JP2016077050A

JP2016077050A - 充電回路および非常灯点灯装置

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Publication number: JP2016077050A
Application number: JP2014204707A
Authority: JP
Inventors: 健吾篠田; Kengo Shinoda; ちづる今▲吉▼; Chizuru Imayoshi; 江口　健太郎; Kentaro Eguchi; 健太郎江口
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-10-03
Filing date: 2014-10-03
Publication date: 2016-05-12
Anticipated expiration: 2034-10-03
Also published as: JP6405863B2

Abstract

【課題】充電電流を生成する回路の発熱を抑制する充電回路および非常灯点灯装置を提供する。
【解決手段】非常灯点灯装置１０は、全波整流回路１２と、充電回路１３と、電圧変換回路２２と、リレー２４と、制御電源回路１６と、制御回路１８とを備える。充電回路１３は、フライバックコンバータ回路１４と、電流生成回路２０とを備える。フライバックコンバータ回路１４は、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、二次巻線に並列接続する出力平滑コンデンサとを備える。電流生成回路２０は、バッテリ６０を充電する充電電流（Ｉ_ＢＡＴ）を生成可能であり、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを検知し、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨ以下であるときには約０．０７Ａの定電流を出力し、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨを上回った場合には約０．１３Ａの定電流を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、充電回路および非常灯点灯装置に関する。

従来、例えば、特開２００１−２１８３８８号公報に開示されているように、バッテリが空あるいは空に近い状態であっても適切に充電を行うことのできる充電装置および非常灯点灯装置が知られている。非常灯点灯装置は、常用時には外部に接続されたバッテリを充電する一方で、非常時にはこのバッテリの電力を用いて非常灯ランプを点灯させる。バッテリが空または空に近い状態では多くの充電電流が必要とされるので、充電回路の電圧が所定値より低下し非常時と誤判定されるおそれがある。この点、上記公報にかかる技術では、充電電流を検出することで誤判定を防止している。

特開２００１−２１８３８８号公報

ところで、バッテリの充電のために定電流回路を用いることで上述した誤判定の問題を回避する方法がある。定電流回路の電源に用いる電圧は、通常、バッテリの満充電時の電圧よりも高い。バッテリの充電時は、定電流回路に、定電流回路の電源に用いる電圧とバッテリ電圧との間の差分が印加される。バッテリが短絡したときあるいはバッテリが空または空に近い状態のときには、バッテリ電圧が低い。バッテリ電圧が低いときには定電流回路に印加される電圧が高くなり、定電流回路の発熱が増大するという問題があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、充電電流を生成する回路の発熱を抑制することのできる充電回路および非常灯点灯装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる充電回路は、直流電圧を生成する電圧生成回路と、前記直流電圧から電流を生成する電流生成回路と、を備え、前記電流生成回路は、前記電流で充電すべきバッテリの電圧を検知し、前記バッテリの電圧が予め定めた閾電圧以下であるときには第１電流を出力し、前記バッテリの電圧が前記閾電圧を上回った場合には前記第１電流よりも大きい第２電流を出力する。

本発明にかかる非常灯点灯装置は、交流電力を整流して直流電圧を生成する整流回路と、前記直流電圧を用いてバッテリを充電する充電回路と、前記バッテリの電圧を変換する電圧変換回路と、出力端子と、常用点灯装置と接続するための第１入力端子と、前記電圧変換回路の出力電圧が供給される第２入力端子と、を備え、前記出力端子に対して前記第１入力端子と前記第２入力端子を選択的に接続可能なリレーと、を備え、前記充電回路は、直流電圧を生成する電圧生成回路と、前記直流電圧から電流を生成する電流生成回路と、を備え、前記電流生成回路は、前記電流で充電すべきバッテリの電圧を検知し、前記バッテリの電圧が予め定めた閾電圧以下であるときには第１電流を出力し、前記バッテリの電圧が前記閾電圧を上回った場合には前記第１電流よりも大きい第２電流を出力する。

本発明によれば、バッテリ電圧が低い時にはバッテリの充電電流を低下させるので、電流生成回路の発熱を低減することができる。

本発明の実施の形態にかかる充電回路および非常灯点灯装置を示す図である。本発明の実施の形態にかかる充電回路を示す図である。本発明の実施の形態にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と消費電力の関係を示すグラフである。比較例にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と消費電力の関係を示すグラフである。

図１は、本発明の実施の形態にかかる充電回路１３および非常灯点灯装置１０を示す図である。充電回路１３は、非常灯点灯装置１０の内部に含まれている。図１には、非常灯点灯装置１０を含む照明装置３も図示されている。照明装置３は、ランプ８と、点検スイッチ２と、常用点灯装置６と、非常灯点灯装置１０と、バッテリ６０とを備える。ランプ８は、蛍光灯、ハロゲン、あるいは白熱電球などのランプである。点検スイッチ２は、常用電源（すなわち商用交流電源１）と接続する。常用点灯装置６は、点検スイッチ２と接続している。常用点灯装置６は、商用交流電源１からの電力を変換するコンバータ回路を含み、コンバータ回路でランプ８を点灯させる公知の点灯装置を用いることができる。非常灯点灯装置１０は、非常時に常用点灯装置６に代えてランプ８を点灯させる。

非常灯点灯装置１０は、全波整流回路１２と、充電回路１３と、電圧変換回路２２と、リレー２４と、制御電源回路１６と、制御回路１８とを備える。全波整流回路１２は、交流電力を整流して直流電圧を生成する。充電回路１３は、直流電圧を用いてバッテリ６０を充電する。電圧変換回路２２は、例えばランプが蛍光ランプの場合には、バッテリ６０の電圧を変換する絶縁型の昇圧コンバータ回路を含み、非常時にバッテリ６０の電圧からランプ８を点灯させるための電力を生成する。リレー２４は、出力端子と、常用点灯装置６と接続するための第１入力端子と、電圧変換回路２２の出力電圧が供給される第２入力端子とを備えている。リレー２４は、出力端子に対して第１入力端子と第２入力端子を選択的に接続可能である。制御電源回路１６は、充電回路１３から制御用電力を取得するとともに、リレー２４を制御する。制御回路１８は、バッテリ６０の充電中に電圧変換回路２２にオフ信号を送り、非常時にこのオフ信号を解除する。

図２は、本発明の実施の形態にかかる充電回路１３を示す図である。充電回路１３は、フライバックコンバータ回路１４と、電流生成回路２０とを備える。フライバックコンバータ回路１４は、一次巻線Ｔ１および二次巻線Ｔ２を有するトランスＴＲと、二次巻線Ｔ２に並列接続する出力平滑コンデンサＣ３とを備える。一次巻線Ｔ１には、直流電圧が入力される。二次巻線Ｔ２はダイオードＤ１に接続し、二次巻線Ｔ２に発生する脈動電圧が出力平滑コンデンサＣ３で平滑される。

フライバックコンバータ回路１４は、さらに、制御ＩＣ５０、ダイオードＤ４、コンデンサＣ１、Ｃ４、Ｃ５、抵抗Ｒ３、フォトトランジスタＰＣ１１およびフォトダイオードＰＣ１２からなるフォトカプラ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、および定電圧制御部５２を備えている。制御ＩＣ５０は、ＭＯＳＦＥＴ、およびこのＭＯＳＦＥＴをオン／オフ制御する制御回路部を内蔵している。制御ＩＣ５０の制御回路部は、ＰＦＣ機能を有する公知の力率改善回路を含む。フォトカプラを介して電圧Ｖ１を制御ＩＣ５０の制御回路部にフィードバックして、一定電圧に制御している。

電流生成回路２０は、出力平滑コンデンサＣ３と接続し、出力平滑コンデンサＣ３の電圧Ｖ１からバッテリ６０を充電する充電電流Ｉ_ＢＡＴを生成可能である。バッテリ６０の電圧値を、以下「バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ」とも称す。

電流生成回路２０は、定電流回路２０２と、可変抵抗回路２０３とを備えている。定電流回路２０２は、出力平滑コンデンサＣ３の電圧Ｖ１から電流を生成する。定電流回路２０２は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３と、シャントレギュレータ２０１とを含む。トランジスタＱ１は、出力平滑コンデンサＣ３の電圧が印加される第１端子、バッテリ６０に供給する電流を出力する第２端子、および第１端子と第２端子との導通を制御する制御端子を備える。本実施形態ではトランジスタＱ１がバイポーラトランジスタであり、第１端子がコレクタであり、第２端子がエミッタであり、制御端子がベースである。抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の直列回路の一端に電圧Ｖ１が供給され、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１の直列回路の他端がトランジスタＱ１のベースに接続される。抵抗Ｒ１３は、トランジスタＱ１のコレクタおよびエミッタに対して並列接続されている。抵抗Ｒ１２には、シャントレギュレータ２０１のリファレンス電圧Ｖ_ｒｅｆが常に印加されるので定電流動作となる。定電流となるようにトランジスタＱ１のコレクタエミッタ間電圧Ｖ_ＣＥが変化して制御されている。トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１３には電圧Ｖ１−（Ｖ_ＢＡＴ＋Ｖ_ｒｅｆ）が印加される。シャントレギュレータ２０１のアノードはバッテリ６０と抵抗Ｒ１２の接続点に接続している。シャントレギュレータ２０１のリファレンス端子はトランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ１２の接続点に接続している。このリファレンス端子に、トランジスタＱ１のエミッタ電流と抵抗Ｒ１３に流れる電流に応じた電圧が入力される。シャントレギュレータ２０１のカソードは抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１の接続点に接続しており、このカソードの電圧に応じてトランジスタＱ１のベース電流が変化する。

可変抵抗回路２０３は、定電流回路２０２とバッテリ６０との間に設けられ、これらの間の抵抗の値を変更可能である。可変抵抗回路２０３は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが予め定めた閾電圧Ｖ_ＴＨ以下である場合には、定電流回路２０２とバッテリ６０の間の抵抗を第１抵抗値に設定する。可変抵抗回路２０３は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨを上回った場合には、定電流回路２０２とバッテリ６０との間の抵抗を第１抵抗値よりも小さい第２抵抗値に設定する。後述するように、第１抵抗値は、抵抗Ｒ１２の抵抗値である。第２抵抗値は、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１５とを並列接続したときの抵抗値であり、第１抵抗値よりも小さな値となる。例えば抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１５を同じ抵抗値とした場合には、第２抵抗値は、第１抵抗値の半分の値となる。

前述したようにシャントレギュレータ２０１のリファレンス端子とバッテリ６０との間には、抵抗Ｒ１２が挿入されている。可変抵抗回路２０３は、抵抗Ｒ１５、第２トランジスタＱ２、およびＭＯＳＦＥＴＱ３を備えている。抵抗Ｒ１２、Ｒ１５の関係についての説明をわかりやすくするために、以下、便宜上、抵抗Ｒ１２を「第１抵抗Ｒ１２」とも称し、抵抗Ｒ１５を「第２抵抗Ｒ１５」とも称する。第２抵抗Ｒ１５は、第１抵抗Ｒ１２に並列接続されている。第２トランジスタＱ２およびＭＯＳＦＥＴＱ３は、第１抵抗Ｒ１２と第２抵抗Ｒ１５との間の接続を切り替える切り替え手段である。具体的には、第２トランジスタＱ２およびＭＯＳＦＥＴＱ３は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨ以下である場合には第１抵抗Ｒ１２と第２抵抗Ｒ１５との並列接続を切り離し、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨを上回った場合には第１抵抗Ｒ１２に第２抵抗Ｒ１５を並列接続する。

この仕組みをより具体的に説明すると、第２抵抗Ｒ１５の並列接続を選択的に行うために、可変抵抗回路２０３はバイポーラトランジスタである第２トランジスタＱ２、ＰチャネルのＭＯＳＦＥＴＱ３、および抵抗Ｒ１４、Ｒ１６、Ｒ１７を備えている。抵抗Ｒ１４の一端は、第２抵抗Ｒ１５とＭＯＳＦＥＴＱ３のソースとの接続点に接続している。ＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインは、第１抵抗Ｒ１２とバッテリ６０との接続点に接続している。抵抗Ｒ１４の他端は、ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートと第２トランジスタＱ２のコレクタとの接続点に接続している。抵抗Ｒ１７の一端は第１抵抗Ｒ１２とバッテリ６０との接続点に接続し、抵抗Ｒ１７の他端は抵抗Ｒ１６の一端と接続し、抵抗Ｒ１６の他端は基準電位に接続している。第２トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ１７と抵抗Ｒ１６の接続点に接続し、第２トランジスタＱ２のエミッタは基準電位に接続されている。このような回路構成において、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨ以下であるときに第２トランジスタＱ２がオフとなり、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨを上回った場合に第２トランジスタＱ２がオンとなるように、第２トランジスタＱ２および抵抗Ｒ１６、Ｒ１７を設計しておく。閾電圧Ｖ_ＴＨは、予め任意の値に定めることができ、本実施の形態では一例として３．５Ｖとする。

第２トランジスタＱ２がオフのときには、ＭＯＳＦＥＴＱ３もオフとなり、第２抵抗Ｒ１５の他端が開放状態となる。このとき、第１トランジスタＱ１のエミッタとバッテリ６０との間には第１抵抗Ｒ１２のみが介在する。一方、第２トランジスタＱ２がオンのときには、ＭＯＳＦＥＴＱ３もオンとなり、第２抵抗Ｒ１５の他端がバッテリ６０に接続される。つまり第１抵抗Ｒ１２に対して第２抵抗Ｒ１５が並列に挿入される。これにより、第１トランジスタＱ１のエミッタとバッテリ６０との間には、第１抵抗Ｒ１２と第２抵抗Ｒ１５の並列回路が介在する。第１抵抗Ｒ１２単独のときよりもこれに第２抵抗Ｒ１５が並列接続したときのほうが、トランジスタＱ１のエミッタとバッテリ６０との間の抵抗値が下がるので、より大きな充電電流Ｉ_ＢＡＴがバッテリ６０に供給される。

以下、充電回路１３の動作および回路発熱を抑制する効果を説明する。図３は、充電回路１３におけるバッテリ電圧と消費電力の関係を示すグラフである。また、本実施形態の充電回路１３の動作を説明するための比較例として、可変抵抗回路２０３が無い場合について説明する。具体的には、この比較例は、電流生成回路２０から可変抵抗回路２０３を取り除き、第１抵抗Ｒ１２に対して第２抵抗Ｒ１５が常時並列接続するようにしたものである。図４は、可変抵抗回路２０３が無い場合の充電回路におけるバッテリ電圧と消費電力の関係を示すグラフである。

「電圧Ｖ１とバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴの差」が「シャントレギュレータ２０１のリファレンス電圧Ｖ_ｒｅｆと第１トランジスタＱ１のベースエミッタ電圧Ｖ_ｂｅの和」よりも大きいときには、充電電流Ｉ_ＢＡＴがバッテリ６０に供給される。充電電流Ｉ_ＢＡＴのほとんどは第１トランジスタＱ１を流れるので、第１トランジスタＱ１が発熱する。

図４は、可変抵抗回路２０３が無い場合の充電回路１３における、充電電流Ｉ_ＢＡＴと第１トランジスタＱ１の消費電力との関係を示すグラフである。ただし、電圧Ｖ１＝１３Ｖ、抵抗Ｒ１０＝１ｋΩ、抵抗Ｒ１１＝５６Ω、抵抗Ｒ１２＝２２Ω、抵抗Ｒ１３＝１８０Ω、抵抗Ｒ１５＝１８Ωであるものとする。Ｖ_ｒｅｆ＝１．２５Ｖのシャントレギュレータ２０１を使用しているものとし、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが変化した場合の特性を示している。

バッテリ６０が空に近いとき（バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ＝０Ｖ付近のとき）は、第１トランジスタＱ１で１Ｗを超える電力が消費されている。消費電力が大きい場合には放熱部品を追加したり部品のサイズアップをしたりすることで発熱を抑制することもできるが、このような対策では実装面積の増大およびコストアップを招いてしまう。

そこで、本実施の形態では、図２に示すように、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを検出し充電電流Ｉ_ＢＡＴを切り替えるように、可変抵抗回路２０３を電流生成回路２０に設けている。図２に示す回路構成においてバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨ（本実施の形態では３．５Ｖ）以上の場合はＭＯＳＦＥＴＱ３がオンしているので、可変抵抗回路２０３が無い場合の回路構成とほぼ同じとなる。

バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨ未満の場合はＭＯＳＦＥＴＱ３がオフするので、抵抗Ｒ１５に電流が流れなくなり充電電流Ｉ_ＢＡＴが減少する。

図３には、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが変化した場合の充電電流Ｉ_ＢＡＴの変化および第１トランジスタＱ１での消費電力が図示されている。電流生成回路２０は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを検知し、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨ以下であるときには約０．０７Ａの定電流を出力し、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨを上回った場合には充電電流Ｉ_ＢＡＴを増加して約０．１３Ａの定電流を出力する。なお、閾電圧Ｖ_ＴＨは３．５Ｖである。特に、電流生成回路２０は、約０．０７Ａの定電流と、約０．１３Ａの定電流とを、閾電圧Ｖ_ＴＨを境に、段状につまり不連続的に切り替える。これによりバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが低い時には充電電流Ｉ_ＢＡＴを低下させるので、第１トランジスタＱ１の発熱を低減することができる。

図３に示すように、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨ以下のときには、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨを上回っているときよりも、充電電流Ｉ_ＢＡＴを約１／２程度に低減することができる。これにより、図４と比較して、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが低い領域における第１トランジスタＱ１における電力消費を抑制できる。

なお、本実施の形態では定電流回路２０２を、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３と、シャントレギュレータ２０１とを含む回路構成としたが、本発明はこれに限られるものではない。定電流回路としては既に各種の回路構成が公知であるから、これら公知の定電流回路を定電流回路２０２に適用することで電圧Ｖ１から定電流を生成すればよい。

本発明の実施の形態の変形例として、充電回路１３から可変抵抗回路２０３が取り除かれ、第２抵抗Ｒ１５が第１抵抗Ｒ１２に常時並列接続され、第１トランジスタＱ１のベースに接続する抵抗Ｒ１１を可変抵抗部として変更してもよく、これにより実施の形態と同様の効果が得られる。可変抵抗部は、図２の抵抗Ｒ１１に選択的に抵抗を接続させるものとしてもよく、この抵抗の選択的な並列接続は可変抵抗回路２０３と同様の仕組みにより行っても良い。なお、信頼性などの面では、ベースに接続する抵抗値を一定にすることのできる図２の電流生成回路２０のほうが優れている。

本実施の形態では、閾電圧Ｖ_ＴＨを３．５Ｖに設定したが、本発明はこれに限られない。３．５Ｖより高くとも良く、３．５Ｖより低くともよい。ここで、閾電圧Ｖ_ＴＨは、バッテリ６０の充電量を基準として設定してもよい。つまり、バッテリ６０の充電量が「０％以上かつ満充電未満の予め定めた所定充電量」となったときに、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨに一致するように定めても良い。例えば、この所定充電量は、バッテリ６０の満充電の０％以上かつ５０％未満の範囲内のいずれかの量に定めても良く、具体的には、１０％、２０％、３０％、４０％、あるいは５０％に定めても良い。例えば図３において満充電時のバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを９Ｖとする。この場合、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが９Ｖのときを充電量１００％とすると、単純計算ではバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが３．５Ｖのときの充電量は約３９％である。つまり、約３９％の充電量でバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが閾電圧Ｖ_ＴＨである３．５Ｖに達し、充電電流Ｉ_ＢＡＴを切り替えるという動作が実現している。ここで述べたバッテリ６０の充電量の算出方式は便宜上例示したものであり本発明を限定するものではない。バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴとバッテリ６０の充電量との間の相関があるので、充電量が何十％のときに充電電流Ｉ_ＢＡＴを切り替えるかを任意に定めればよい。ただし、本実施の形態は、バッテリ６０が空あるいは空に近いときの充電電流Ｉ_ＢＡＴを抑制して充電時の回路発熱を抑制することを念頭においている。よって、少なくとも空あるいは空に近いある程度低いバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴのときには、充電電流Ｉ_ＢＡＴが低い値に切り替えられていることが好ましい。

なお、上述した実施の形態にかかる充電回路１３は、フライバックコンバータ回路１４を備えている。しかしながら本発明はこれに限られるものではない。電流生成回路２０に電圧Ｖ１を生成できる電圧生成回路を用いればよく、具体的にはフライバックコンバータ以外のコンバータ回路を適用してもよい。

１商用交流電源、２点検スイッチ、３照明装置、６常用点灯装置、８ランプ、１０非常灯点灯装置、１２全波整流回路、１３充電回路、１４フライバックコンバータ回路、１６制御電源回路、１８制御回路、２０電流生成回路、２２電圧変換回路、２４リレー、５２定電圧制御部、６０バッテリ、２０１シャントレギュレータ、２０２定電流回路、２０３可変抵抗回路、Ｃ３出力平滑コンデンサ、Ｄ１、Ｄ４ダイオード、５０制御ＩＣ、ＰＣ１１フォトトランジスタ、ＰＣ１２フォトダイオード、Ｑ１、Ｑ２トランジスタ、Ｑ３ＭＯＳＦＥＴ、Ｔ１一次巻線、Ｔ２二次巻線、Ｔ３補助巻線、ＴＲトランス

Claims

直流電圧を生成する電圧生成回路と、
前記直流電圧から電流を生成する電流生成回路と、
を備え、
前記電流生成回路は、前記電流で充電すべきバッテリの電圧を検知し、前記バッテリの電圧が予め定めた閾電圧以下であるときには第１電流を出力し、前記バッテリの電圧が前記閾電圧を上回った場合には前記第１電流よりも大きい第２電流を出力する充電回路。
前記電流生成回路は、
前記バッテリの電圧が前記閾電圧以下である場合には前記第１電流として第１定電流を出力し、前記バッテリの電圧が前記閾電圧を上回った場合には前記第２電流として第２定電流を出力するように、前記第１定電流と前記第２定電流とを段状に切り替える請求項１に記載の充電回路。
前記電流生成回路は、
前記直流電圧から電流を生成する定電流回路と、
前記定電流回路と前記バッテリとの間に設けられ、前記定電流回路と前記バッテリとの間の抵抗の値を変更可能であり、前記バッテリの電圧が前記閾電圧以下である場合には前記抵抗を第１抵抗値に設定し、前記バッテリの電圧が前記閾電圧を上回った場合には前記抵抗を前記第１抵抗値よりも小さい第２抵抗値に設定する可変抵抗回路と、
を含む請求項１に記載の充電回路。
交流電力を整流して直流電圧を生成する整流回路と、
前記直流電圧を用いてバッテリを充電する充電回路と、
前記バッテリの電圧を変換する電圧変換回路と、
出力端子と、常用点灯装置と接続するための第１入力端子と、前記電圧変換回路の出力電圧が供給される第２入力端子と、を備え、前記出力端子に対して前記第１入力端子と前記第２入力端子を選択的に接続可能なリレーと、
を備え、
前記充電回路は、
直流電圧を生成する電圧生成回路と、
前記直流電圧から電流を生成する電流生成回路と、
を備え、
前記電流生成回路は、前記電流で充電すべきバッテリの電圧を検知し、前記バッテリの電圧が予め定めた閾電圧以下であるときには第１電流を出力し、前記バッテリの電圧が前記閾電圧を上回った場合には前記第１電流よりも大きい第２電流を出力する非常灯点灯装置。