JP2015516697A - 光送信器およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】予等化されたデータで駆動されるＩＱ変調器のＤＣバイアスを正確かつ最適に制御することが困難である。【解決手段】本発明の一側面による光送信器の制御方法は、（ａ）光送信器におけるＩＱ変調器の複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させ、（ｂ）有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データで複数の子マッハツェンダ変調器を駆動し、（ｃ）ＩＱ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンし、（ｄ）ステップ（ｃ）の間に、ＩＱ変調器の出力をモニタし、（ｅ）駆動データとステップ（ｄ）においてモニタした結果とに基づいて、直交位相角を設定するための直流バイアスを設定する。

Description

本発明は、一般に光通信技術に関し、特に、伝送中に生じる劣化のすべて、または一部を補償する予等化を光送信器において行う光通信技術に関する。

ディジタル信号処理（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ：ＤＳＰ）技術によって、ファイバを伝送する光信号に作用する劣化を、劣化の逆フィルタ特性を光送信器で与えることにより補償することができる。 これらの技術は、光ファイバなどの媒体を介して光信号をそれぞれ送信し受信する送信器および受信器を備える伝送システムにおいて、二つの異なる場面において適用される。

第一の手法においては、受信器にＤＳＰ技術が実装される。 特に、コヒーレント受信技術によって、受信器は受信信号の位相および振幅の両方の情報を取得することができる。これによりＤＳＰは、適切に構成されたフィルタを利用することにより、伝送中に生じた劣化を受信処理前に補償することができる。このような構成による信号等化の一例が、非特許文献１に記載されている。さらに、非特許文献２に記載されているように、ＤＳＰに基づく等化技術を信号プロセッサに実装することができる。

別の手法においては、等化のためのＤＳＰ技術が送信器に実装される。送信器での等化は出典により、プリディストーション、予等化、または前置補償と呼ばれる。これによりＤＳＰは、適切に構成されたフィルタを用いることにより、予等化された信号を送出して伝送中に生じる劣化を補償することができる。したがって送信器は、伝送中に媒体で生じる劣化を伴う信号を補償するために、フィルタによって振幅情報および位相情報の両方を歪ませた信号を送出する。非特許文献３には、波長分散（Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＣＤ）のような線形劣化および自己位相変調（Ｓｅｌｆ Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＳＰＭ）のような非線形劣化の両者をこのような手法で補償する予等化技術の一例が開示されている。ＤＳＰを用いた予等化によって、送信器は専用プロセッサを用いる場合よりも経済的に等化を行うことができる。 また、予等化によれば、送信器の補償範囲が加わるので受信器の補償範囲を広げることができる。

非特許文献３において、予等化された信号は光搬送波に光ＩＱ変調器（同相／直交位相変調器）を用いて変調されているが、このような光変調器は出典により、しばしばカーテシアン型変調器、ベクトル変調器、二重並列変調器、あるいは入れ子型変調器とも呼ばれる。ＩＱ変調器においては、電気信号によって二つの独立したマッハツェンダデバイスが駆動されるが、これらのマッハツェンダデバイスは、出典により、子マッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）あるいは入れ子ＭＺＭと呼ばれる。子ＭＺＭは、同じ光搬送波の位相と振幅を変調する。これらの出力の一つにおける位相は、再結合される前において相対的に９０度遅れている。子ＭＺＭの出力間の位相遅延は直交位相角と呼ばれ、理想的にはモジュロ１８０度が９０度となる。ＩＱ変調器は、光信号のＩ成分およびＱ成分に直接アクセスすることによって、予等化された信号の振幅情報および位相情報に対してチャーピングのない変調を行うことができる。

しかしながら、温度変化あるいはデバイスの経年変化によって、ＩＱ変調器のＤＣ（直流）バイアスにドリフトが生じることが知られている。印加されるバイアスには３種類ある。すなわち、２つの子ＭＺＭの各ＤＣバイアス、および直交位相角を設定するためのＤＣバイアスである。ＤＣ（直流）バイアスのドリフトは送信信号の低下を引き起こし、その結果、受信信号品質の低下が生じ、また最悪の場合、受信信号の再生が不可能となる。この問題は、変調器を用いる送信器の生産段階または組立段階における変調器の特性試験において顕在化する可能性が高い。この問題は、変調器のバイアスを制御してＤＣバイアスの変化を補償する自動バイアス制御（Ａｕｔｏ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＢＣ）回路を用いることによって解決することができる。 このように、ＡＢＣ技術によって、ＩＱ変調器のＤＣバイアスのドリフトを制御し、最適な状態で正確な変調を行うことができる。

ＱＡＭ変調光信号を生成するために多値信号で駆動されるＩＱ変調器のＤＣバイアスを制御することができるＡＢＣ回路の例が、特許文献 １に開示されている。 特許文献 1 に記載されたＡＢＣ回路は、子ＭＺＭのＩ成分およびＱ成分のＤＣバイアスを直交位相角のＤＣバイアスとともに制御するための低周波数ディザ信号に基づいている。 しかしながら、モニタ信号の特性のために、子ＭＺＭの最適ＤＣバイアスは２＊Ｖｐｉの周期性を有する。ここでＶｐｉは、ＭＺＭの建設的干渉と相殺的干渉に対応するバイアス間の電圧差である。 同様に、最適な直交位相角は１８０度の周期性を有する。これらの周期性のために、子ＭＺＭにおけるＤＣバイアスのセットには２＊Ｖｐｉの不確かさが、ＩＱ変調器の直交位相角には１８０度の不確かさが存在する。

波長分散（ＣＤ）を予等化するための予等化データで駆動されるＩＱ変調器の３つのバイアスを制御することができるＡＢＣ回路の他の例が、非特許文献４に報告されている。非特許文献４に記載の例を含むＡＢＣ回路の設計によれば、子ＭＺＭのＤＣバイアスの最適点は、最小伝搬点Ｖｐｉであり、そこでは、１８０度の位相差が子ＭＺＭの２つのアーム間にＤＣバイアスによって生成される。最適バイアス点は２＊Ｖｐｉの周期性を有する。 直交位相角は１８０度の周期性を有する。これらの周期性により、子ＭＺＭにおけるＤＣバイアスのセットには２＊Ｖｐｉの不確かさが存在し、ＩＱ変調器の直交位相角には１８０度の不確かさが存在する。

ＩＱ変調器によって変調された光信号を表す出力複素場は、以下に示す式で表わされる。

ここで、Ｅ_ｏｕｔ（ｔ）は複素場出力を示し、Ｅ_０（ｔ）はＩＱ変調器の入力光信号の複素場に比例し、Ｖ_{ｂｉａｓ，Ｉ}はＩＱ変調器のＩ−子ＭＺＭのＤＣバイアスを示し、Ｖ_{ｂｉａｓ，Ｑ} はＩＱ変調器のＱ−子ＭＺＭのＤＣバイアスを表わし、φ_ＩＱはＩＱ変調器の直交位相角であり、Ｖ_ＲＦ，Ｉ（ｔ）はＩＱ変調器のＩ−子ＭＺＭの駆動電圧を表わし、Ｖ_ＲＦ，Ｑ（ｔ）はＩＱ変調器のＱ−子ＭＺＭの駆動電圧を表わし、そしてＶ_πは子ＭＺＭにおける建設的干渉と相殺的干渉に対応するバイアス間の電圧差を表わす。このような表記において、Ｖ_{ｂｉａｓ，Ｉ}＝Ｖ_πとなる場合は、子Ｉ−マッハツェンダ変調器のナル駆動点にバイアスすることを示す。

最適なＤＣバイアス状態のＩＱ変調器について検討すると、その出力複素場は、以下のように示される。

ここで、子ＭＺＭのＤＣバイアスはＶｐｉに設定され、ＩＱ変調器の直交位相角は９０度に設定されている。

ＩＱ変調器を制御するＡＢＣ回路によって設定された最適ＤＣバイアスの多義性を考慮すると、ＩＱ変調器のＤＣバイアスを検討するうえで、以下の場合も最適となる。

（（２）式の複素共役の反対極性）

（（２）式の複素共役）

（（２）式の複素共役）

ＩＱ変調器を用いてＱＰＳＫまたはＱＡＭ方式により信号を変調する場合、ＡＢＣ回路が設定するＤＣバイアスによって、また設定されたＤＣバイアスの不確かさを考慮すると、出力場は、反対極性や複素共役、または複素共役の反対極性などの関連出力場の影響を受けやすい。このような状態の不確かさは、トレーニングパターンまたはフレーム情報を用いたシンボル判定により受信器で容易に解消することができる。

特開２００８−２４９８４８号公報 特開２００８−１２４８９３号公報

S. J. Savory, "Digital filters for coherent optical receivers", Optics Express, Volume 16, No. 2, pages 804-817 (2008). E. Yamazaki et al., "Fast optical channel recovery in field demonstration of 100-Gbit/s Ethernet over OTN using real-time DSP", Optics Express, Volume 19, No. 14, pages 13179-13184 (2011). K. Roberts et al., "Electronic Precompensation of Optical Nonlinearity", IEEE Photonics Technology Letters, Volume 18, No. 2, pages 403-405 (2006). T. Yoshida et al., "A Study on Automatic Bias Control for Arbitrary Optical Signal Generation by Dual-Parallel Mach-Zehnder Modulator", European Conference on Optical Communications 2010 (ECOC 2010, paper Tu.3.A.6).

予等化機能によって処理された電気的データによって駆動されるＩＱ変調器の場合、ＩＱ変調器が出力する複素場は、変調器の後の伝送媒体の特性によって等化される。例えば、ファイバ伝送路における波長分散”ｄ”を予等化する場合、以下に示すフィルタ特性を用いて、予等化”−ｄ”を周波数領域において加えることができる。

ここで、ω は周波数を示し、ω_０は中心周波数を示し、ｄは予等化されるファイバ伝送路の波長分散の値を示し、ｃは光速度を示し、λは光信号の波長を示す。

この例において、（２）式の状態に従ってＩＱ変調器が信号を出力する場合、ファイバにおける波長分散は、送信器で生成された予等化されたデータによって等化され、その結果、伝送後の残留波長分散はゼロになる。しかしながら、ＩＱ変調器が（３）式、（４）式、または（５）式に従って設定されている場合、出力信号はＨ（ω）に従って等化されることはなく、それに代わってＨ（ω）の複素共役に従って等化されることになる。よって、ファイバを伝送した後の残留波長分散はゼロとはならず、ファイバにおける波長分散の値の２倍である２ｄとなる。（３）式、（４）式、または（５）式による後者の場合、受信信号の品質は低下する。あるいは、受信器が補償できる波長分散が２ｄより小さい場合、信号受信は不可能である。

波長分散の予等化機能を備えた送信器の一例が、特許文献２に開示されている。 伝送ファイバにおける波長分散は送信器で予等化される。 受信器がデータを正しく受信できない場合、受信器は、ネットワーク制御プレーンを用いて、送信器内の変調器の駆動条件または予等化の条件の変更を送信器に要求する。特許文献２によれば、ＩＱ変調器の制御の不確かさによって不完全な予等化が生じた場合であっても、このような状態を修正することができる。しかしながら、特許文献２において提案された解決手段は長時間を必要とする。その理由は、受信器が信号を受信できるかどうかを判定し、その情報をネットワークの他のチャンネルを通して送信器に送る必要があるからである。トランスポンダに組み込まれた送信器の起動時間は短いほうが望ましいので、特許文献２の解決手段は改良する必要がある。

さらに、受信器が伝送路における波長分散の２倍を補償できる場合であっても、送信器が正確に設定されておらず、受信器における補償が最適に行われない場合には、特許文献２による解決手段では、信号を復調することができない。このような状態によって、受信器が取り得る範囲は、ネットワーク動作の後に誤りを起こす可能性のある条件を変更することに制限される。

また、受信器から送信器に指示を送信するために制御プレーンまたは監視チャネルを用いることとすると、ネットワークの余分な帯域が必要となる。したがって、このような手段は、ネットワーク帯域の利用の観点から最適な手段ではない。

上述したように、予等化されたデータによって駆動されるＩＱ変調器を制御するＡＢＣ回路の不確かな状態を正すために、ＡＢＣ回路またはシステムを改良する必要がある。

本発明の目的は、予等化機能によって生成されたデータで駆動されるＩＱ変調器のＤＣバイアスに対する、高速かつ帯域を有効利用する制御システムを備えた光送信器およびその制御方法を提供することにある。

本発明の一側面による光送信器の制御方法は、（ａ）光送信器におけるＩＱ変調器の複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させ、（ｂ）有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データで複数の子マッハツェンダ変調器を駆動し、（ｃ）ＩＱ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンし、（ｄ）ステップ（ｃ）の間に、ＩＱ変調器の出力をモニタし、（ｅ）駆動データとステップ（ｄ）においてモニタした結果とに基づいて、直交位相角を設定するための直流バイアスを設定する。

本発明の一側面による光送信器は、複数の子マッハツェンダ変調器を備えるＩＱ変調器と、複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させる自動バイアス制御回路と、複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための、有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データを選択するデータセレクタと、ＩＱ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンするスキャン回路と、直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンする間に、ＩＱ変調器の出力をモニタするモニタ用フォトダイオードと、駆動データとモニタ用フォトダイオードによるモニタ結果とに基づいて、直交位相角を設定するための直流バイアスを設定する制御回路、とを有する。

本発明による典型的な有利な点は、ＩＱ変調器の制御バイアスの不確かさにもかかわらず、予等化されたデータが伝送媒体の特性に適合するように、予等化されたデータで変調された光信号を出力するＩＱ変調器を制御することができる送信器およびその制御方法を提供することである。

図１は、第１の実施形態による光送信器の概略図である。 図２は、第１の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図３は、Ｉ−子ＭＺＭのＤＣバイアスをＶｐｉに収束させた場合における、第１の実施形態によるＩＱ変調器のモニタ信号についてのシミュレーション結果である。 図４は、Ｉ−子ＭＺＭのＤＣバイアスを３＊Ｖｐｉに収束させた場合における、第１の実施形態によるＩＱ変調器のモニタ信号についてのシミュレーション結果である。 図５は、第２の実施形態による光送信器の概略図である。 図６は、第２の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図７は、第３の実施形態による光送信器の概略図である。 図８は、第３の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図９は、第３の実施形態による光トランスポンダの概略図である 図１０は、第３の実施形態による光トランスポンダの出力信号のシミュレーション結果である。 図１１は、通常用いられる光トランスポンダの出力信号のシミュレーション結果である。

［第１の実施形態］
図１は、ＩＱ変調器１１１および自動バイアス制御（Ａｕｔｏ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＢＣ）回路１３０を有する光送信器１００の概略図である。光送信器１００は、論理バイナリデータ列１０１に従ってＩＱ変調器１１１により変調された光信号１０２を送出する。シリアライザ／デシリアライザ１２０は、論理バイナリデータ列１０１を、ディジタル信号処理部（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ：ＤＳＰ）１２１で処理できるように、バイナリデータの並列レーンに変換する。ＤＳＰ１２１によって処理されたデータは、データセレクタ１２２に供給される。データセレクタ１２２は、トレーニングパターン発生器１４４が生成したトレーニングパターンも受け取る。

トレーニングパターン発生器１４４は、２つのトレーニングパターン間の相関がナルではないという条件を備えた２つのトレーニングパターンを、２つのレーンに対する駆動データとして生成する。すなわち、２つのトレーニングパターン間には有意の相関が存在する。例えば、２つのトレーニングパターンを、ある任意のパターンと同等のものとすることができる。あるいは、トレーニンパターンとして一定パターンを選択することができる。また、２つのトレーニングパターンの一方を任意に選択し、他方を前者の反対極性パターンとすることができる。 また、２つのトレーニングパターンの一方を任意に選択し、他方を前者に比例したパターンとすることができる。

全体制御部１４０が出力する制御信号に従って、ＤＳＰ１２１またはトレーニングパターン発生器１４４のいずれかが生成した信号から、データセレクタ１２２の出力が生成される。なお、データセレクタ１２２とトレーニングパターン発生器１４４をＤＳＰ１２１に集積することができる。ＤＳＰ１２１は、バイナリデータ１０１および光送信器１００の変調方式に従ってレーザ１１０からの連続光を変調するためのデータを生成する。変調方式は、４位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）などの多値方式とすることができる。また、変調形式方式は、１６−直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＱＡＭ）や６４ＱＡＭなどのさらに高次のＱＡＭとすることができる。変調は、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式を用いて実施することができる。変調方式は、光送信器１００に供給される命令信号に従って、光送信器１００の動作中または起動時に変更することができる。

ＤＳＰ１２１は予等化を与えるデータを生成する。例えば、ＤＳＰ１２１は、（６）式で表わされるフィルタ特性に従って、決定された波長分散の値を予等化するための信号を生成する。ＤＳＰ１２１はまた、光信号１０２が送出されるファイバにおいて発現する非線形歪みによる劣化を予等化するための信号も生成することができる。
データセレクタ１２２が出力するデータは、２個のディジタル・アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＤＡＣ）１２３、１２４に供給される。ＤＡＣ１２３、１２４は、データセレクタ１２２の出力に従ってアナログ信号を生成する。ＤＡＣ１２３、１２４によって生成されたアナログ信号は駆動増幅器１２５、１２６によって、それぞれ増幅される。このとき、駆動増幅器１２５、１２６の各出力がＩＱ変調器１１１のＲＦ入力を駆動するのに適するように増幅される。

連続波信号がレーザ１１０によって送出され、ＩＱ変調器１１１の入力に供給される。ＩＱ変調器１１１の子Ｉ−マッハツェンダ変調器（ＭＺＭ）１１２は、駆動増幅器１２５の出力によって駆動される。ＩＱ変調器１１１の子Ｑ−ＭＺＭ１１３は、駆動増幅器１２６の出力によって駆動される。位相調整器１１４はＩＱ変調器の直交位相角を制御する。低速のモニタ用フォトダイオード（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ：ＰＤ）１１５がＩＱ変調器１１１に集積されており、ＩＱ変調器１１１の出力に比例するモニタ用電気信号を出力する。 あるいは、モニタ用フォトダイオード（ＰＤ）１１５はＩＱ変調器１１１の外部に備えられていてもよく、ＩＱ変調器１１１が出力する光信号をタップ部分で受信することによってモニタ用電気信号を生成することができる。

モニタ用ＰＤ１１５が生成したモニタ信号は分割器１５０により分割される。分割器１５０によって分割された信号の一方は、ＩＱ変調器１１１のＤＣバイアスを制御するＡＢＣ回路１３０に供給される。ＡＢＣ回路１３０は、子Ｉ−ＭＺＭ１１２のＤＣバイアス、子Ｑ−ＭＺＭ１１３のＤＣバイアス、および直交位相角を設定するための位相調整器１１４のＤＣバイアスをそれぞれ制御する３個の制御回路１３１、１３２、および１３３を備える。ＡＢＣ回路１３０は、モニタ用ＰＤ１１５によって生成されたモニタ信号に従って、ＩＱ変調器１１１のＤＣバイアスを最適化する。ＡＢＣ回路は、ＩＱ変調器１１１のＤＣバイアスに付加された低周波数のディザトーン、およびモニタ用ＰＤ１１５によって生成されたモニタ信号に含まれ検出されたトーン周波数に対応する周波数成分の位相および振幅に基づいたものとすることができる。

全体制御部１４０はＡＢＣ制御部１４１を設定するが、ＡＢＣ制御部１４１はＩＱ変調器１１１の直交位相角を制御する制御回路１３３の機能を無効にすることができる。ＡＢＣ制御回路１４１はまた、全体制御部１４０によって決定された特定のＤＣバイアスを生成するために、制御回路１３３を設定することもできる。全体制御部１４０はまた、ＩＱ変調器の直交位相角を設定するために、いくつかの電圧値を生成するスキャン回路１４３をも制御する。 スイッチ部１５１は全体制御部１４０によって制御される。スイッチ部１５１の出力は、ＩＱ変調器１１１の直交位相角を設定するための位相調整器１１４に印加される。スイッチ部１５１の出力は、その状態に依存して、ＡＢＣ回路１３０が備える制御回路１３３によって生成されたＤＣバイアス、またはスキャン回路１４３によって生成されたＤＣ電圧のいずれかである。

スイッチ部１５１がスキャン回路１４３によって生成された電圧を出力する場合、全体制御部１４０は、スキャン回路１４３によって生成されたＤＣ電圧のそれぞれの値に対して、分割器１５０によって分割されたモニタ用ＰＤ１１５の出力値を記録するようにモニタ記録部１４２に命令する。全体制御部１４０は、モニタ記録部１４２によって記録された電圧を比較することができ、モニタ記録部１４２から供給される比較された値と、記録された各モニタ値に対してスキャン回路１４３が生成した電圧とに従って、ＤＣ電圧を処理することができる。さらに、全体制御部１４０は、ＡＢＣ制御部１４１を介して処理した電圧と等しい電圧を生成するように制御回路１３３を設定する。

次に、ＩＱ変調器のＤＣバイアスについての多義性を本実施形態に従って解決する方法について説明する。図２は、図１に示した本実施形態による光送信器１００を制御するためのフローチャートである。光送信器１００は送信器の起動時に、ステップＳ６０１からＳ６０８までの連続したステップによって定義されたように動作する。これらのステップが完了したときに、光送信器１００のＩＱ変調器のＤＣバイアスは適切に設定され、光送信器１００は予等化機能を備えた光信号を送出する。

ＩＱ変調器１１１のＩおよびＱ−子ＭＺＭのＤＣバイアスは、制御回路１３１、１３２によって、それぞれＶｐｉに収束する（Ｓ６０２／ＹＥＳ）。

データセレクタ１２２は、トレーニングパターン発生器１４４によって生成されたトレーニングデータを選択する。スイッチ部１５１はスキャン回路１４３の出力を選択し、制御回路１３３は停止される（Ｓ６０３）。直交位相角だけが、子ＭＺＭのＤＣバイアスにおける多義性を解決することなしに制御される。

トレーニングパターン発生器１４４によって生成されたトレーニングパターンは相関づけられており、正の相関を有している。スキャン回路１４３が直交位相角を３６０度の範囲にわたってスキャンできるＤＣバイアスを生成する間に、モニタ記録部１４２に記録されたデータは、図３に示した曲線と同様になる（Ｓ６０４）。

図３は、本実施形態によるＩＱ変調器を用いて、直交位相角の異なる値に対するＩＱ変調器のモニタ信号をシミュレーションした結果である。ＩおよびＱ−子ＭＺＭのＤＣバイアスは、ともにＶｐｉに収束した。この構成において、ＩおよびＱ−ＭＺＭに対する駆動データは、同一のパターンに等しい。モジュロ３６０度がゼロである直交位相角に対応するＤＣバイアス値Ｖｍａｘに対して、モニタ電圧は最大となる。モジュロ３６０度が１８０度である直交位相角に対応するＤＣバイアス値Ｖｍｉｎに対して、モニタ電圧は最小となる。したがって、Ｖｍｉｎ＞Ｖｍａｘである場合、ＤＣバイアス（Ｖｍｉｎ−Ｖｍａｘ）／２に対する直交位相角は、モジュロ３６０度で９０度に接近する。

Ｖｍｉｎ＞Ｖｍａｘという条件を満たすＶｍａｘおよびＶｍｉｎを見つけ、 直交位相角に対するＤＣバイアスを（Ｖｍｉｎ−Ｖｍａｘ）／２に設定することによって、直交位相角を９０度に設定し、ＩＱ変調器を式（２）に対応した状態に設定することが確実にできる（Ｓ６０５、Ｓ６０６)。

あるいは、それぞれの制御回路１３１、１３２によって、ＩＱ変調器のＩおよびＱ−子ＭＺＭのＤＣバイアスの一方がＶｐｉに収束したが、他方は３＊Ｖｐｉに収束した。トレーニングパターン発生器１４４によって生成されたトレーニングパターンは相関づけられており、正の相関を有している。スキャン回路１４３が直交位相角を３６０度の範囲にわたってスキャンできるＤＣバイアスを生成する間に、モニタ記録部１４２に記録されたデータは、図４に示した曲線と同様になる。

図４は、本実施形態によるＩＱ変調器を用いて、直交位相角の異なる値に対するＩＱ変調器のモニタ信号をシミュレーションした結果である。Ｉ−子ＭＺＭのＤＣバイアスは３＊Ｖｐｉに収束し、Ｑ−子ＭＺＭのＤＣバイアスはＶｐｉに収束した。この構成において、ＩおよびＱ−ＭＺＭに対する駆動データは、同一のパターンに等しい。モジュロ３６０度がゼロである直交位相角に対応するＤＣバイアス値Ｖｍｉｎに対して、モニタ電圧は最小となる。モジュロ３６０度が１８０度である直交位相角に対応するＤＣバイアス値Ｖｍａｘに対して、モニタ電圧は最大となる。したがって、Ｖｍｉｎ＜Ｖｍａｘである場合、ＤＣバイアス（Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ）／２に対する直交位相角は、モジュロ３６０度で９０度に接近する。

Ｖｍｉｎ＞Ｖｍａｘという条件を満たすＶｍａｘおよびＶｍｉｎを見つけ、 直交位相角に対するＤＣバイアスを（Ｖｍｉｎ−Ｖｍａｘ）／２に設定することによって、直交位相角を２７０度に設定することが確実にできる。式（３）と式（５）を組み合わせることによって、ＩＱ変調器は式（２）に対応する状態に設定される。

あるいは、トレーニングパターンを、負であるがナルではない相関を有するように選択することができる。この場合、Ｖｍｉｎ＜Ｖｍａｘという条件を満たすＶｍａｘおよびＶｍｉｎを見つけ、直交位相角に対するＤＣバイアスを（Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ）／２に設定することによって、ＩＱ変調器を式（２）に対応した状態に設定することが確実にできる。

上述したように、第１の実施形態によれば、変調器のＤＣバイアスを最適に設定し、予等化されたデータを最適に決定することが可能になる。 また、光送信器の高速な起動が可能になる。このような光送信器を備えたネットワークは余分な帯域を必要としない。

［第２の実施形態］
図５は、ＩＱ変調器２１１と自動バイアス制御（ＡＢＣ）回路２３０とを備える光送信器２００の概略図である。光送信器２００は、論理バイナリデータ列２０１に従ってＩＱ変調器２１１が変調した光信号２０２を送出する。シリアライザ／デシリアライザ２２０は、図１に示したシリアライザ／デシリアライザ１２０と同じである。ＤＳＰ２２１はＤＳＰ１２１と同じである。ＤＡＣ２２３、２２４は駆動増幅器２２５、２２６と同様に、それぞれＤＡＣ１２３、１２４および駆動増幅器１２５、１２６と同じである。レーザ２１０、ＩＱ変調器２１１、およびＡＢＣ回路２３０はそれぞれ、レーザ１１０、ＩＱ変調器１１１、およびＡＢＣ回路１３０と同じである。モニタ記録部２４２およびスキャン回路２４３はそれぞれ、モニタ記録部１４２およびスキャン回路１４３と同じである。分割器２５０およびスイッチ部２５１はそれぞれ、分割器１５０およびスイッチ部１５１と同じである。

データセレクタ２２２はＤＳＰ２２１が処理したデータをＤＡＣ２２３に供給する。全体制御部２４０によって生成された制御信号に従って、データセレクタ２２２からＤＡＣ２２４に供給される信号は、ＤＳＰ２２１によって処理されたデータまたはトレーニングのための特別データのいずれかとなる。特別データはＤＡＣ２２３に供給されたデータと相関づけられている。特別データはＤＡＣ２２３に供給されるデータと等しくすることができる。または、特別データはＤＡＣ２２３に供給されるデータの反対極性と等しくすることができる。また、特別データはＤＡＣ２２３に供給されるデータに比例するものとすることができる。 また、特別データはＤＡＣ２２３に供給されるデータの反対極性に比例するものとすることができる。

全体制御部２４０はＡＢＣ制御部２４１を設定する。ＡＢＣ制御部２４１は、ＩＱ変調器２１１の直交位相角を制御するＡＢＣ回路２３０の制御回路の機能を無効にすることができる。全体制御部２４０はスキャン回路２４３も制御する。 スイッチ部２５１は、スイッチ部１５１が全体制御部１４０によって制御されるのと同じように、全体制御部２４０によって制御される。

スイッチ部２５１がスキャン回路２４３によって生成された電圧を出力する場合、全体制御部２４０は、スキャン回路２４３によって生成されたＤＣ電圧のそれぞれの値に対して、ＩＱ変調器２１１内のモニタ用ＰＤが出力し分割器２５０によって分割された電圧値を記録するようにモニタ記録部２４２に命令する。全体制御部２４０は、ＡＢＣ回路２３０によって生成されたＤＣバイアスを読み取り、ＡＢＣ制御部２４１を介してＩＱ変調器２１１の直交位相角を制御することができる。 読み取ったＤＣバイアス、およびスキャン回路２４３によって生成された各電圧に対してモニタ記録部２４２が記録している電圧に従って、全体制御部２４０はＤＳＰ２２１の設定を変更することができる。 例えば、波長分散を補償するために、ＤＳＰ２２１がデータを予等化する場合、全体制御部２４０は補償された分散値の符号を変更することができる。

次に、ＩＱ変調器のＤＣバイアスにおける多義性を本実施形態によって解決する方法について説明する。図６は、図５に示した本実施形態による光送信器２００を制御するためのフローチャートである。光送信器２００は送信器の起動時に、ステップＳ６１１からＳ６１９までの連続したステップによって定義されたように動作する。これらのステップが完了したときに、光送信器２００のＩＱ変調器２１１のＤＣバイアスは適切に設定され、光送信器２００は予等化機能を備えた光信号を送出する。

ＩＱ変調器２１１のＩおよびＱ−子ＭＺＭのＤＣバイアスは、ＡＢＣ回路２３０によって、それぞれＶｐｉに収束する（Ｓ６１２／ＹＥＳ）。ＩＱ変調器２１１のＩおよびＱ−子ＭＺＭを駆動するデータは、同一のものが選ばれる。スイッチ部２５１はスキャン回路２４３の出力を選択する。ＡＢＣ回路２３０によるＩＱ変調器２１１の直交位相角の制御は停止される（Ｓ６１３）。直交位相角だけが、子ＭＺＭのＤＣバイアスにおける多義性を解決することなしに制御される。

スキャン回路２４３が直交位相角を３６０度の範囲にわたってスキャンできるＤＣバイアスを生成する間に、モニタ記録部２４２に記録されたデータは、図３に示した曲線と同様になる（Ｓ６１４）。そして、スイッチ部２５１はＡＢＣ回路２３０の出力を選択し、ＡＢＣ回路２３０によるＩＱ変調器２１１の直交位相角の制御が可能となる。

全体制御部２４０は直交位相角を設定するＤＣバイアスＶｃｏｎｖを読み取り、処理された値ＶｍａｘおよびＶｍｉｎと比較する。Ｖｍｉｎ＞Ｖｃｏｎｖ＞Ｖｍａｘという条件が満たされる場合、全体制御部２４０は直交位相角がモジュロ３６０度で９０度に設定されていることを確認する。Ｖｍｉｎ＜Ｖｃｏｎｖ＜Ｖｍａｘという条件が満たされる場合、全体制御部２４０は直交位相角がモジュロ３６０度で２７０度に設定されることを確認する。従って、全体制御部２４０は予等化フィルタの特性を反転するようにＤＳＰ２２１の予等化を設定する（Ｓ６１８）。例えば、ＤＳＰが波長分散”d”を予等化するように設定されている場合、全体制御部２４０は”−ｄ”という値を補償するようにＤＳＰを再設定する。

ＩおよびＱ−ＭＺＭのＤＣバイアスがこれ以外に収束する場合も同様に解決される。

［第３の実施形態］
図７は、ＩＱ変調器３１１と自動バイアス制御（ＡＢＣ）回路３３０とを備える光送信器３００の概略図である。光送信器３００は、論理バイナリデータ列３０１に従ってＩＱ変調器３１１によって変調された光信号３０２を送出する。シリアライザ／デシリアライザ３２０は、図５に示したシリアライザ／デシリアライザ２２０と同じである。ＤＳＰ３２１とデータセレクタ３２２はそれぞれ、図１に示したＤＳＰ１２１およびデータセレクタ１２２と同じである。ＤＡＣ３２３、３２４は駆動増幅器３２５、３２６と同様に、それぞれＤＡＣ２２３、２２４および駆動増幅器２２５、２２６と同じである。

レーザ３１０、ＩＱ変調器３１１、およびＡＢＣ回路３３０はそれぞれ、レーザ２１０、ＩＱ変調器２１１、およびＡＢＣ回路２３０と同じである。ＡＢＣ制御部３４１、モニタ記録部３４２、スキャン回路３４３、およびトレーニングパターン発生器３４４はそれぞれ、ＡＢＣ制御部２４１、モニタ記録部２４２、スキャン回路２４３、およびトレーニングパターン発生器１４４と同じである。分割器３５０およびスイッチ部３５１はそれぞれ、分割器２５０およびスイッチ部２５１と同じである。

全体制御部２４０が、ＡＢＣ制御部２４１、モニタ記録部２４２、スキャン回路２４３、およびスイッチ部２５１をそれぞれ制御するのと同じ方法で、全体制御部３４０は、ＡＢＣ制御部３４１、モニタ記録部３４２、スキャン回路３４３、およびスイッチ部３５１を設定する。

読み取ったＤＣバイアス、およびスキャン回路３４３によって生成された各電圧に対してモニタ記録部３４２が記録している電圧に従って、全体制御部３４０はデータスイッチ３２９の設定を変更することができる。このとき、データスイッチ３２９が、ＤＳＰ３２１によって生成されデータセレクタ３２２によって選択されたデータを直接ＤＡＣ３２３、３２４に送るか、またはＤＡＣ３２３とＤＡＣ３２４との間でデータを入れ換えるかの一方を行うように、データスイッチの設定を変更することができる。

次に、ＩＱ変調器のＤＣバイアスにおける多義性を本実施形態によって解決する方法について説明する。図８は、図７に示した光送信器３００を制御するためのフローチャートである。光送信器３００は送信器の起動時に、ステップＳ６２１かＳ６２９までの連続したステップによって定義されたように動作する。これらのステップが完了したときに、光送信器３００のＩＱ変調器３１１のＤＣバイアスは適切に設定され、光送信器３００は予等化機能を備えた光信号を送出する。

ＩＱ変調器３１１のＩおよびＱ−ＭＺＭのＤＣバイアスは、ＡＢＣ回路３３０によって、それぞれＶｐｉに収束する（Ｓ６２２／ＹＥＳ）。データセレクタ３２２はトレーニングパターン発生器３４４によって生成されたトレーニングデータを選択する。スイッチ部３５１はスキャン回路３４３の出力を選択する。 そして、ＡＢＣ回路３３０によるＩＱ変調器３１１の直交位相角の制御は停止される（Ｓ６２３）。直交位相角だけが、子ＭＺＭのＤＣバイアスにおける多義性を解決することなしに制御される。

スキャン回路３４３が直交位相角を３６０度の範囲にわたってスキャンできるＤＣバイアスを生成する間に、モニタ記録部３４２に記録されたデータは、図３に示した曲線と同様になる（Ｓ６２４）。そして、スイッチ部３５１は、ＡＢＣ回路３３０の出力を選択し、ＡＢＣ回路３３０によるＩＱ変調器３１１の直交位相角の制御が可能となる。

全体制御部３４０は直交位相角を設定するＤＣバイアスＶｃｏｎｖを読み取り、処理された値ＶｍａｘおよびＶｍｉｎと比較する。Ｖｍｉｎ＞Ｖｃｏｎｖ＞Ｖｍａｘという条件が満たされる場合、全体制御部２４０は直交位相角がモジュロ３６０度で９０度に設定されていることを確認する（Ｓ６２５）。Ｖｍｉｎ＜Ｖｃｏｎｖ＜Ｖｍａｘという条件が満たされる場合、全体制御部３４０は直交位相角がモジュロ３６０度で２７０度に設定されることを確認する。従って、全体制御部３４０は、ＤＡＣ３２３とＤＡＣ３２４に供給される駆動データを入れ換えるようにデータスイッチ３２９を設定する（Ｓ６２８）。ＩおよびＱ−ＭＺＭのＤＣバイアスがこれ以外に収束する場合も同様に解決される。

図９は、光送信器４０５および光受信器４０６を備える光トランスポンダ４００の概略図である。光送信器４０５は、論理バイナリデータ列４０１に従って偏波多重ＩＱ変調器４１１によって変調された光信号４０２を送出する。光受信器４０６は、受信した光信号４０３に従ってバイナリデータ列４０４を生成する。

光送信器４０５は偏波多重ＩＱ変調器４１１を備える。偏波多重ＩＱ変調器４１１は、各偏波に対する変調器がＩＱ変調器１１１と同一である２個のＩＱ変調器を備えたのと同等であり、偏波ごとに変調された光を偏波多重する機能を有する。

シリアライザ／デシリアライザ４２０、ＤＳＰ４２１、およびデータセレクタ４２２はそれぞれ、シリアライザ／デシリアライザ１２０、ＤＳＰ１２１、およびデータセレクタ１２２と同等である。これらは、偏波多重光信号４０２に含まれる２倍の情報を処理する。ＤＡＣ４２３、４２４、４２７、および４２８は、ＤＡＣ１２３と同じである。駆動増幅器４２４、４２５、４２９、および４３０は、駆動増幅器１２５と同じである。レーザ４１０およびトレーニングパターン発生器４４４はそれぞれ、レーザ１１０およびトレーニングパターン発生器１４４と同じである。多義的でないＡＢＣ回路４４０と４４１とは同じである。これらはＡＢＣ回路１３０と同等な機能および回路、すなわち、全体制御部１４０、ＡＢＣ制御部１４１、スキャン回路１４３、モニタ記録部１４２、分割器１５０、およびスイッチ部１５１を有する。

受信器４０６は光フロントエンド４５１を備える。光フロントエンド４５１は、偏波多重光ハイブリッド回路、バランス型フォトダイオード、およびトランスインピーダンス増幅器を備える。光フロントエンド４５１は、受信光信号４０３を受信し、コヒーレント受信するために局部発信器４５０が出力する連続光と受信光信号４０３とを混合する。光フロントエンド４５１から出力される４つの差動出力は受信器チップ４５２に接続される。ここで、受信器チップ４５２には、高速アナログ・ディジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）、ＤＳＰ、およびシリアライザ／デシリアライザが集積されている。受信器チップ４５２に集積されたＤＳＰは、電気フィルタ、波長分散補償、適応等化、偏波分離、搬送波位相推定、および判定の機能を有する。受信器チップ４５２内のＤＳＰによって再生され再直列化された信号は、バイナリデータ列４０４として出力される。

図１０は、図９に示した光トランスポンダ４００のＸ偏波の出力信号についてのシミュレーション結果である。変調方式は偏光多重ＱＰＳＫ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ ＱＰＳＫ：ＰＭ−ＱＰＳＫ）とし、ボーレイトは１２．５ＧＢａｕｄとした。光送信器４０５における予等化は、１０，０００ｐｓ／ｎｍの波長分散を予等化するように設定されている。コンステレーション７００は、波長分散が２０ｐｓ／ｎｍ／ｋｍであるファイバを５００ｋｍ伝送した後に測定されたものである。この時点で、残留分散はゼロである。コンステレーション７００は、ＱＰＳＫ信号の４つのシンボル７０１、７０２、７０３、および７０４を明瞭に有する。このような信号は、光受信器４０６と同様な光受信器によって判定誤り無しで再生される。

同じ条件で従来の方法を用いると、ＡＢＣ回路によって制御されるＩＱ変調器のＤＣバイアスにおける多義性のために、送出された信号は、（３）式、（４）式、または（５）式で表わされる状態におちいりやすい。光トランスポンダ４００と同様な光トランスポンダによって従来の方法で送出された信号の場合、関連するコンステレーション７１０は、図１１に示すように、ＩＱ変調器が（３）式の条件に従って動作しているときの信号を示す。５００ｋｍ伝送後の残留波長分散は２０，０００ｐｓ／ｎｍである。この信号は、受信器チップ４５２内のＤＳＰが補償できる範囲を超えている。したがって、このような構成で従来の方法を用いることによっては、信号を受信することはできない。

上述したように、これらの実施形態によれば、予等化機能を備えた変調光信号であって、受信器が最適に受信できる変調光信号を送出するＩＱ変調器を制御することが可能になる。制御されたＩＱ変調器は、予等化のための設定に従って設定されたＤＣバイアスを有する。

実施形態を参照して本発明を詳細に開示し説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、請求項によって定義される本発明の特徴および範囲から逸脱しない限り、様々な変更をすることができることは当業者によって了解される。

本発明は、予等化技術を用いる光通信システムに適用することができる。

１００、２００、３００、４０５ 光送信器
１０１、２０１、３０１、４０１ 論理バイナリデータ列
１０２、２０２、３０２、４０２ 光波信号
１１０、２１０、３１０、４１０ レーザ
１１１、２１１、３１１ ＩＱ変調器
１１２ Ｉ−ＭＺＭ
１１３ Ｑ−ＭＺＭ
１１４ 位相調整器
１１５ モニタ用ＰＤ
１２０、２２０、３２０、４２０ シリアライザ／デシリアライザ
１２１、２２１、３２１、４２１ ＤＳＰ
１２２、２２２、３２２、４２２ データセレクタ
１２３、１２４、２２３、２２４、３２３、３２４、４２３、４２４、４２７、４２８ ディジタル・アナログ変換器
１２５、１２６、２２５、２２６、３２５、３２６、４２４、４２５、４２９、４３０ 駆動増幅器
１３０、２３０、３３０ ＡＢＣ回路
１３１、１３２、１３３ 制御回路
１４０、２４０、３４０ 全体制御部
１４１、２４１、３４１ ＡＢＣ制御部
１４２、２４２、３４２ モニタ記録部
１４３、２４３、３４３ スキャン回路
１４４、３４４、４４４ トレーニングパターン発生器
１５０、２５０、３５０ 分割器
１５１、２５１、３５１ スイッチ部
３２９ データスイッチ
４００ 光トランスポンダ
４０３ 受信光信号
４０４ バイナリデータ列
４０６ 光受信器
４１１ 偏光多重ＩＱ変調器
４４０、４４１ 多義的でないＡＢＣ回路
４５０ 局部発振器
４５１ 光フロントエンド
４５２ 受信器チップ
７００ コンステレーション
７０１、７０２、７０３、７０４ シンボル
７１０ 関連するコンステレーション

Claims (10)

1. （ａ）光送信器におけるＩＱ変調器の複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを前記複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させ、
   （ｂ）有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データで前記複数の子マッハツェンダ変調器を駆動し、
   （ｃ）前記ＩＱ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンし、
   （ｄ）ステップ（ｃ）の間に、前記ＩＱ変調器の出力をモニタし、
   （ｅ）前記駆動データとステップ（ｄ）においてモニタした結果とに基づいて、直交位相角を設定するための前記直流バイアスを設定する
   光送信器の制御方法。
2. 請求項１に記載した光送信器の制御方法であって、
   ステップ（ｂ）における前記トレーニングパターンは、真に正の相関および真に負の相関から選ばれた相関を有する。
3. 請求項１に記載した光送信器の制御方法であって、
   前記複数の子マッハツェンダ変調器はいずれも、光データに変調されるバイナリデータから生成される同一の電気信号によって駆動される。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載した光送信器の制御方法であって、
   ステップ（ｂ）において、前記特別の駆動データは予等化のために生成されたデータを含む。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載した光送信器の制御方法であって、さらに、
   （ｆ）光信号に変調されるバイナリデータの部分をディジタル信号処理することにより得られる多値電気信号に従って前記ＩＱ変調器を駆動し、
   （ｇ）ステップ（ｆ）における当初の設定パラメータとステップ（ｅ）における前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスとに応じて、ステップ（ｆ）における前記ディジタル信号処理のパラメータを変更する。
6. 請求項１から４のいずれか一項に記載した光送信器の制御方法であって、さらに、
   ステップ（ｅ）における前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスに応じて、前記ＩＱ変調器の前記複数の子マッハツェンダ変調器の間で前記駆動データを入れ換える。
7. 複数の子マッハツェンダ変調器を備えるＩＱ変調器と、
   前記複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを前記複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させる自動バイアス制御回路と、
   前記複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための、有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データを選択するデータセレクタと、
   前記ＩＱ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンするスキャン回路と、
   前記直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンする間に、前記ＩＱ変調器の出力をモニタするモニタ用フォトダイオードと、
   前記駆動データと前記モニタ用フォトダイオードによるモニタ結果とに基づいて、前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスを設定する制御回路、とを有する
   光送信器。
8. 請求項７に記載した光送信器であって、
   前記トレーニングパターンは、真に正の相関および真に負の相関から選ばれた相関を有する。
9. 請求項７に記載した光送信器であって、
   前記特別の駆動データは、予等化のために生成されたデータを含む。
10. 請求項７または８に記載した光送信器であって、
    前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスに応じて、前記ＩＱ変調器の前記複数の子マッハツェンダ変調器の間で前記駆動データを入れ換えるデータスイッチをさらに有する。

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