JP5958551B2 - 光送信器およびその制御方法 - Google Patents

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Description

本発明は、一般に光通信技術に関し、特に、伝送中に生じる劣化のすべて、または一部を補償する予等化を光送信器において行う光通信技術に関する。
ディジタル信号処理(Digital Signal Processing:DSP)技術によって、ファイバを伝送する光信号に作用する劣化を、劣化の逆フィルタ特性を光送信器で与えることにより補償することができる。 これらの技術は、光ファイバなどの媒体を介して光信号をそれぞれ送信し受信する送信器および受信器を備える伝送システムにおいて、二つの異なる場面において適用される。
第一の手法においては、受信器にDSP技術が実装される。 特に、コヒーレント受信技術によって、受信器は受信信号の位相および振幅の両方の情報を取得することができる。これによりDSPは、適切に構成されたフィルタを利用することにより、伝送中に生じた劣化を受信処理前に補償することができる。このような構成による信号等化の一例が、非特許文献1に記載されている。さらに、非特許文献2に記載されているように、DSPに基づく等化技術を信号プロセッサに実装することができる。
別の手法においては、等化のためのDSP技術が送信器に実装される。送信器での等化は出典により、プリディストーション、予等化、または前置補償と呼ばれる。これによりDSPは、適切に構成されたフィルタを用いることにより、予等化された信号を送出して伝送中に生じる劣化を補償することができる。したがって送信器は、伝送中に媒体で生じる劣化を伴う信号を補償するために、フィルタによって振幅情報および位相情報の両方を歪ませた信号を送出する。非特許文献3には、波長分散(Chromatic Dispersion:CD)のような線形劣化および自己位相変調(Self Phase Modulation:SPM)のような非線形劣化の両者をこのような手法で補償する予等化技術の一例が開示されている。DSPを用いた予等化によって、送信器は専用プロセッサを用いる場合よりも経済的に等化を行うことができる。 また、予等化によれば、送信器の補償範囲が加わるので受信器の補償範囲を広げることができる。
非特許文献3において、予等化された信号は光搬送波に光IQ変調器(同相/直交位相変調器)を用いて変調されているが、このような光変調器は出典により、しばしばカーテシアン型変調器、ベクトル変調器、二重並列変調器、あるいは入れ子型変調器とも呼ばれる。IQ変調器においては、電気信号によって二つの独立したマッハツェンダデバイスが駆動されるが、これらのマッハツェンダデバイスは、出典により、子マッハツェンダ変調器(MZM)あるいは入れ子MZMと呼ばれる。子MZMは、同じ光搬送波の位相と振幅を変調する。これらの出力の一つにおける位相は、再結合される前において相対的に90度遅れている。子MZMの出力間の位相遅延は直交位相角と呼ばれ、理想的にはモジュロ180度が90度となる。IQ変調器は、光信号のI成分およびQ成分に直接アクセスすることによって、予等化された信号の振幅情報および位相情報に対してチャーピングのない変調を行うことができる。
しかしながら、温度変化あるいはデバイスの経年変化によって、IQ変調器のDC(直流)バイアスにドリフトが生じることが知られている。印加されるバイアスには3種類ある。すなわち、2つの子MZMの各DCバイアス、および直交位相角を設定するためのDCバイアスである。DC(直流)バイアスのドリフトは送信信号の低下を引き起こし、その結果、受信信号品質の低下が生じ、また最悪の場合、受信信号の再生が不可能となる。この問題は、変調器を用いる送信器の生産段階または組立段階における変調器の特性試験において顕在化する可能性が高い。この問題は、変調器のバイアスを制御してDCバイアスの変化を補償する自動バイアス制御(Auto Bias Control:ABC)回路を用いることによって解決することができる。 このように、ABC技術によって、IQ変調器のDCバイアスのドリフトを制御し、最適な状態で正確な変調を行うことができる。
QAM変調光信号を生成するために多値信号で駆動されるIQ変調器のDCバイアスを制御することができるABC回路の例が、特許文献 1に開示されている。 特許文献 1 に記載されたABC回路は、子MZMのI成分およびQ成分のDCバイアスを直交位相角のDCバイアスとともに制御するための低周波数ディザ信号に基づいている。 しかしながら、モニタ信号の特性のために、子MZMの最適DCバイアスは2*Vpiの周期性を有する。ここでVpiは、MZMの建設的干渉と相殺的干渉に対応するバイアス間の電圧差である。 同様に、最適な直交位相角は180度の周期性を有する。これらの周期性のために、子MZMにおけるDCバイアスのセットには2*Vpiの不確かさが、IQ変調器の直交位相角には180度の不確かさが存在する。
波長分散(CD)を予等化するための予等化データで駆動されるIQ変調器の3つのバイアスを制御することができるABC回路の他の例が、非特許文献4に報告されている。非特許文献4に記載の例を含むABC回路の設計によれば、子MZMのDCバイアスの最適点は、最小伝搬点Vpiであり、そこでは、180度の位相差が子MZMの2つのアーム間にDCバイアスによって生成される。最適バイアス点は2*Vpiの周期性を有する。 直交位相角は180度の周期性を有する。これらの周期性により、子MZMにおけるDCバイアスのセットには2*Vpiの不確かさが存在し、IQ変調器の直交位相角には180度の不確かさが存在する。
IQ変調器によって変調された光信号を表す出力複素場は、以下に示す式で表わされる。
Figure 0005958551
ここで、Eout(t)は複素場出力を示し、E(t)はIQ変調器の入力光信号の複素場に比例し、Vbias,IはIQ変調器のI−子MZMのDCバイアスを示し、Vbias,Q はIQ変調器のQ−子MZMのDCバイアスを表わし、φIQはIQ変調器の直交位相角であり、VRF,I(t)はIQ変調器のI−子MZMの駆動電圧を表わし、VRF,Q(t)はIQ変調器のQ−子MZMの駆動電圧を表わし、そしてVπは子MZMにおける建設的干渉と相殺的干渉に対応するバイアス間の電圧差を表わす。このような表記において、Vbias,I=Vπとなる場合は、子I−マッハツェンダ変調器のナル駆動点にバイアスすることを示す。
最適なDCバイアス状態のIQ変調器について検討すると、その出力複素場は、以下のように示される。

Figure 0005958551
ここで、子MZMのDCバイアスはVpiに設定され、IQ変調器の直交位相角は90度に設定されている。
IQ変調器を制御するABC回路によって設定された最適DCバイアスの多義性を考慮すると、IQ変調器のDCバイアスを検討するうえで、以下の場合も最適となる。
Figure 0005958551
((2)式の複素共役の反対極性)

Figure 0005958551
((2)式の複素共役)

Figure 0005958551
((2)式の複素共役)
IQ変調器を用いてQPSKまたはQAM方式により信号を変調する場合、ABC回路が設定するDCバイアスによって、また設定されたDCバイアスの不確かさを考慮すると、出力場は、反対極性や複素共役、または複素共役の反対極性などの関連出力場の影響を受けやすい。このような状態の不確かさは、トレーニングパターンまたはフレーム情報を用いたシンボル判定により受信器で容易に解消することができる。
特開2008−249848号公報 特開2008−124893号公報
S. J. Savory, "Digital filters for coherent optical receivers", Optics Express, Volume 16, No. 2, pages 804-817 (2008). E. Yamazaki et al., "Fast optical channel recovery in field demonstration of 100-Gbit/s Ethernet over OTN using real-time DSP", Optics Express, Volume 19, No. 14, pages 13179-13184 (2011). K. Roberts et al., "Electronic Precompensation of Optical Nonlinearity", IEEE Photonics Technology Letters, Volume 18, No. 2, pages 403-405 (2006). T. Yoshida et al., "A Study on Automatic Bias Control for Arbitrary Optical Signal Generation by Dual-Parallel Mach-Zehnder Modulator", European Conference on Optical Communications 2010 (ECOC 2010, paper Tu.3.A.6).
予等化機能によって処理された電気的データによって駆動されるIQ変調器の場合、IQ変調器が出力する複素場は、変調器の後の伝送媒体の特性によって等化される。例えば、ファイバ伝送路における波長分散”d”を予等化する場合、以下に示すフィルタ特性を用いて、予等化”−d”を周波数領域において加えることができる。
Figure 0005958551

ここで、ω は周波数を示し、ωは中心周波数を示し、dは予等化されるファイバ伝送路の波長分散の値を示し、cは光速度を示し、λは光信号の波長を示す。
この例において、(2)式の状態に従ってIQ変調器が信号を出力する場合、ファイバにおける波長分散は、送信器で生成された予等化されたデータによって等化され、その結果、伝送後の残留波長分散はゼロになる。しかしながら、IQ変調器が(3)式、(4)式、または(5)式に従って設定されている場合、出力信号はH(ω)に従って等化されることはなく、それに代わってH(ω)の複素共役に従って等化されることになる。よって、ファイバを伝送した後の残留波長分散はゼロとはならず、ファイバにおける波長分散の値の2倍である2dとなる。(3)式、(4)式、または(5)式による後者の場合、受信信号の品質は低下する。あるいは、受信器が補償できる波長分散が2dより小さい場合、信号受信は不可能である。
波長分散の予等化機能を備えた送信器の一例が、特許文献2に開示されている。 伝送ファイバにおける波長分散は送信器で予等化される。 受信器がデータを正しく受信できない場合、受信器は、ネットワーク制御プレーンを用いて、送信器内の変調器の駆動条件または予等化の条件の変更を送信器に要求する。特許文献2によれば、IQ変調器の制御の不確かさによって不完全な予等化が生じた場合であっても、このような状態を修正することができる。しかしながら、特許文献2において提案された解決手段は長時間を必要とする。その理由は、受信器が信号を受信できるかどうかを判定し、その情報をネットワークの他のチャンネルを通して送信器に送る必要があるからである。トランスポンダに組み込まれた送信器の起動時間は短いほうが望ましいので、特許文献2の解決手段は改良する必要がある。
さらに、受信器が伝送路における波長分散の2倍を補償できる場合であっても、送信器が正確に設定されておらず、受信器における補償が最適に行われない場合には、特許文献2による解決手段では、信号を復調することができない。このような状態によって、受信器が取り得る範囲は、ネットワーク動作の後に誤りを起こす可能性のある条件を変更することに制限される。
また、受信器から送信器に指示を送信するために制御プレーンまたは監視チャネルを用いることとすると、ネットワークの余分な帯域が必要となる。したがって、このような手段は、ネットワーク帯域の利用の観点から最適な手段ではない。
上述したように、予等化されたデータによって駆動されるIQ変調器を制御するABC回路の不確かな状態を正すために、ABC回路またはシステムを改良する必要がある。
本発明の目的は、予等化機能によって生成されたデータで駆動されるIQ変調器のDCバイアスに対する、高速かつ帯域を有効利用する制御システムを備えた光送信器およびその制御方法を提供することにある。
本発明の一側面による光送信器の制御方法は、(a)光送信器におけるIQ変調器の複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させ、(b)有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データで複数の子マッハツェンダ変調器を駆動し、(c)IQ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンし、(d)ステップ(c)の間に、IQ変調器の出力をモニタし、(e)駆動データとステップ(d)においてモニタした結果とに基づいて、直交位相角を設定するための直流バイアスを設定する。
本発明の一側面による光送信器は、複数の子マッハツェンダ変調器を備えるIQ変調器と、複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させる自動バイアス制御回路と、複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための、有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データを選択するデータセレクタと、IQ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンするスキャン回路と、直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンする間に、IQ変調器の出力をモニタするモニタ用フォトダイオードと、駆動データとモニタ用フォトダイオードによるモニタ結果とに基づいて、直交位相角を設定するための直流バイアスを設定する制御回路、とを有する。
本発明による典型的な有利な点は、IQ変調器の制御バイアスの不確かさにもかかわらず、予等化されたデータが伝送媒体の特性に適合するように、予等化されたデータで変調された光信号を出力するIQ変調器を制御することができる送信器およびその制御方法を提供することである。
図1は、第1の実施形態による光送信器の概略図である。 図2は、第1の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図3は、I−子MZMのDCバイアスをVpiに収束させた場合における、第1の実施形態によるIQ変調器のモニタ信号についてのシミュレーション結果である。 図4は、I−子MZMのDCバイアスを3*Vpiに収束させた場合における、第1の実施形態によるIQ変調器のモニタ信号についてのシミュレーション結果である。 図5は、第2の実施形態による光送信器の概略図である。 図6は、第2の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図7は、第3の実施形態による光送信器の概略図である。 図8は、第3の実施形態による光送信器の制御方法を示すフローチャートである。 図9は、第3の実施形態による光トランスポンダの概略図である 図10は、第3の実施形態による光トランスポンダの出力信号のシミュレーション結果である。 図11は、通常用いられる光トランスポンダの出力信号のシミュレーション結果である。
[第1の実施形態]
図1は、IQ変調器111および自動バイアス制御(Auto Bias Control:ABC)回路130を有する光送信器100の概略図である。光送信器100は、論理バイナリデータ列101に従ってIQ変調器111により変調された光信号102を送出する。シリアライザ/デシリアライザ120は、論理バイナリデータ列101を、ディジタル信号処理部(Digital Signal Processing:DSP)121で処理できるように、バイナリデータの並列レーンに変換する。DSP121によって処理されたデータは、データセレクタ122に供給される。データセレクタ122は、トレーニングパターン発生器144が生成したトレーニングパターンも受け取る。
トレーニングパターン発生器144は、2つのトレーニングパターン間の相関がナルではないという条件を備えた2つのトレーニングパターンを、2つのレーンに対する駆動データとして生成する。すなわち、2つのトレーニングパターン間には有意の相関が存在する。例えば、2つのトレーニングパターンを、ある任意のパターンと同等のものとすることができる。あるいは、トレーニンパターンとして一定パターンを選択することができる。また、2つのトレーニングパターンの一方を任意に選択し、他方を前者の反対極性パターンとすることができる。 また、2つのトレーニングパターンの一方を任意に選択し、他方を前者に比例したパターンとすることができる。
全体制御部140が出力する制御信号に従って、DSP121またはトレーニングパターン発生器144のいずれかが生成した信号から、データセレクタ122の出力が生成される。なお、データセレクタ122とトレーニングパターン発生器144をDSP121に集積することができる。DSP121は、バイナリデータ101および光送信器100の変調方式に従ってレーザ110からの連続光を変調するためのデータを生成する。変調方式は、4位相偏移変調(Quadrature Phase Shift Keying:QPSK)などの多値方式とすることができる。また、変調形式方式は、16−直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation:QAM)や64QAMなどのさらに高次のQAMとすることができる。変調は、直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM)方式を用いて実施することができる。変調方式は、光送信器100に供給される命令信号に従って、光送信器100の動作中または起動時に変更することができる。
DSP121は予等化を与えるデータを生成する。例えば、DSP121は、(6)式で表わされるフィルタ特性に従って、決定された波長分散の値を予等化するための信号を生成する。DSP121はまた、光信号102が送出されるファイバにおいて発現する非線形歪みによる劣化を予等化するための信号も生成することができる。
データセレクタ122が出力するデータは、2個のディジタル・アナログ変換器(Digital to Analog Converter:DAC)123、124に供給される。DAC123、124は、データセレクタ122の出力に従ってアナログ信号を生成する。DAC123、124によって生成されたアナログ信号は駆動増幅器125、126によって、それぞれ増幅される。このとき、駆動増幅器125、126の各出力がIQ変調器111のRF入力を駆動するのに適するように増幅される。
連続波信号がレーザ110によって送出され、IQ変調器111の入力に供給される。IQ変調器111の子I−マッハツェンダ変調器(MZM)112は、駆動増幅器125の出力によって駆動される。IQ変調器111の子Q−MZM113は、駆動増幅器126の出力によって駆動される。位相調整器114はIQ変調器の直交位相角を制御する。低速のモニタ用フォトダイオード(Photo Diode:PD)115がIQ変調器111に集積されており、IQ変調器111の出力に比例するモニタ用電気信号を出力する。 あるいは、モニタ用フォトダイオード(PD)115はIQ変調器111の外部に備えられていてもよく、IQ変調器111が出力する光信号をタップ部分で受信することによってモニタ用電気信号を生成することができる。
モニタ用PD115が生成したモニタ信号は分割器150により分割される。分割器150によって分割された信号の一方は、IQ変調器111のDCバイアスを制御するABC回路130に供給される。ABC回路130は、子I−MZM112のDCバイアス、子Q−MZM113のDCバイアス、および直交位相角を設定するための位相調整器114のDCバイアスをそれぞれ制御する3個の制御回路131、132、および133を備える。ABC回路130は、モニタ用PD115によって生成されたモニタ信号に従って、IQ変調器111のDCバイアスを最適化する。ABC回路は、IQ変調器111のDCバイアスに付加された低周波数のディザトーン、およびモニタ用PD115によって生成されたモニタ信号に含まれ検出されたトーン周波数に対応する周波数成分の位相および振幅に基づいたものとすることができる。
全体制御部140はABC制御部141を設定するが、ABC制御部141はIQ変調器111の直交位相角を制御する制御回路133の機能を無効にすることができる。ABC制御回路141はまた、全体制御部140によって決定された特定のDCバイアスを生成するために、制御回路133を設定することもできる。全体制御部140はまた、IQ変調器の直交位相角を設定するために、いくつかの電圧値を生成するスキャン回路143をも制御する。 スイッチ部151は全体制御部140によって制御される。スイッチ部151の出力は、IQ変調器111の直交位相角を設定するための位相調整器114に印加される。スイッチ部151の出力は、その状態に依存して、ABC回路130が備える制御回路133によって生成されたDCバイアス、またはスキャン回路143によって生成されたDC電圧のいずれかである。
スイッチ部151がスキャン回路143によって生成された電圧を出力する場合、全体制御部140は、スキャン回路143によって生成されたDC電圧のそれぞれの値に対して、分割器150によって分割されたモニタ用PD115の出力値を記録するようにモニタ記録部142に命令する。全体制御部140は、モニタ記録部142によって記録された電圧を比較することができ、モニタ記録部142から供給される比較された値と、記録された各モニタ値に対してスキャン回路143が生成した電圧とに従って、DC電圧を処理することができる。さらに、全体制御部140は、ABC制御部141を介して処理した電圧と等しい電圧を生成するように制御回路133を設定する。
次に、IQ変調器のDCバイアスについての多義性を本実施形態に従って解決する方法について説明する。図2は、図1に示した本実施形態による光送信器100を制御するためのフローチャートである。光送信器100は送信器の起動時に、ステップS601からS608までの連続したステップによって定義されたように動作する。これらのステップが完了したときに、光送信器100のIQ変調器のDCバイアスは適切に設定され、光送信器100は予等化機能を備えた光信号を送出する。
IQ変調器111のIおよびQ−子MZMのDCバイアスは、制御回路131、132によって、それぞれVpiに収束する(S602/YES)。
データセレクタ122は、トレーニングパターン発生器144によって生成されたトレーニングデータを選択する。スイッチ部151はスキャン回路143の出力を選択し、制御回路133は停止される(S603)。直交位相角だけが、子MZMのDCバイアスにおける多義性を解決することなしに制御される。
トレーニングパターン発生器144によって生成されたトレーニングパターンは相関づけられており、正の相関を有している。スキャン回路143が直交位相角を360度の範囲にわたってスキャンできるDCバイアスを生成する間に、モニタ記録部142に記録されたデータは、図3に示した曲線と同様になる(S604)。
図3は、本実施形態によるIQ変調器を用いて、直交位相角の異なる値に対するIQ変調器のモニタ信号をシミュレーションした結果である。IおよびQ−子MZMのDCバイアスは、ともにVpiに収束した。この構成において、IおよびQ−MZMに対する駆動データは、同一のパターンに等しい。モジュロ360度がゼロである直交位相角に対応するDCバイアス値Vmaxに対して、モニタ電圧は最大となる。モジュロ360度が180度である直交位相角に対応するDCバイアス値Vminに対して、モニタ電圧は最小となる。したがって、Vmin>Vmaxである場合、DCバイアス(Vmin−Vmax)/2に対する直交位相角は、モジュロ360度で90度に接近する。
Vmin>Vmaxという条件を満たすVmaxおよびVminを見つけ、 直交位相角に対するDCバイアスを(Vmin−Vmax)/2に設定することによって、直交位相角を90度に設定し、IQ変調器を式(2)に対応した状態に設定することが確実にできる(S605、S606)。
あるいは、それぞれの制御回路131、132によって、IQ変調器のIおよびQ−子MZMのDCバイアスの一方がVpiに収束したが、他方は3*Vpiに収束した。トレーニングパターン発生器144によって生成されたトレーニングパターンは相関づけられており、正の相関を有している。スキャン回路143が直交位相角を360度の範囲にわたってスキャンできるDCバイアスを生成する間に、モニタ記録部142に記録されたデータは、図4に示した曲線と同様になる。
図4は、本実施形態によるIQ変調器を用いて、直交位相角の異なる値に対するIQ変調器のモニタ信号をシミュレーションした結果である。I−子MZMのDCバイアスは3*Vpiに収束し、Q−子MZMのDCバイアスはVpiに収束した。この構成において、IおよびQ−MZMに対する駆動データは、同一のパターンに等しい。モジュロ360度がゼロである直交位相角に対応するDCバイアス値Vminに対して、モニタ電圧は最小となる。モジュロ360度が180度である直交位相角に対応するDCバイアス値Vmaxに対して、モニタ電圧は最大となる。したがって、Vmin<Vmaxである場合、DCバイアス(Vmax−Vmin)/2に対する直交位相角は、モジュロ360度で90度に接近する。
Vmin>Vmaxという条件を満たすVmaxおよびVminを見つけ、 直交位相角に対するDCバイアスを(Vmin−Vmax)/2に設定することによって、直交位相角を270度に設定することが確実にできる。式(3)と式(5)を組み合わせることによって、IQ変調器は式(2)に対応する状態に設定される。
あるいは、トレーニングパターンを、負であるがナルではない相関を有するように選択することができる。この場合、Vmin<Vmaxという条件を満たすVmaxおよびVminを見つけ、直交位相角に対するDCバイアスを(Vmax−Vmin)/2に設定することによって、IQ変調器を式(2)に対応した状態に設定することが確実にできる。
上述したように、第1の実施形態によれば、変調器のDCバイアスを最適に設定し、予等化されたデータを最適に決定することが可能になる。 また、光送信器の高速な起動が可能になる。このような光送信器を備えたネットワークは余分な帯域を必要としない。
[第2の実施形態]
図5は、IQ変調器211と自動バイアス制御(ABC)回路230とを備える光送信器200の概略図である。光送信器200は、論理バイナリデータ列201に従ってIQ変調器211が変調した光信号202を送出する。シリアライザ/デシリアライザ220は、図1に示したシリアライザ/デシリアライザ120と同じである。DSP221はDSP121と同じである。DAC223、224は駆動増幅器225、226と同様に、それぞれDAC123、124および駆動増幅器125、126と同じである。レーザ210、IQ変調器211、およびABC回路230はそれぞれ、レーザ110、IQ変調器111、およびABC回路130と同じである。モニタ記録部242およびスキャン回路243はそれぞれ、モニタ記録部142およびスキャン回路143と同じである。分割器250およびスイッチ部251はそれぞれ、分割器150およびスイッチ部151と同じである。
データセレクタ222はDSP221が処理したデータをDAC223に供給する。全体制御部240によって生成された制御信号に従って、データセレクタ222からDAC224に供給される信号は、DSP221によって処理されたデータまたはトレーニングのための特別データのいずれかとなる。特別データはDAC223に供給されたデータと相関づけられている。特別データはDAC223に供給されるデータと等しくすることができる。または、特別データはDAC223に供給されるデータの反対極性と等しくすることができる。また、特別データはDAC223に供給されるデータに比例するものとすることができる。 また、特別データはDAC223に供給されるデータの反対極性に比例するものとすることができる。
全体制御部240はABC制御部241を設定する。ABC制御部241は、IQ変調器211の直交位相角を制御するABC回路230の制御回路の機能を無効にすることができる。全体制御部240はスキャン回路243も制御する。 スイッチ部251は、スイッチ部151が全体制御部140によって制御されるのと同じように、全体制御部240によって制御される。
スイッチ部251がスキャン回路243によって生成された電圧を出力する場合、全体制御部240は、スキャン回路243によって生成されたDC電圧のそれぞれの値に対して、IQ変調器211内のモニタ用PDが出力し分割器250によって分割された電圧値を記録するようにモニタ記録部242に命令する。全体制御部240は、ABC回路230によって生成されたDCバイアスを読み取り、ABC制御部241を介してIQ変調器211の直交位相角を制御することができる。 読み取ったDCバイアス、およびスキャン回路243によって生成された各電圧に対してモニタ記録部242が記録している電圧に従って、全体制御部240はDSP221の設定を変更することができる。 例えば、波長分散を補償するために、DSP221がデータを予等化する場合、全体制御部240は補償された分散値の符号を変更することができる。
次に、IQ変調器のDCバイアスにおける多義性を本実施形態によって解決する方法について説明する。図6は、図5に示した本実施形態による光送信器200を制御するためのフローチャートである。光送信器200は送信器の起動時に、ステップS611からS619までの連続したステップによって定義されたように動作する。これらのステップが完了したときに、光送信器200のIQ変調器211のDCバイアスは適切に設定され、光送信器200は予等化機能を備えた光信号を送出する。
IQ変調器211のIおよびQ−子MZMのDCバイアスは、ABC回路230によって、それぞれVpiに収束する(S612/YES)。IQ変調器211のIおよびQ−子MZMを駆動するデータは、同一のものが選ばれる。スイッチ部251はスキャン回路243の出力を選択する。ABC回路230によるIQ変調器211の直交位相角の制御は停止される(S613)。直交位相角だけが、子MZMのDCバイアスにおける多義性を解決することなしに制御される。
スキャン回路243が直交位相角を360度の範囲にわたってスキャンできるDCバイアスを生成する間に、モニタ記録部242に記録されたデータは、図3に示した曲線と同様になる(S614)。そして、スイッチ部251はABC回路230の出力を選択し、ABC回路230によるIQ変調器211の直交位相角の制御が可能となる。
全体制御部240は直交位相角を設定するDCバイアスVconvを読み取り、処理された値VmaxおよびVminと比較する。Vmin>Vconv>Vmaxという条件が満たされる場合、全体制御部240は直交位相角がモジュロ360度で90度に設定されていることを確認する。Vmin<Vconv<Vmaxという条件が満たされる場合、全体制御部240は直交位相角がモジュロ360度で270度に設定されることを確認する。従って、全体制御部240は予等化フィルタの特性を反転するようにDSP221の予等化を設定する(S618)。例えば、DSPが波長分散”d”を予等化するように設定されている場合、全体制御部240は”−d”という値を補償するようにDSPを再設定する。
IおよびQ−MZMのDCバイアスがこれ以外に収束する場合も同様に解決される。
[第3の実施形態]
図7は、IQ変調器311と自動バイアス制御(ABC)回路330とを備える光送信器300の概略図である。光送信器300は、論理バイナリデータ列301に従ってIQ変調器311によって変調された光信号302を送出する。シリアライザ/デシリアライザ320は、図5に示したシリアライザ/デシリアライザ220と同じである。DSP321とデータセレクタ322はそれぞれ、図1に示したDSP121およびデータセレクタ122と同じである。DAC323、324は駆動増幅器325、326と同様に、それぞれDAC223、224および駆動増幅器225、226と同じである。
レーザ310、IQ変調器311、およびABC回路330はそれぞれ、レーザ210、IQ変調器211、およびABC回路230と同じである。ABC制御部341、モニタ記録部342、スキャン回路343、およびトレーニングパターン発生器344はそれぞれ、ABC制御部241、モニタ記録部242、スキャン回路243、およびトレーニングパターン発生器144と同じである。分割器350およびスイッチ部351はそれぞれ、分割器250およびスイッチ部251と同じである。
全体制御部240が、ABC制御部241、モニタ記録部242、スキャン回路243、およびスイッチ部251をそれぞれ制御するのと同じ方法で、全体制御部340は、ABC制御部341、モニタ記録部342、スキャン回路343、およびスイッチ部351を設定する。
読み取ったDCバイアス、およびスキャン回路343によって生成された各電圧に対してモニタ記録部342が記録している電圧に従って、全体制御部340はデータスイッチ329の設定を変更することができる。このとき、データスイッチ329が、DSP321によって生成されデータセレクタ322によって選択されたデータを直接DAC323、324に送るか、またはDAC323とDAC324との間でデータを入れ換えるかの一方を行うように、データスイッチの設定を変更することができる。
次に、IQ変調器のDCバイアスにおける多義性を本実施形態によって解決する方法について説明する。図8は、図7に示した光送信器300を制御するためのフローチャートである。光送信器300は送信器の起動時に、ステップS621かS629までの連続したステップによって定義されたように動作する。これらのステップが完了したときに、光送信器300のIQ変調器311のDCバイアスは適切に設定され、光送信器300は予等化機能を備えた光信号を送出する。
IQ変調器311のIおよびQ−MZMのDCバイアスは、ABC回路330によって、それぞれVpiに収束する(S622/YES)。データセレクタ322はトレーニングパターン発生器344によって生成されたトレーニングデータを選択する。スイッチ部351はスキャン回路343の出力を選択する。 そして、ABC回路330によるIQ変調器311の直交位相角の制御は停止される(S623)。直交位相角だけが、子MZMのDCバイアスにおける多義性を解決することなしに制御される。
スキャン回路343が直交位相角を360度の範囲にわたってスキャンできるDCバイアスを生成する間に、モニタ記録部342に記録されたデータは、図3に示した曲線と同様になる(S624)。そして、スイッチ部351は、ABC回路330の出力を選択し、ABC回路330によるIQ変調器311の直交位相角の制御が可能となる。
全体制御部340は直交位相角を設定するDCバイアスVconvを読み取り、処理された値VmaxおよびVminと比較する。Vmin>Vconv>Vmaxという条件が満たされる場合、全体制御部240は直交位相角がモジュロ360度で90度に設定されていることを確認する(S625)。Vmin<Vconv<Vmaxという条件が満たされる場合、全体制御部340は直交位相角がモジュロ360度で270度に設定されることを確認する。従って、全体制御部340は、DAC323とDAC324に供給される駆動データを入れ換えるようにデータスイッチ329を設定する(S628)。IおよびQ−MZMのDCバイアスがこれ以外に収束する場合も同様に解決される。
図9は、光送信器405および光受信器406を備える光トランスポンダ400の概略図である。光送信器405は、論理バイナリデータ列401に従って偏波多重IQ変調器411によって変調された光信号402を送出する。光受信器406は、受信した光信号403に従ってバイナリデータ列404を生成する。
光送信器405は偏波多重IQ変調器411を備える。偏波多重IQ変調器411は、各偏波に対する変調器がIQ変調器111と同一である2個のIQ変調器を備えたのと同等であり、偏波ごとに変調された光を偏波多重する機能を有する。
シリアライザ/デシリアライザ420、DSP421、およびデータセレクタ422はそれぞれ、シリアライザ/デシリアライザ120、DSP121、およびデータセレクタ122と同等である。これらは、偏波多重光信号402に含まれる2倍の情報を処理する。DAC423、424、427、および428は、DAC123と同じである。駆動増幅器424、425、429、および430は、駆動増幅器125と同じである。レーザ410およびトレーニングパターン発生器444はそれぞれ、レーザ110およびトレーニングパターン発生器144と同じである。多義的でないABC回路440と441とは同じである。これらはABC回路130と同等な機能および回路、すなわち、全体制御部140、ABC制御部141、スキャン回路143、モニタ記録部142、分割器150、およびスイッチ部151を有する。
受信器406は光フロントエンド451を備える。光フロントエンド451は、偏波多重光ハイブリッド回路、バランス型フォトダイオード、およびトランスインピーダンス増幅器を備える。光フロントエンド451は、受信光信号403を受信し、コヒーレント受信するために局部発信器450が出力する連続光と受信光信号403とを混合する。光フロントエンド451から出力される4つの差動出力は受信器チップ452に接続される。ここで、受信器チップ452には、高速アナログ・ディジタル変換器(Analog to Digital Converter:ADC)、DSP、およびシリアライザ/デシリアライザが集積されている。受信器チップ452に集積されたDSPは、電気フィルタ、波長分散補償、適応等化、偏波分離、搬送波位相推定、および判定の機能を有する。受信器チップ452内のDSPによって再生され再直列化された信号は、バイナリデータ列404として出力される。
図10は、図9に示した光トランスポンダ400のX偏波の出力信号についてのシミュレーション結果である。変調方式は偏光多重QPSK(Polarization Multiplexed QPSK:PM−QPSK)とし、ボーレイトは12.5GBaudとした。光送信器405における予等化は、10,000ps/nmの波長分散を予等化するように設定されている。コンステレーション700は、波長分散が20ps/nm/kmであるファイバを500km伝送した後に測定されたものである。この時点で、残留分散はゼロである。コンステレーション700は、QPSK信号の4つのシンボル701、702、703、および704を明瞭に有する。このような信号は、光受信器406と同様な光受信器によって判定誤り無しで再生される。
同じ条件で従来の方法を用いると、ABC回路によって制御されるIQ変調器のDCバイアスにおける多義性のために、送出された信号は、(3)式、(4)式、または(5)式で表わされる状態におちいりやすい。光トランスポンダ400と同様な光トランスポンダによって従来の方法で送出された信号の場合、関連するコンステレーション710は、図11に示すように、IQ変調器が(3)式の条件に従って動作しているときの信号を示す。500km伝送後の残留波長分散は20,000ps/nmである。この信号は、受信器チップ452内のDSPが補償できる範囲を超えている。したがって、このような構成で従来の方法を用いることによっては、信号を受信することはできない。
上述したように、これらの実施形態によれば、予等化機能を備えた変調光信号であって、受信器が最適に受信できる変調光信号を送出するIQ変調器を制御することが可能になる。制御されたIQ変調器は、予等化のための設定に従って設定されたDCバイアスを有する。
実施形態を参照して本発明を詳細に開示し説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、請求項によって定義される本発明の特徴および範囲から逸脱しない限り、様々な変更をすることができることは当業者によって了解される。
本発明は、予等化技術を用いる光通信システムに適用することができる。
100、200、300、405 光送信器
101、201、301、401 論理バイナリデータ列
102、202、302、402 光波信号
110、210、310、410 レーザ
111、211、311 IQ変調器
112 I−MZM
113 Q−MZM
114 位相調整器
115 モニタ用PD
120、220、320、420 シリアライザ/デシリアライザ
121、221、321、421 DSP
122、222、322、422 データセレクタ
123、124、223、224、323、324、423、424、427、428 ディジタル・アナログ変換器
125、126、225、226、325、326、424、425、429、430 駆動増幅器
130、230、330 ABC回路
131、132、133 制御回路
140、240、340 全体制御部
141、241、341 ABC制御部
142、242、342 モニタ記録部
143、243、343 スキャン回路
144、344、444 トレーニングパターン発生器
150、250、350 分割器
151、251、351 スイッチ部
329 データスイッチ
400 光トランスポンダ
403 受信光信号
404 バイナリデータ列
406 光受信器
411 偏光多重IQ変調器
440、441 多義的でないABC回路
450 局部発振器
451 光フロントエンド
452 受信器チップ
700 コンステレーション
701、702、703、704 シンボル
710 関連するコンステレーション

Claims (10)

  1. (a)光送信器におけるIQ変調器の複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを前記複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させ、
    (b)有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データで前記複数の子マッハツェンダ変調器を駆動し、
    (c)前記IQ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスを少なくとも360度の範囲にわたってスキャンし、
    (d)ステップ(c)の間に、前記IQ変調器の出力をモニタし、
    (e)前記駆動データを用いて前記IQ変調器を駆動しているときの、ステップ(d)においてモニタした結果の最大値と最小値とに基づいて、直交位相角を設定するための前記直流バイアスを設定する
    光送信器の制御方法。
  2. 請求項1に記載した光送信器の制御方法であって、
    ステップ(b)における前記トレーニングパターンは、真に正の相関および真に負の相関から選ばれた相関を有する。
  3. 請求項1に記載した光送信器の制御方法であって、
    前記複数の子マッハツェンダ変調器はいずれも、光データに変調されるバイナリデータから生成される同一の電気信号によって駆動される。
  4. 請求項1から3のいずれか一項に記載した光送信器の制御方法であって、
    ステップ(b)において、前記特別の駆動データは予等化のために生成されたデータを含む。
  5. 請求項1から4のいずれか一項に記載した光送信器の制御方法であって、さらに、
    (f)光信号に変調されるバイナリデータの部分をディジタル信号処理することにより得られる多値電気信号に従って前記IQ変調器を駆動し、
    (g)ステップ(f)における当初の設定パラメータとステップ(e)における前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスとに応じて、ステップ(f)における前記ディジタル信号処理のパラメータを変更する。
  6. 請求項1から4のいずれか一項に記載した光送信器の制御方法であって、さらに、
    ステップ(e)における前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスに応じて、前記IQ変調器の前記複数の子マッハツェンダ変調器の間で前記駆動データを入れ換える。
  7. 複数の子マッハツェンダ変調器を備えるIQ変調器と、
    前記複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための直流バイアスを前記複数の子マッハツェンダ変調器のナル駆動点近傍の値に収束させる自動バイアス制御回路と、
    前記複数の子マッハツェンダ変調器を駆動するための、有意の相関を有するトレーニングパターンの対を含む特別の駆動データを選択するデータセレクタと、
    前記IQ変調器の直交位相角を設定するための直流バイアスを少なくとも360度の範囲にわたってスキャンするスキャン回路と、
    前記直交位相角を設定するための直流バイアスをスキャンする間に、前記IQ変調器の出力をモニタするモニタ用フォトダイオードと、
    前記駆動データを用いて前記IQ変調器を駆動しているときの、前記モニタ用フォトダイオードによるモニタ結果の最大値と最小値とに基づいて、前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスを設定する制御回路、とを有する
    光送信器。


  8. 請求項7に記載した光送信器であって、
    前記トレーニングパターンは、真に正の相関および真に負の相関から選ばれた相関を有する。
  9. 請求項7に記載した光送信器であって、
    前記特別の駆動データは、予等化のために生成されたデータを含む。
  10. 請求項7または8に記載した光送信器であって、
    前記直交位相角を設定するための前記直流バイアスに応じて、前記IQ変調器の前記複数の子マッハツェンダ変調器の間で前記駆動データを入れ換えるデータスイッチをさらに有する。
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