴ及び高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐは、互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側のＩＧＢＴ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎは、互いに同一の半導体基板に隣接して形成されている。

次に、ドライブユニットＤＵの回路構成につて、図２を参照して説明する。ドライブユニットＤＵは、オン経路２０、オフ経路３０、ソフト遮断経路４０、オフ保持経路５０、クランプ回路６０、及び制御回路１０を備える。

オン経路２０は、充電用スイッチング素子２１、定電流源２２、抵抗２３、オペアンプ２４及び抵抗２５を含む。抵抗２５は、電圧Ｖｏｍを供給する電源７０に直列に接続されている。定電流源２２は、抵抗２５とＩＧＢＴのエミッタ端子との間に接続されている。また、抵抗２３は、電源７０に直列に接続されている。充電用スイッチング素子２１は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、充電用スイッチング素子２１のソース端子は抵抗２３及びオペアンプ２４の反転入力端子に接続されており、ドレイン端子はＩＧＢＴのゲート端子に接続されている。また、充電用スイッチング素子２１のゲート端子は、オペアンプ２４の出力端子に接続されている。オペアンプ２４の非反転入力端子は、抵抗２５と定電流源２２との接続点に接続されている。オペアンプ２４のオンオフは、制御回路１０により制御される。オペアンプ２４がオン（動作状態）になると、充電用スイッチング素子２１を介してＩＧＢＴのゲートに一定の電流が流れ、ＩＧＢＴのゲートに正の電荷を充電する。すなわち、本実施形態に係るドライブユニットＤＵは、定電流式の駆動装置である。

オフ経路３０は、放電用スイッチング素子３１及び放電用抵抗３２を含む。放電用スイッチング素子３１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、制御回路１０によりオンオフされる。放電用スイッチング素子３１のドレイン端子は放電用抵抗３２に接続されており、ソース端子はＩＧＢＴのエミッタ端子に接続されている。放電用抵抗３２は、放電速度を調整する抵抗であり、放電用スイッチング素子３１のドレイン端子とＩＧＢＴのゲート端子との間に接続されている。放電用スイッチング素子３１がオン状態になると、ＩＧＢＴのゲートから放電用抵抗３２を介して、正の電荷が放電される。

ソフト遮断経路４０は、ソフト遮断用スイッチング素子４１及びソフト遮断用抵抗４２を含む。ソフト遮断用スイッチング素子４１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、制御回路１０によりオンオフされる。ソフト遮断用スイッチング素子４１のドレイン端子はソフト遮断用抵抗４２に接続されており、ソース端子はＩＧＢＴのエミッタ端子に接続されている。ソフト遮断用抵抗４２は、ソフト遮断用スイッチング素子４１とＩＧＢＴのゲート端子との間に接続されている。ソフト遮断用抵抗４２は、ソフト遮断経路４０の放電速度をオフ経路３０の放電速度よりも遅くするための抵抗であり、放電用抵抗３２よりも抵抗値が大きい。ソフト遮断用スイッチング素子４１がオン状態になると、ＩＧＢＴのゲートからソフト遮断用抵抗４２を介して、オフ経路３０の放電速度よりも遅い速度で正の電荷が放電される。

これは、コレクタ電流が過大である状況下において、ＩＧＢＴをオン状態からオフ状態へと切り替える速度、すなわちコレクタとエミッタ間の遮断速度を大きくすると、サージが過大となるおそれがあることに鑑みたものである。このため、コレクタ電流が規定値よりも大きくなった場合には、オフ経路３０よりもソフト遮断経路４０を優先して、ＩＧＢＴのゲートから正の電荷を放電させる。

オフ保持経路５０は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタのオフ保持用スイッチング素子５１を備え、ＩＧＢＴのオフ状態を維持する回路である。

クランプ回路６０は、スイッチング素子６１、オペアンプ６２及び制限用電源６３を備え、ＩＧＢＴのゲート電圧（ゲート端子とエミッタ端子間に印加される電圧）を、制限用電源６３の電圧であるクランプ電圧Ｖｃｐ（所定電圧）に制限する回路である。

スイッチング素子６１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ドレイン端子はＩＧＢＴのゲート端子に接続され、ソース端子はＩＧＢＴのエミッタ端子に接続され、ゲート端子はオペアンプ６２の出力端子に接続されている。制限用電源６３は、オペアンプ６２の非反転入力端子とＩＧＢＴのエミッタ端子との間に直列に接続されている。オペアンプ６２の反転入力端子は、ＩＧＢＴのゲート端子と接続されている。

オペアンプ６２が作動状態の場合、ＩＧＢＴのゲート電圧がクランプ電圧Ｖｃｐよりも低い状態では、スイッチング素子６１はオフ状態になっている。ＩＧＢＴのゲート電圧が上昇しクランプ電圧Ｖｃｐと等しくなると、スイッチング素子６１はオン状態となる。これにより、ＩＧＢＴのゲート電圧は、クランプ電圧Ｖｃｐに固定される。すなわち、ＩＧＢＴのゲート電圧は、上アームと下アームの短絡が発生しても、クランプ電圧Ｖｃｐよりも高くならないように制限される。なお、このクランプ電圧Ｖｃｐは、ＩＧＢＴをオン状態に維持する電圧である。

制御回路１０は、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段を介して、ドライブユニットＤＵに入力される上記操作信号ｇに基づき、オペアンプ２４及び放電用スイッチング素子３１を、相補的にオンオフすることでＩＧＢＴを駆動する。すなわち、操作信号ｇがオン操作を指令している場合は、オペアンプ２４をオン且つ放電用スイッチング素子３１をオフにして、ＩＧＢＴのゲートに正の電荷を充電する。また、操作信号ｇがオフ操作を指令している場合は、オペアンプ２４をオフ且つ放電用スイッチング素子３１をオンにして、ＩＧＢＴのゲートか正の電荷を放電させる。なお、操作信号ｇは、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎ，ｇｃｐ，ｇｃｎの総括表記である。

また、制御回路１０は、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から第１時間Ｔ１に渡って、オペアンプ６２を作動状態にし、クランプ回路６０を作動させる。すなわち、制御回路１０は、操作信号がオフ操作指令からオン操作指令に切り替わった時点から第１時間Ｔ１に渡って、ＩＧＢＴのゲート電圧を、ＩＧＢＴをオン状態に維持できるクランプ電圧Ｖｃｐに制限する。これにより、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替え時に、上アームと下アームが短絡していたとしても、ゲート電圧はクランプ電圧Ｖｃｐよりも高くなることはなく、ＩＧＢＴを流れるコレクタ電流を抑制できる。第１時間Ｔ１は、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替えによるサージ電流が収束するまでの時間よりも長い時間に、予め設定しておく。本実施形態では、制御回路１０及びクランプ回路６０が制限手段に相当する。

また、制御回路１０は、ＩＧＢＴのセンス端子ＳＴに直列に接続されたセンス抵抗７１の電圧降下量から、ＩＧＢＴのコレクタ端子からエミッタ端子に流れるコレクタ電流を検出する。制御回路１０は、コレクタ電流の検出値が規定値よりも大きくなった場合に、クランプ回路６０をフィルタ時間継続して作動させて、ＩＧＢＴのゲート電圧をクランプ電圧Ｖｃｐにフィルタ時間に渡って制限する。そして、制御回路１０は、コレクタ電流の検出値がフィルタ時間継続して規定値よりも大きい場合に、ソフト遮断用スイッチング素子４１をオン状態にして、ＩＧＢＴをオン状態からオフ状態へ移行させる。すなわち、制御回路１０は、コレクタ電流が過電流となった状態が、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替えによる過渡状態ではなく、上アームと下アームが短絡したことによるものであると判定した場合に、ＩＧＢＴを遮断する。フィルタ継続時間は、第１時間Ｔ１と同じ時間でもよいし、異なる時間でもよい。本実施形態では、制御回路１０及びセンス抵抗７１が電流検出手段に相当し、制御回路１０、クランプ回路６０及びソフト遮断経路４０が遮断手段に相当する。

ここで、ＩＧＢＴのゲート電圧に対するコレクタ電流には温度依存性がある。図３及び図４は、同じＩＧＢＴの２５℃と１５０℃におけるゲート電圧に対するコレクタ電流を示す。図３及び図４に示すように、ゲート電圧が１０Ｖ，１２Ｖ，２０Ｖのどの場合も、ＩＧＢＴの温度が低い方のコレクタ電流が大きくなっている。すなわち、ＩＧＢＴは、同じゲート電圧であっても、温度が低い方が大きなコレクタ電流を流せる特性がある。さらに、ＩＧＢＴの製造のばらつきによっても、同じゲート電圧に対してコレクタ電流にばらつきが生じる。なお、このような特性は、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳトランジスタ等の他の電圧制御型のスイッチング素子でも同様である。

クランプ電圧Ｖｃｐを一定とすると、図５に示すような駆動電流をＩＧＢＴから出力させるためには、図６に示すように、クランプ電圧Ｖｃｐを、コレクタ電流が流れにくい高温時でも要求駆動電流を得られるような値に設定しなければならない。しかしながら、このようにすると、コレクタ電流が流れやすい低温時では、ゲート電圧がクランプ電圧Ｖｃｐに固定されたときに過度の電流が流れる。ＩＧＢＴの短絡耐量は、ゲート電圧がクランプ電圧Ｖｃｐになった時に流れる最大のコレクタ電流Ｉｍａｘよりも大きくする必要があるため、ＩＧＢＴの短絡耐量は必要以上に大きくなる。

そこで、ＩＧＢＴのゲート電圧を制限するクランプ電圧Ｖｃｐを、ＩＧＢＴの情報に基づいて可変に設定する。詳しくは、制御回路１０が、ＩＧＢＴの情報に基づいて、クランプ回路６０の制限用電源６３の電圧を変化させる。本実施形態では、ＩＧＢＴの情報としてミラー電圧の検出値を用いる。ミラー電圧は、ＩＧＢＴの温度や製造のばらつきに応じて変化する値である。そのため、ミラー電圧の検出値に基づいてクランプ電圧Ｖｃｐを設定することにより、ＩＧＢＴの温度や製造のばらつきに応じて、ゲート電圧がクランプ電圧Ｖｃｐになった時にＩＧＢＴに流れるコレクタ電流を制御できる。例えば、ＩＧＢＴの温度が低い時には低いクランプ電圧Ｖｃｐが設定され、ＩＧＢＴの温度が高い時には高いクランプ電圧Ｖｃｐが設定される。そのため、ＩＧＢＴの状態に関わらず、ゲート電圧がクランプ電圧Ｖｃｐになった時にＩＧＢＴに流れる電流を同程度にすることができるため、従来よりもＩＧＢＴの短絡耐量を低減し、ＩＧＢＴの体格及びコストを低減できる。本実施形態では、制御回路１０が設定手段に相当する。

以下、クランプ電圧Ｖｃｐの可変設定の手法について説明する。ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への開始時点から、次のオフ状態からオン状態への開始時点までをスイッチング期間とする。制御回路１０は、Ｎ（自然数）回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐを、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に基づいて、可変に設定する。これにより、Ｎ回目のスイッチング期間におけるゲート電圧が、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧に準じて制限される。

具体的には、制御回路１０は、Ｎ回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐを、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に対して所定量を増加させた値に設定する。このようにすることにより、短絡が発生していない通常時のミラー電圧がクランプ電圧Ｖｃｐよりも高くなるおそれがない。すなわち、通常時にＩＧＢＴを飽和させてしまうおそれがない。

Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧のうち、Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるミラー電圧は、ＩＧＢＴの最新の状態を表している。よって、本実施形態では、図７に示すように、制御回路１０は、Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に基づいて、Ｎ回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐを設定する。

なお、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値によっては、Ｎ回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐを、Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐから変化させなくてもよい。所定領域Ａ（Ｘ（Ｖ）〜Ｙ（Ｖ））内のミラー電圧の検出値に基づいて設定するクランプ電圧Ｖｃｐは、同じ値に設定してもよい。例えば、図７に示すように、Ｎ回目のスイッチング期間におけるミラー電圧が、Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるミラー電圧を含む所定領域Ａに入っている場合は、Ｎ＋１回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐを、Ｎ回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐと同じ値にしてもよい。

さらに、制御回路１０は、ＩＧＢＴの初期動作時に短絡故障している場合でも、コレクタ電流を適切に抑制して短絡保護するために、クランプ電圧Ｖｃｐの初期値を適切な値に設定する。具体的には、制御回路１０は、初期時に発生し得るミラー電圧よりも大きな所定範囲内の値、詳しくは初期時に発生し得るミラー電圧よりも少し大きい値に設定する。これにより、初期時に、短絡が発生していない場合にはＩＧＢＴを飽和させるおそれがなく、短絡が発生している場合にはコレクタ電流を適切に抑制できる。なお、初期時において、ＩＧＢＴのコレクタ電流は必ず０（Ａ）から流れるため、初期時に発生し得るミラー電圧は、コレクタ電流が閾値よりも低い時に発生し得るミラー電圧とする。閾値はコレクタ電流を０とみなせる値である。

また、制御回路１０は、ＩＧＢＴの出荷検査データ等のＩＧＢＴの特性を示すデータがある場合には、ＩＧＢＴの特性に基づいてクランプ電圧Ｖｃｐの初期値を設定する。これにより、初期時にＩＧＢＴが短絡故障している場合でも、コレクタ電流が最適に抑制される。

次に、ミラー電圧の検出値を取得する手法について説明する。制御回路１０は、ゲート電圧を監視している。ＩＧＢＴのオン指令中に表れるミラー電圧の検出値を取得する場合、制御回路１０は、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から第２時間Ｔ２の経過後におけるゲート電圧を、ミラー電圧として検出する。この第２時間Ｔ２は、第１時間Ｔ１よりも短い時間であり、予めミラー電圧が表れると推定される時間である。

あるいは、ＩＧＢＴのオン指令中に表れるミラー電圧の検出値を取得する場合、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替えの開始時点の後で、ゲート電圧の傾きが所定値よりも小さくなった時におけるゲート電圧を、ミラー電圧として検出する。所定値は傾きを０とみなせる値とする。これは、ＩＧＢＴのゲート端子と制御回路１０との間、又は制御回路１０内に微分回路を設けることで実現できる。微分回路の出力値が０と見なせる値になったときのゲート電圧を、ミラー電圧として検出する。

また、ミラー電圧はＩＧＢＴのオフ指令中にも表れるので、オフ指令中に表れるミラー電圧の検出値を取得してもよい。図８（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ側に電流が流れている状態でＩＧＢＴをオフにした場合、図８（ｃ）に示すように、ゲート電圧にミラー電圧が表れる。これに対して、図８（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード側に電流が流れている状態でＩＧＢＴをオフにした場合、図８（ｄ）に示すように、ゲート電圧にミラー電圧が表れない。

よって、オフ指令中に表れるミラー電圧の検出値を取得する場合、制御回路１０は、ＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオードＦＤのうち、ＩＧＢＴに電流が流れていると判断されるときに、ＩＧＢＴのオン状態からオフ状態への切替え開始から終了までに発生するミラー電圧を検出する。具体的には、オン指令中に表れるミラー電圧の検出値を取得する場合と同様に、制御回路１０は、ＩＧＢＴのオン状態からオフ状態への切替えの開始時点から第３時間Ｔ３の経過後におけるゲート電圧を、ミラー電圧として検出する。あるいは、制御回路１０は、ＩＧＢＴのオン状態からオフ状態への切替えの開始時点の後で、ゲートで何津の傾きが所定値よりも小さくなった箇所におけるゲート電圧を、ミラー電圧として検出する。制御回路１０は、センス端子ＳＴを流れる電流の向きによって、ＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオードＦＤのどちら側を電流が流れているか判断する。なお、本実施形態では、制御回路１０が電圧検出手段に相当する。

次に、本実施形態に係るドライブユニットＤＵの短絡保護動作を、従来のクランプ電圧Ｖｃｐを一定にしたドライブユニットの短絡保護動作と比較して説明する。図９（ａ）及び（ｂ）に、従来のドライブユニットを適用した場合において、２５℃及び１５０℃の短絡保護動作時におけるＩＧＢＴのゲート電圧とコレクタ電流を示す。図１０（ａ）及び（ｂ）に、本実施形態に係るドライブユニットＤＵを適用した場合において、２５℃及び１５０℃の短絡保護動作時におけるＩＧＢＴのゲート電圧とコレクタ電流を示す。

従来のドライブユニット及び本実施形態に係るドライブユニットＤＵのどちらを適用する場合も、コレクタ電流が規定値よりも大きくなった時点で異常を検知し、短絡保護動作を開始する。従来のドライブユニットを適用した場合は、クランプ電圧Ｖｃｐが一定である。そのため、異常を検知した後、ゲート電圧をクランプ電圧Ｖｃｐにフィルタ時間継続して制限すると、２５℃における短絡保護動作時のコレクタ電流Ｉｃｍは、１５０℃における短絡保護動作時のコレクタ電流Ｉｃｍよりも大きくなる。よって、低温の短絡保護動作時には、過剰なコレクタ電流ＩｃｍをＩＧＢＴに流すことになる。

これに対して、本実施形態に係るドライブユニットＤＵを適用した場合は、２５℃におけるクランプ電圧Ｖｃｐは、１５０℃におけるクランプ電圧よりも低く設定される。そのため、２５℃における短絡保護動作時のコレクタ電流Ｉｃｍを、１５０℃における短絡保護動作時におけるコレクタ電流Ｉｃｍと同程度に抑えることができる。よって、低温の短絡保護動作時でも、過剰なコレクタ電流ＩｃｍをＩＧＢＴに流すことがないため、従来のドライブユニットを適用する場合よりも、ＩＧＢＴの短絡耐量を低減できる。

さらに、制御回路１０は、異常を検出するための規定値を可変に設定する。図１１（ａ）〜（ｃ）に示すように、ゲート電圧がミラー電圧まで上昇すると、コレクタ電流が流れ始めるが、流れるコレクタ電流が大きいほど、ミラー電圧は高く持ち上がっている。そのため、ミラー電圧が比較的小さい場合、すなわち比較的小さい値のコレクタ電流が流れる場合に、規定値を比較的大きい値にすると、異常が早期に検出されないおそれがある。そこで、制御回路１０は、可変に設定するクランプ電圧Ｖｃｐに応じて、異常を検出するための規定値を変える。詳しくは、制御回路１０は、クランプ電圧Ｖｃｐが高いほど、規定値を大きくする。これにより、ミラー電圧が比較的低い場合でも、異常を早期に検知することができる。本実施形態では、制御回路１０が可変手段に相当する。

以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。

・ＩＧＢＴのミラー電圧に基づいて、ＩＧＢＴのゲート電圧の制限値であるクランプ電圧Ｖｃｐを可変に設定する。これにより、ゲート電圧が、ＩＧＢＴの温度や製造ばらつきに応じた電圧に制限されるため、短絡発生時におけるＩＧＢＴのコレクタ電流を適切に抑制することができる。ひいては、クランプ電圧Ｖｃｐを一定にする場合よりも、電力変換回路のＩＧＢＴの短絡耐量を低減することができる。

・Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧に基づいて、クランプ電圧Ｖｃｐを設定することにより、Ｎ回目のスイッチング期間のゲート電圧が、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間のミラー電圧に準じて制限される。よって、短絡発生時におけるＩＧＢＴのコレクタ電流をより適切に抑制できる。

・Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるミラー電圧は、ＩＧＢＴの最新の状態を表している。そのため、Ｎ−１回目のスイッチング期間のミラー電圧に基づいて、Ｎ回目のスイッチング期間のクランプ電圧Ｖｃｐを設定することにより、短絡発生時におけるＩＧＢＴのコレクタ電流をさらに適切に抑制できる。

・ＩＧＢＴのコレクタ電流が規定値よりも大きくなった場合には、ゲート電圧の制限がフィルタ時間継続される。さらに、ＩＧＢＴのコレクタ電流がフィルタ時間継続して規定値よりも大きい場合に、ＩＧＢＴが遮断される。よって、ＩＧＢＴを規定値よりも大きい電流が流れている状態が切替え時の過渡状態でない場合には、ＩＧＢＴを流れるコレクタ電流を抑制したままＩＧＢＴを遮断できる。

・クランプ電圧Ｖｃｐに応じて規定値を変えることにより、短絡発生時のミラー電圧に応じて規定値が変化されるため、ミラー電圧が比較的低い場合でも異常を早期に検知することができる。ひいては、短絡発生時に早期にＩＧＢＴを遮断して、短絡時に流れる電流エネルギーを抑制できる。

・定電圧方式の駆動装置の場合、通電制御端子の電圧によりＩＧＢＴの容量を充電する充電電流が変化する。よって、ミラー電圧が高い場合には、充電電流が小さくなって充電時間が長くなり、通常時のスイッチング損失が増加するおそれがある。これに対して、定電流方式の駆動装置の場合、ミラー電圧が変化しても一定の電流でＩＧＢＴの容量を充電できる。よって、定電流方式でＩＧＢＴの容量を充電することにより、ミラー電圧が変化しても、通常時のスイッチング損失に影響を与えるおそれがない。

・ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から第１時間Ｔ１後におけるゲート電圧を検出することにより、ミラー電圧の検出値を容易に取得することができる。

・ゲート電圧の傾きを検出することにより、ミラー電圧の検出値を取得することができる。

・ＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオードＦＤのうち、ＩＧＢＴ側を電流が流れている場合において、ＩＧＢＴのオン状態からオフ状態への切替え開始から終了までの間に、ミラー電圧を検出することができる。

・ＩＧＢＴの初期動作時において、ＩＧＢＴのコレクタ電流は必ず０Ａから流れる。よって、クランプ電圧Ｖｃｐの初期値を、ＩＧＢＴを流れる電流が閾値よりも低いときに発生しうるミラー電圧よりも少し大きな値に設定することにより、初期時に短絡故障している場合でも、コレクタ電流を適切に抑制して短絡保護することができる。

・ＩＧＢＴの出荷検査データ等に含まれるＩＧＢＴの特性に基づき、クランプ電圧Ｖｃｐの初期値を設定することにより、初期動作時に短絡故障している場合に、コレクタ電流を最適に抑制できる。

・クランプ電圧Ｖｃｐを、過去のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値よりも所定量増加させることにより、通常時にＩＧＢＴを飽和させるおそれがない。ひいては、通常時にＩＧＢＴのスイッチング損失を増加させるおそれがない。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態に係るドライブユニットＤＵについて、第１実施形態に係るドライブユニットＤＵと異なる点について説明する。第２実施形態では、Ｎ回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐを、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧に基づいて設定する手法が異なる。

制御回路１０は、Ｎ回目のスイッチング期間におけるクランプ電圧Ｖｃｐを、コレクタ電流の絶対値の増減に応じて、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に対して所定量をそれぞれ増加又は減少させた値に設定する。すなわち、スイッチング素子の情報として、ミラー電圧の検出値とコレクタ電流の検出値を用いる。

図５に示すように、コレクタ電流は正弦波のように増減する。制御回路１０は、Ｎ回目のスイッチング期間に流れるコレクタ電流の絶対値が、Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるコレクタ電流の絶対値から増加すると判断する場合には、過去のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に対して所定量を増加させる。一方、制御回路１０は、Ｎ回目のスイッチング期間に流れるコレクタ電流の絶対値が、Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるコレクタ電流の絶対値から減少すると判断する場合には、過去のスイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に対して所定量を減少させる。

制御回路１０は、例えば、Ｎ−１回目のスイッチング期間におけるコレクタ電流の絶対値が、Ｎ−２回目のスイッチング期間におけるコレクタ電流の絶対値から増加（減少）している場合には、Ｎ回目のスイッチング期間におけるコレクタ電流の絶対値が増加（減少）すると判断する。

以上説明した第２実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏するとともに、さらに以下の効果を奏する。

前回のスイッチング期間よりもコレクタ電流の絶対値が増加する場合には、クランプ電圧Ｖｃｐを過去のミラー電圧よりも高くすることにより、通常時のスイッチング損失を増加させることなく、短絡発生時にコレクタ電流を抑制できる。また、前回のスイッチング期間よりもコレクタ電流の絶対値が減少する場合には、クランプ電圧Ｖｃｐを過去のミラー電圧よりも低くすることで、短絡発生時にコレクタ電流を適切に抑制できる。よって、ＩＧＢＴを流れるコレクタ電流が、前回のスイッチング期間よりも増加する場合でも減少する場合でも、ゲート電圧を適切に制限できる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態に係るドライブユニットＤＵについて、第１実施形態に係るドライブユニットＤＵと異なる点について説明する。

第３実施形態に係るドライブユニットＤＵの回路構成を図１２に示す。第３実施形態に係るドライブユニットＤＵは、クランプ回路６０を備えない。そして、第３実施形態に係るドライブユニットＤＵは、電源７０の代わりに、可変の電圧を供給する可変電源８０を備える。

制御回路１０は、クランプ回路６０を作動させる代わりに、可変電源８０の電圧を変化させる。制御回路１０は、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から第１時間Ｔ１に渡って、可変電源８０の電圧をＶｏ１にし、第１時間Ｔ１の経過後から次の開始時点までの間、可変電源８０の電圧をＶｏ２（Ｖｏ１＜Ｖｏ２）にする。これにより、ＩＧＢＴのオフ状態からオン状態への切替え開始時点から第１時間Ｔ１の間、ＩＧＢＴのゲート電圧はＶｏ１に制限される。

また、コレクタ電流が規定値よりも大きくなった場合に、可変電源８０の電圧をＶｏ１にし、ＩＧＢＴのゲート電圧を電圧Ｖｏ１にフィルタ時間に渡って制限する。そして、制御回路１０は、コレクタ電流の検出値がフィルタ時間継続して規定値よりも大きい場合に、ソフト遮断用スイッチング素子４１をオン状態にして、ＩＧＢＴをオン状態からオフ状態へ移行させる。すなわち、可変電源８０の電圧Ｖｏ１が、第１及び第２実施形態におけるクランプ電圧Ｖｃｐとなる。第３実施形態では、制御回路１０及び可変電源８０が制限手段に相当する。また、制御回路１０、可変電源８０及びソフト遮断経路４０が遮断手段に相当する。

制御回路１０は、図１３に示すように、第１又は第２実施形態においてクランプ電圧Ｖｃｐを設定した手法と同様の手法により、電圧Ｖｏ１を可変に設定する。電圧Ｖｏ２は、第１又は第２実施形態における電圧Ｖｏｍに相当し固定値でよい。

定電圧方式によりＩＧＢＴの容量を充電する場合、可変電源８０の電圧Ｖｏ１を可変に設定すると、電圧Ｖｏ１の値によって充電電流が変化し、通常時のＩＧＢＴのスイッチング損失が増加するおそれがある。これに対して、定電流方式でＩＧＢＴの容量を充電する場合、可変電源８０の電圧Ｖｏ１を可変に設定しても、電圧Ｖｏ１の値に関わらず一定の充電電流で充電されるため、通常時のＩＧＢＴのスイッチング損失を増加させるおそれがない。

以上説明した第３実施形態によれば、第１実施形態及び第２実施形態と同様の効果を奏する。また、第３実施形態では、定電流方式によるＩＧＢＴの容量の充電が特に有効である。

（他の実施形態）
・第１実施形態において、スイッチング素子の情報はミラー電圧の検出値に限らない。例えば、予めＩＧＢＴの温度とクランプ電圧Ｖｃｐとの対応関係を検査により取得しておく。そして、Ｎ−１回目以前のスイッチング期間において取得したＩＧＢＴの温度の検出値、及び上記対応関係に基づいて、Ｎ回目のスイッチング期間のクランプ電圧Ｖｃｐを設定するようにしてもよい。すなわち、スイッチング素子の情報として温度の検出値を用いてもよい。この場合も、Ｎ回目のスイッチング期間のクランプ電圧Ｖｃｐを設定する際には、Ｎ−１回目のスイッチング期間の温度情報を用いると最適である。同様に、第２実施形態において、スイッチング素子の情報として、ＩＧＢＴの温度の検出値及びコレクタ電流の検出値を用いてもよい。

・ドライブユニットＤＵは、定電流式の駆動装置の方が有効であるが、定電圧式の駆動装置でもよい。ドライブユニットＤＵが定電圧式の駆動装置の場合、オン経路２０は、電源７０又は可変電源８０とＩＧＢＴのゲート端子との間に、充電速度を調整する充電用抵抗及び充電用スイッチング素子を直列接続して構成できる。

・ドライブユニットＤＵの構成は、各実施形態で示したものに限らない。オン経路、オフ経路、及びソフト遮断経路の機能を実現できる構成であればよい。また、クランプ回路６０は、ＩＧＢＴのゲート電圧を所定電圧に制限する回路であればよい。

・電力変換回路は、図１に示したインバータＩＶやコンバータＣＶに限らない。例えば、高圧バッテリ１２の電圧を降圧して低圧バッテリに印加する降圧コンバータであってもよい。

・電圧制御型のスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らない。ＭＯＳトランジスタ等の他のスイッチング素子でもよい。

１０…制御回路、６０…クランプ回路、８０…可変電源、ＤＵ…ドライブユニット。

Claims (14)

1. 電力変換回路（ＩＶ，ＣＶ）が備える電圧制御型のスイッチング素子（Ｓｗｐ，Ｓｗｎ）を駆動する電力変換回路の駆動装置（ＤＵ）であって、
   前記スイッチング素子のオフ状態からオン状態への切替えの開始時点から第１時間に渡って、前記スイッチング素子の導通制御端子に印加される電圧を、前記スイッチング素子をオン状態に維持できる所定電圧に制限する制限手段（１０，６０，８０）と、
   前記所定電圧を、前記スイッチング素子の情報に基づいて可変に設定する設定手段（１０）と、を備えることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
2. 前記開始時点から次の前記開始時点までをスイッチング期間とし、
   前記設定手段は、Ｎ（Ｎは自然数）回目の前記スイッチング期間における前記所定電圧を、Ｎ−１回目以前の前記スイッチング期間における前記スイッチング素子の情報に基づいて、可変に設定する請求項１に記載の電力変換回路の駆動装置。
3. 前記設定手段は、Ｎ回目の前記スイッチング期間における前記所定電圧を、Ｎ−１回目の前記スイッチング期間における前記スイッチング素子の情報に基づいて、可変に設定する請求項２に記載の電力変換回路の駆動装置。
4. 前記スイッチング素子の情報は、前記スイッチング素子のミラー電圧の検出値である請求項２又は３に記載の電力変換回路の駆動装置。
5. 前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子を流れる電流を検出する電流検出手段（１０、７１）と、
   前記電流検出手段により検出された前記電流の検出値が規定値よりも大きくなったことを条件として、前記導通制御端子に印加される電圧の前記所定電圧への制限をフィルタ時間継続するとともに、前記電流の検出値が前記フィルタ時間継続して前記規定値よりも大きい場合に、前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させる遮断手段（１０，４０，６０，８０）と、を備える請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。
6. 前記設定手段により設定された前記所定電圧に応じて、前記規定値を変える可変手段を備える請求項５に記載の電力変換回路の駆動装置。
7. 前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態へ切替える際に、定電流方式により前記スイッチング素子の容量を充電する請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。
8. 前記開始時点から前記第１時間よりも短い第２時間の経過後に、前記導通制御端子の電圧をミラー電圧として検出する電圧検出手段（１０）を備え、
   前記スイッチング素子の情報は、前記電圧検出手段により検出された前記ミラー電圧の検出値である請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。
9. 前記開始時点の後で、前記導通制御端子の電圧の傾きが所定値よりも小さくなった時における前記導通制御端子の電圧をミラー電圧として検出する電圧検出手段（１０）を備え、
   前記スイッチング素子の情報は、前記電圧検出手段により検出された前記ミラー電圧の検出値である請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。
10. 前記スイッチング素子の入力端子と出力端子との間には、フリーホイールダイオードが接続されており、
    前記スイッチング素子及び前記フリーホイールダイオードのうち前記スイッチング素子側に電流が流れていると判断される場合に、前記スイッチング素子のオン状態からオフ状態への切替え開始から切替え終了までに発生するミラー電圧を検出する電圧検出手段（１０）を備え、
    前記スイッチング素子の情報は、前記電圧検出手段により検出された前記ミラー電圧の検出値である請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。
11. 前記設定手段は、前記所定電圧の初期値を、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子を流れる電流が閾値よりも低いときに発生し得るミラー電圧よりも大きな所定範囲内の値に設定する請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。
12. 前記設定手段は、前記所定電圧の初期値を、前記スイッチング素子の特性に基づき設定する請求項１１に記載の電力変換回路の駆動装置。
13. 前記開始時点から次の前記開始時点までをスイッチング期間とし、
    前記設定手段は、Ｎ（Ｎは自然数）回目の前記スイッチング期間における前記所定電圧を、Ｎ−１回目以前の前記スイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に対して所定量を増加させた値に設定する請求項１〜１２のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。
14. 前記開始時点から次の前記開始時点までをスイッチング期間とし、
    前記設定手段は、Ｎ（Ｎは自然数）回目の前記スイッチング期間における前記所定電圧を、Ｎ回目の前記スイッチング期間において前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子を流れる電流の絶対値が、Ｎ−１回目の前記スイッチング期間における前記電流の絶対値から増加するか減少するかの判断に応じて、Ｎ−１回目以前の前記スイッチング期間におけるミラー電圧の検出値に対して所定量をそれぞれ増加又は減少させた値に設定する請求項１〜１２のいずれかに記載の電力変換回路の駆動装置。