JP2015223078A - ゲート駆動回路 - Google Patents
ゲート駆動回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2015223078A JP2015223078A JP2015181114A JP2015181114A JP2015223078A JP 2015223078 A JP2015223078 A JP 2015223078A JP 2015181114 A JP2015181114 A JP 2015181114A JP 2015181114 A JP2015181114 A JP 2015181114A JP 2015223078 A JP2015223078 A JP 2015223078A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bipolar transistor
- gate drive
- drive circuit
- power semiconductor
- variable
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
【課題】
電力用半導体素子のターンオン時の低ノイズ化を図りつつスイッチング損失の低減を実現できるゲート駆動回路を提供する。
【解決手段】
制御回路(140)から電力用半導体素子(120)への充電電流の通路に可変抵抗部(113n、115n、116n)及び/又は可変コンデンサ部(118n、119n、1110b)を設け、スイッチ素子(112n)がスイッチ素子(111n)によって制御されて充電電流をON/OFF制御するとき、可変抵抗部と並列に可変コンデンサ部が接続されて抵抗成分及び/又は容量成分が、判定回路(117n)により、センサで検出されたモータ(200)の負荷状態又は駆動状態を示す特性値に基づきノイズが低減されるように制御されて電力用半導体素子のスイッチング速度を変化させる。
【選択図】図13
電力用半導体素子のターンオン時の低ノイズ化を図りつつスイッチング損失の低減を実現できるゲート駆動回路を提供する。
【解決手段】
制御回路(140)から電力用半導体素子(120)への充電電流の通路に可変抵抗部(113n、115n、116n)及び/又は可変コンデンサ部(118n、119n、1110b)を設け、スイッチ素子(112n)がスイッチ素子(111n)によって制御されて充電電流をON/OFF制御するとき、可変抵抗部と並列に可変コンデンサ部が接続されて抵抗成分及び/又は容量成分が、判定回路(117n)により、センサで検出されたモータ(200)の負荷状態又は駆動状態を示す特性値に基づきノイズが低減されるように制御されて電力用半導体素子のスイッチング速度を変化させる。
【選択図】図13
Description
本発明は、車両駆動用等のモータを交流で駆動するためのインバータにおいて電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路に関するものである。
モータとこのモータを駆動するインバータを備えた車両装置においては、モータが高負荷となる場合に電力用半導体素子のターンオン時のノイズ及びスイッチング損失(電力損失)が大きくなる。
従来より、モータが高負荷の場合にはスイッチング損失を低減するためにインバータに搭載される電力用半導体素子をゲート駆動回路により駆動する場合、このゲート駆動回路の損失が低くなるように効率重視で制御を行っている。
電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路の駆動方法としてスイッチング速度を可変にするゲート駆動回路の従来技術としては、車載主機に接続されるインバータを構成するスイッチング素子のスイッチング状態の切替速度を、インバータ入力電圧やインバータ出力電流、又はスイッチング素子の温度などに基づいて変化させ、ノイズと損失のバランスを取るものがある(例えば特許文献1参照)。
車両装置におけるノイズと損失はトレードオフの関係にあり、電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路に対する制御は、従来の効率(損失)重視だけでは、電力用半導体素子におけるターンオン時のノイズ対策のための回路や機構の追加でコストがかかる。また、将来は車両装置におけるノイズに関する規制も強化されることが予想され、より低ノイズ化と高効率化とのバランスを最適にすることが求められる。
上記特許文献1に記載のインバータは、電力用半導体素子のゲート端子に定電圧を印加して駆動する定電圧型ゲート駆動回路を用いているため、ターンオン時の電流が立ち上がる際のノイズが大きく、スイッチング速度を可変にすることによる損失低減効果が十分に得られないという課題があった。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電力用半導体素子のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、高速スイッチングによるスイッチング損失の低減を実現できる低ノイズ化と高効率化とのバランスを最適に制御することができるゲート駆動回路を提供することである。
上記目的を達成するために本発明に係るゲート駆動回路は、モータを交流で駆動するためのインバータに搭載された電圧駆動型の電力用半導体素子のゲート駆動回路において、制御回路から一定の電流で電力用半導体素子のゲートが充電されるときの充電電流を変化させる電流可変部と、センサで検出された前記モータの負荷状態又は駆動状態に応じてノイズが低減されるように前記電流可変部を制御して前記電力用半導体素子のスイッチング速度を変化させる判定回路とを備える。
本発明のゲート駆動回路によれば、電力用半導体素子のターンオン時のゲート容量を一定電流で充電する際の電流値を、モータの負荷状態や駆動状態に応じて変化させている。
これにより、コレクタ電流又は充電電流の流れ始めの変化に起因する高周波ノイズのレベルを抑制することができるため、電力用半導体素子の負荷状況や駆動状態、すなわち、モータの負荷状態や駆動状態に最適なスイッチング速度に制御できるとともに、電力用半導体素子のスイッチング損失を低減できる。
これにより、コレクタ電流又は充電電流の流れ始めの変化に起因する高周波ノイズのレベルを抑制することができるため、電力用半導体素子の負荷状況や駆動状態、すなわち、モータの負荷状態や駆動状態に最適なスイッチング速度に制御できるとともに、電力用半導体素子のスイッチング損失を低減できる。
以下に添付図面を参照し、本発明に係るゲート駆動回路の各実施の形態について説明する。
実施の形態1.
本発明のゲート駆動回路は、例えば図1に示す電力変換システムの一部として用いられる。図1について簡単に説明する。200は力行/回生用の電動機(例えば,永久磁石式交流同期モータ)、300は充放電可能な蓄電装置(例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタ)、100は力行時には電動機へ供給電力を直流から交流に変換し、回生時には電動機の回生電力を交流から直流に変換するインバータ装置、120は電圧駆動型の電力用半導体素子(例えば,IGBT、MOSFET)、130は電力用半導体素子に逆並列接続されるダイオード、110は電力用半導体素子を駆動するためのゲート駆動回路、140は電力用半導体素子をスイッチング制御する制御回路、及び150は母線のリプルを除去するための平滑コンデンサである。
本発明のゲート駆動回路は、例えば図1に示す電力変換システムの一部として用いられる。図1について簡単に説明する。200は力行/回生用の電動機(例えば,永久磁石式交流同期モータ)、300は充放電可能な蓄電装置(例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタ)、100は力行時には電動機へ供給電力を直流から交流に変換し、回生時には電動機の回生電力を交流から直流に変換するインバータ装置、120は電圧駆動型の電力用半導体素子(例えば,IGBT、MOSFET)、130は電力用半導体素子に逆並列接続されるダイオード、110は電力用半導体素子を駆動するためのゲート駆動回路、140は電力用半導体素子をスイッチング制御する制御回路、及び150は母線のリプルを除去するための平滑コンデンサである。
以下、本発明の実施の形態1によるゲート駆動回路を図に基づいて説明する。なお、インバータ装置100には全部で6アームあるが基本的な動作は同じであることから、説明の便宜上、図1に記載のインバータ装置100のうち1アーム分を抜き出して説明する。また、図1の電力交換システムは以下の各実施の形態に共通である。
図2は、本発明の実施の形態1によるゲート駆動回路110の構成(1アーム分)を示している。ゲート駆動回路110は、制御回路140と電力用半導体素子120のゲートとの間に直列接続され、電力用半導体素子制御回路140にエミッタが接続されたPNPバイポーラトランジスタ112と、このPNPバイポーラトランジスタ112の前記エミッタとベースとの間に接続された抵抗113と、PNPバイポーラトランジスタ112のベースと抵抗113との接続点がエミッタに、PNPバイポーラトランジスタ112のコレクタがベースに、電力用半導体素子120のゲートがコレクタにそれぞれ接続されるPNPバイポーラトランジスタ111と、抵抗113に並列に接続される抵抗115と、抵抗113と抵抗115の間を接続/切断するスイッチ116と、スイッチ116をON/OFFするON/OFF判定回路117から成る。今、スイッチ116は、OFFになっているものとする。
動作において、電力用半導体素子120がターンオンする場合、制御回路140からオン信号がゲート駆動回路110に入力されると、抵抗113及び114を介して第2のPNPバイポーラトランジスタ111にベース電流が流れる。これにより、第2のPNPバイポーラトランジスタ111は導通状態になり、電力用半導体素子120のゲート端子へ流れるゲート電流igは、抵抗113及び第2のPNPバイポーラトランジスタ111を通って流れる。
ゲート電流igが増加し、抵抗113の電圧降下が第1のPNPバイポーラトランジスタ112のベース−エミッタ間閾値電圧を超えると、第1のPNPバイポーラトランジスタ112は導通する。これにより、第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース−エミッタ間は短絡されるので、第2のPNPバイポーラトランジスタ111は遮断される。
このような動作を繰り返し、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igは、第1のPNPバイポーラトランジスタ112のベース−エミッタ間電圧を抵抗113で割った値を上限として制限される。
このように、本発明に係るゲート駆動回路を用いると、従来の定電圧型ゲート駆動回路(図示せず)において発生する電力用半導体素子120への定電圧印加時のゲート電流igの急峻な立ち上がりを抑制することができるため、低ノイズ化が可能となる。また、電力用半導体素子120を定電流駆動しているため、従来の定電圧駆動した場合よりも、よりスイッチング速度を高めることができるため、電力用半導体素子120のスイッチング損失も低減できる。
次に本発明の実施の形態1における電力用半導体素子120のスイッチング速度の切り替え処理について説明する。
本実施の形態1では、インバータ装置100に接続されるモータ200の回転数に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のエミッタ間に接続されている抵抗113の抵抗値を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替えるものである。
ここで、一般的にモータの回転数が高くなるとノイズやサージ電圧が高くなるため、これらを抑制するために電力用半導体素子120のスイッチング速度は、モータを最大回転数で動作させることを考慮して決定する必要がある。このため、モータを低回転で動作させる場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
モータ200の回転数は、例えばレゾルバ等の位置センサ(図示せず)や回転角度センサ(図示せず)によって検出する。これらの検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ116のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ116をON若しくはOFFにする。
スイッチ116がONの場合、抵抗113と抵抗115が並列接続されることになるため、スイッチ116がOFFの場合と比較して、合成抵抗は低下する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの制限値が大きくなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が速くなり、スイッチング速度が高くなる。
図3に本実施の形態におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図3aはモータ回転数の推移、図3bはスイッチ116のON/OFF状態の推移、図3cはスイッチング速度の推移を示す。図示のように、モータ回転数が高い場合にはスイッチ116をOFFにしてスイッチング速度を低くし、モータ回転数が低い場合には、スイッチ116をONにしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態1によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、モータが低回転時の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減させることができる。
実施の形態2.
本発明の実施の形態2によるゲート駆動回路も図2で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるモータ200のトルクに基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のエミッタ間に接続されている抵抗113の抵抗値を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替えるものである。
本発明の実施の形態2によるゲート駆動回路も図2で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるモータ200のトルクに基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のエミッタ間に接続されている抵抗113の抵抗値を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替えるものである。
ここで、一般的にモータのトルクが高くなるとノイズやサージ電圧が高くなるため、これらを抑制するために電力用半導体素子120のスイッチング速度は、モータを最大トルクで動作させることを考慮して決定する必要がある。このため、モータを低トルクで動作させる場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
モータ200のトルクは例えばトルクセンサ(図示せず)によって検出する。ここで、モータトルクはインバータ装置100の上位コントローラ(図示せず)から受信した目標トルクであっても構わない。これらの検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ116のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ116をON若しくはOFFにする。
スイッチ116がONの場合、抵抗113と抵抗115が並列接続されることになるため、スイッチ116がOFFの場合と比較して、合成抵抗は低下する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの制限値が大きくなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が速くなり、スイッチング速度が高くなる。
図4に本実施の形態2におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図4aはモータトルクの推移、図4bはスイッチ116のON/OFF状態の推移、図4cはスイッチング速度の推移を示す。
図示のように図示のように、モータトルクが高い場合にはスイッチ116をOFFにしてスイッチング速度を低くし、モータトルクが低い場合には、スイッチ116をONとしてスイッチング速度を高めることになる。
以上説明した本実施の形態2によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、モータが低トルク時の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減させることができる。
実施の形態3.
本発明の実施の形態3によるゲート駆動回路も図2で示される。インバータ装置100に接続されるモータ200の出力に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のエミッタ間に接続されている抵抗の抵抗値を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
本発明の実施の形態3によるゲート駆動回路も図2で示される。インバータ装置100に接続されるモータ200の出力に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のエミッタ間に接続されている抵抗の抵抗値を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
ここで、一般的にモータの出力が高くなるとノイズやサージ電圧が高くなるため、これらを抑制するために電力用半導体素子120のスイッチング速度は、モータを最大出力で動作させることを考慮して決定する必要がある。このため、モータを低出力で動作させる場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
モータ200の出力は例えば位置センサ(図示せず)とトルクセンサ(図示せず)の検出値からの演算や、インバータ装置100の入力電流を測定する電流センサ(図示せず)とインバータ装置100の入力電圧を測定する電圧センサ(図示せず)の検出値からの演算によって検出する。
ここで、モータ出力はインバータ装置100の上位コントローラ(図示せず)から受信した目標出力値や推定出力値であっても構わない。これらの検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ116のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ116をON若しくはOFFにする。
スイッチ116がONの場合、抵抗113と抵抗115が並列接続されることになるため、スイッチ116がOFFの場合と比較して、合成抵抗は低下する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの制限値が大きくなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が速くなり、スイッチング速度が高くなる。
図5に本実施の形態におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図5aはモータ出力の推移、図5bはスイッチ116のON/OFF状態の推移、図5cはスイッチング速度の推移を示す。
図示のように、モータ出力が高い場合にはスイッチ116をOFFにしてスイッチング速度を低くし、モータ出力が低い場合には、スイッチ116をONとしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態3によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、モータが低出力時の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減させることができる。
実施の形態4.
本発明に係るゲート駆動回路の実施の形態4を図に基づいて説明する。図6は、本発明の実施の形態4によるゲート駆動回路の構成(1アーム分)を示している。
本発明に係るゲート駆動回路の実施の形態4を図に基づいて説明する。図6は、本発明の実施の形態4によるゲート駆動回路の構成(1アーム分)を示している。
このゲート駆動回路110は、制御回路140と電力用半導体素子120のゲートとの間に直列接続され、電力用半導体素子制御回路140にエミッタが接続されたPNPバイポーラトランジスタ112と、前記PNPバイポーラトランジスタ112の前記エミッタとベースとの間に接続された抵抗113と、PNPバイポーラトランジスタ112のエミッタとコレクタの間に並列に接続されたコンデンサ119およびコンデンサ1110と、PNPバイポーラトランジスタ112のベースと抵抗113との接続点がエミッタに、PNPバイポーラトランジスタ112のコレクタがベースに、電力用半導体素子120のゲートがコレクタにそれぞれ接続されたPNPバイポーラトランジスタ111と、コンデンサ119とコンデンサ1110を接続/切断するスイッチ118と、スイッチ118をON/OFFするON/OFF判定回路117から成る。
電力用半導体素子120がターンオンする場合、制御回路140からオン信号がゲート駆動回路110に入力されると、抵抗113及び114を介して第2のPNPバイポーラトランジスタ111にベース電流が流れる。これにより、第2のPNPバイポーラトランジスタ111は導通状態になり、電力用半導体素子120のゲート端子へ流れるゲート電流igが、抵抗113及び第2のPNPバイポーラトランジスタ111を通って流れる。このとき、抵抗113の電圧降下の分だけコンデンサ1110に充電されるため、ゲート電流igの立ち上がりが抑制される。
そしてゲート電流igが増加し、抵抗113の電圧降下が第1のPNPバイポーラトランジスタ112のベース−エミッタ間電圧を超えると、第1のPNPバイポーラトランジスタ112は導通する。これにより、第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース−エミッタ間は短絡されて第2のPNPバイポーラトランジスタ111は遮断される。このような動作を繰り返し、ゲート駆動回路110ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igは、第1のPNPバイポーラトランジスタ112のベース−エミッタ間電圧を抵抗113で割った値を上限として制限される。
以上説明したように、本発明のゲート駆動回路を用いると、従来の定電圧ゲート駆動(図示せず)において発生する電力用半導体素子120への定電圧印加時のゲート電流igの急峻な立ち上がりを抑制することができるため、低ノイズ化が可能となる。また、電力用半導体素子120を定電流駆動しているため、従来の定電圧駆動した場合よりも、よりスイッチング速度を高めることができるため、電力用半導体素子120のスイッチング損失も低減できる。
次に本発明の実施の形態4による電力用半導体素子120のスイッチング速度の切り替え処理について説明する。
本実施の形態4では、インバータ装置100に接続されるモータ200への出力電流に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
ここで、一般的にインバータ出力電流が高くなるとノイズやサージ電圧が高くなるため、これらを抑制するために電力用半導体素子120のスイッチング速度は、インバータの最大出力電流を考慮して決定する必要がある。このため、インバータ出力電流が低い場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
インバータ出力電流は、例えば電流センサ(図示せず)によって検出する。この検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ118のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ118をON若しくはOFFにする。
スイッチ118がONの場合、コンデンサ119とコンデンサ1110が並列接続されることになるため、スイッチ118がOFFの場合と比較して、合成静電容量は増加する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの立ち上がりが遅くなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が遅くなり、スイッチング速度が低くなる。
図7に本実施の形態におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図7aはインバータ出力電流の推移、図7bはスイッチ118のON/OFF状態の推移、図7cはスイッチング速度の推移を示す。
図示のように、インバータ出力電流が高い場合にはスイッチ118をONにしてスイッチング速度を低くし、インバータ出力電流が低い場合には、スイッチ118をOFFとしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態4によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、インバータ出力電流が低い場合の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減することができる。
実施の形態5.
本発明の実施の形態5によるゲート駆動回路も図6で示される。インバータ装置100に接続されるモータ200へのインバータ出力電圧に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
本発明の実施の形態5によるゲート駆動回路も図6で示される。インバータ装置100に接続されるモータ200へのインバータ出力電圧に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
ここで、一般的にインバータ出力電圧が高くなるとノイズやサージ電圧が高くなるため、これらを抑制するために電力用半導体素子120のスイッチング速度は、インバータの最大出力電圧を考慮して決定する必要がある。このため、インバータ出力電圧が低い場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
インバータ出力電圧は例えば電圧センサ(図示せず)によって検出する。これらの検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ118のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ118をON若しくはOFFにする。スイッチ118がONの場合、コンデンサ119とコンデンサ1110が並列接続されることになるため、スイッチ118がOFFの場合と比較して、合成静電容量は増加する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの立ち上がりが遅くなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が遅くなり、スイッチング速度が低くなる。
図8に本実施の形態におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図8aはインバータ出力電圧の推移、図8bはスイッチ118のON/OFF状態の推移、図8cはスイッチング速度の推移を示す。
図示のように、インバータ出力電圧が高い場合にはスイッチ118をONにしてスイッチング速度を低くし、インバータ出力電圧が低い場合には、スイッチ118をOFFとしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態5によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、インバータ出力電圧が低い場合の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減させることができる。
実施の形態6.
本発明の実施の形態6によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるバッテリ300からのインバータ入力電流に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
本発明の実施の形態6によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるバッテリ300からのインバータ入力電流に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
ここで、一般的にインバータ入力電流が高くなるとノイズやサージ電圧が高くなるため、これらを抑制するために電力用半導体素子120のスイッチング速度は、インバータの最大入力電流を考慮して決定する必要がある。このため、インバータ入力電流が低い場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
インバータ入力電流は、例えば電流センサ(図示せず)によって検出する。これらの検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ118のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ118をON若しくはOFFにする。
スイッチ118がONの場合、コンデンサ119とコンデンサ1110が並列接続されることになるため、スイッチ118がOFFの場合と比較して、合成静電容量は増加する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの立ち上がりが遅くなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が遅くなり、スイッチング速度が低くなる。
図9に本実施の形態6におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図9aはインバータ入力電流の推移、図9bはスイッチ118のON/OFF状態の推移、図9cはスイッチング速度の推移を示す。図示のように、インバータ入力電流が高い場合にはスイッチ118をONにしてスイッチング速度を低くし、インバータ入力電流が低い場合には、スイッチ118をOFFとしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態6によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、インバータ入力電流が低い場合の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減することができる。
実施の形態7.
本発明の実施の形態7によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるバッテリ300からのインバータ入力電圧に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。なお、ここではインバータ入力電圧をバッテリ300の電圧としているが、インバータ装置100とバッテリ300との間にDC/DCコンバータを設置して、インバータ入力電圧は前記DC/DCコンバータの出力電圧であっても構わない。
本発明の実施の形態7によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるバッテリ300からのインバータ入力電圧に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。なお、ここではインバータ入力電圧をバッテリ300の電圧としているが、インバータ装置100とバッテリ300との間にDC/DCコンバータを設置して、インバータ入力電圧は前記DC/DCコンバータの出力電圧であっても構わない。
ここで、一般的にインバータ入力電圧が高くなると電力用半導体素子120に印加される電圧が高くなる。これを抑制するために電力用半導体素子120のスイッチング速度は、インバータの最大入力電圧を考慮して決定する必要がある。このため、インバータ入力電圧が低い場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
インバータ入力電圧は、例えば電圧センサ(図示せず)によって検出する。この検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ118のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ118をON若しくはOFFにする。
スイッチ118がONの場合、コンデンサ119とコンデンサ1110が並列接続されることになるため、スイッチ118がOFFの場合と比較して、合成静電容量は増加する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの立ち上がりが遅くなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が遅くなり、スイッチング速度が低くなる。
図10に本実施の形態におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図10aはインバータ入力電圧の推移、図10bはスイッチ118のON/OFF状態の推移、図10cはスイッチング速度の推移を示す。図示のように、インバータ入力電圧が高い場合にはスイッチ118をONにしてスイッチング速度を低くし、インバータ入力電圧が低い場合には、スイッチ118をOFFとしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態7によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、インバータ入力電圧が低い場合の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減することができる。
実施の形態8.
本発明の実施の形態8によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に搭載される電力用半導体素子120の温度に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
本発明の実施の形態8によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に搭載される電力用半導体素子120の温度に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
ここで、一般的に電力用半導体素子の温度が高くなるとサージ電圧が高くなり、また、電力用半導体素子そのものの耐圧が低下するため、電力用半導体素子120のスイッチング速度は、電力用半導体素子の温度を考慮して決定する必要がある。このため、電力用半導体素子の温度が高い場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
電力用半導体素子120の温度は、例えば温度センサ(図示せず)によって検出する。これらの検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ118のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ118をON若しくはOFFにする。
スイッチ118がONの場合、コンデンサ119とコンデンサ1110が並列接続されることになるため、スイッチ118がOFFの場合と比較して、合成静電容量は増加する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの立ち上がりが遅くなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が遅くなり、スイッチング速度が低くなる。
図11に本実施の形態におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図11aは電力用半導体素子の温度の推移、図11bはスイッチ118のON/OFF状態の推移、図11cはスイッチング速度の推移を示す。図示のように、電力用半導体素子の温度が低い場合にはスイッチ118をONにしてスイッチング速度を低くし、電力用半導体素子の温度が高い場合には、スイッチ118をOFFとしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態8によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、電力用半導体素子の温度が高い場合の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減することができる。
実施の形態9.
本発明の実施の形態9によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるモータ200の力行/回生の動作状態に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
本発明の実施の形態9によるゲート駆動回路も図6で示される。すなわち、インバータ装置100に接続されるモータ200の力行/回生の動作状態に基づいて、制御回路140と第2のPNPバイポーラトランジスタ111のベース間に接続されているコンデンサの静電容量を切り替えることで、電力用半導体素子120のスイッチング速度を切り替える。
ここで、一般的にモータが回生している場合は力行している場合よりも電力用半導体素子の印加電圧が高くなるため、電力用半導体素子120のスイッチング速度は、モータの力行/回生の動作状態を考慮して決定する必要がある。このため、モータが力行している場合には、過度に電力用半導体素子120のスイッチング速度を低くしていることになる。
モータの力行/回生の動作状態は例えばインバータ装置の電流センサ(図示せず)によって検出した電流の符号によりモータの力行/回生を判断できる。この検出信号(図示せず)に基づいて、スイッチ118のON/OFF判定をON/OFF判定回路117にて判定し、スイッチ118をON若しくはOFFにする。
スイッチ118がONの場合、コンデンサ119とコンデンサ1110が並列接続されることになるため、スイッチ118がOFFの場合と比較して、合成静電容量は増加する。このため、ゲート駆動回路110を流れるゲート電流igの立ち上がりが遅くなり、電力用半導体素子120のゲート容量が充電される速度が遅くなり、スイッチング速度が低くなる。
図12に本実施の形態9におけるスイッチング速度の切り替え処理を例示する。図12aはモータの力行/回生の動作状態の推移、図12bはスイッチ118のON/OFF状態の推移、図12cはスイッチング速度の推移を示す。図示のように、モータの動作状態が回生の場合にはスイッチ118をONにしてスイッチング速度を低くし、モータの動作状態が力行の場合には、スイッチ118をOFFとしてスイッチング速度を高める。
以上説明した本実施の形態9によれば、電力用半導体素子120のターンオン時の低ノイズ化を図りつつ、モータの動作状態が力行の場合の電力用半導体素子120のスイッチング損失を低減することができる。
実施の形態10.
電力用半導体素子のスイッチング速度を、上記の実施の形態1〜9で記載したパラメータを組み合わせて決定することで、より効果を得ることができることは、当業者に明らかであろう。従って、詳細な説明は省略する。
電力用半導体素子のスイッチング速度を、上記の実施の形態1〜9で記載したパラメータを組み合わせて決定することで、より効果を得ることができることは、当業者に明らかであろう。従って、詳細な説明は省略する。
実施の形態11.
前述した実施の形態1〜10のゲート駆動回路110に、図3に示した可変抵抗回路と図6に示した可変静電容量回路とを組み合わせることで、より効果を得ることができることは、当業者に明らかであろう。従って、詳細な説明は省略する。
前述した実施の形態1〜10のゲート駆動回路110に、図3に示した可変抵抗回路と図6に示した可変静電容量回路とを組み合わせることで、より効果を得ることができることは、当業者に明らかであろう。従って、詳細な説明は省略する。
実施の形態12.
前述した実施の形態1〜11のゲート駆動回路110において、図13に示す通り、PNPバイポーラトランジスタの代わりに、NPNバイポーラトランジスタを用いても同様の作用効果が得られる。
前述した実施の形態1〜11のゲート駆動回路110において、図13に示す通り、PNPバイポーラトランジスタの代わりに、NPNバイポーラトランジスタを用いても同様の作用効果が得られる。
すなわち、図2に示したゲート駆動回路の実施の形態においては、第2のスイッチ素子としての第2のNPNバイポーラトランジスタのエミッタが電力用半導体素子のゲートに接続され、第2のNPNバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に可変抵抗部が接続され、第1のスイッチ素子としての第1のNPNバイポーラトランジスタは、第2のNPNバイポーラトランジスタのベースと可変抵抗部との接続点がエミッタに、前記第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、制御回路がコレクタに接続されており、判定回路が、抵抗の並列回路で構成された前記可変抵抗部の内の一部の抵抗のON/OFFにより抵抗値を変化させることができる。
また、図6に示したゲート駆動回路の実施の形態においては、第2のスイッチ素子としての第2のNPNバイポーラトランジスタのエミッタが電力用半導体素子のゲートに接続され、第2のNPNバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に抵抗が接続され、第1のスイッチ素子としての第1のNPNバイポーラトランジスタは、第2のNPNバイポーラトランジスタのベースと抵抗との接続点がエミッタに、第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、制御回路がコレクタにそれぞれ接続されており、可変コンデンサ部が第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間に接続されており、判定回路が、コンデンサの並列回路で構成された前記可変コンデンサ部の内の一部のコンデンサのON/OFFにより容量値を変化させることができる。
さらに、図13に示したゲート駆動回路の実施の形態においては、第2のスイッチ素子としての第2のNPNバイポーラトランジスタのエミッタが電力用半導体素子のゲートに接続され、第2のNPNバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に可変抵抗部が接続され、第1のスイッチ素子としての第1のNPNバイポーラトランジスタは、第2のNPNバイポーラトランジスタのベースと可変抵抗部との接続点がエミッタに、第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、制御回路がコレクタに接続されており、可変コンデンサ部が第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間に接続されており、判定回路が、抵抗の並列回路で構成された可変抵抗部の内の一部の抵抗のON/OFFにより抵抗値を変化させ、及び/又はコンデンサの並列回路で構成された可変コンデンサ部の内の一部のコンデンサのON/OFFにより容量値を変化させることができる。
実施の形態13.
前述した実施の形態1〜12では電力用半導体素子のスイッチング速度を不連続に変更しているが、これを連続的に変更しても同様の効果を得られることは言うまでもない。
すなわち、図2に示された実施の形態ではモータの機械的な特性値だけでなく、図6に示された実施の形態におけるインバータ入力/出力・電流/電圧、電力用半導体素子温度又はモータの力行/回生状態についても適用可能であり、図6に示された実施の形態におけるインバータ、電力用半導体素子温度又はモータの力行/回生状態についてだけではなく、図2に示された実施の形態におけるモータの機械的な特性値についても適用可能である。
前述した実施の形態1〜12では電力用半導体素子のスイッチング速度を不連続に変更しているが、これを連続的に変更しても同様の効果を得られることは言うまでもない。
すなわち、図2に示された実施の形態ではモータの機械的な特性値だけでなく、図6に示された実施の形態におけるインバータ入力/出力・電流/電圧、電力用半導体素子温度又はモータの力行/回生状態についても適用可能であり、図6に示された実施の形態におけるインバータ、電力用半導体素子温度又はモータの力行/回生状態についてだけではなく、図2に示された実施の形態におけるモータの機械的な特性値についても適用可能である。
なお、上記の実施の形態1〜13では、モータが高負荷になる場合には低ノイズ化を重視してスイッチング速度を低くするように制御したが、これが逆であっても構わない。将来、低損失な電力用半導体素子(例えばSiC)などを適用する場合には、低ノイズ化と効率(損失)のバランスをより最適化することが可能となる。
また、電力用半導体素子は、シリコンよりもバンドギャップが広い非Si半導体材料から成るものでよく、前記非Si半導体材料は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドのいずれかでよい。
100 インバータ装置、110 ゲート駆動回路、111 バイポーラトランジスタ、111n バイポーラトランジスタ、112 バイポーラトランジスタ、112n バイポーラトランジスタ、113 抵抗、113n 抵抗、115 抵抗、115n 抵抗、116 スイッチ、116n スイッチ、117 判定回路、117n 判定回路、118 スイッチ、118n スイッチ、119 コンデンサ、119n コンデンサ、120 電力用半導体素子、140 電力用半導体素子制御回路、200 モータ、300 バッテリ、1110 コンデンサ、1110b コンデンサ。
Claims (18)
- モータを交流で駆動するためのインバータに搭載された電圧駆動型の電力用半導体素子のゲート駆動回路において、
制御回路から一定の電流で電力用半導体素子のゲートが充電されるときの充電電流を変化させる電流可変部と、
センサで検出された前記モータの負荷状態又は駆動状態に応じてノイズが低減されるように前記電流可変部を制御して前記電力用半導体素子のスイッチング速度を変化させる判定回路とを備える
ゲート駆動回路。 - 請求項1に記載のゲート駆動回路において、
前記電流可変部が、前記充電電流の通路に設けられ前記判定回路によって抵抗値が制御される可変抵抗部と、前記可変抵抗部に接続されON状態のときに前記充電電流を前記電力用半導体素子に与える第1のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子がON状態のとき前記可変抵抗部の電圧降下によりONとなって前記可変抵抗部及び前記第1のスイッチ素子を短絡して前記第1のスイッチ素子をOFFに制御する第2のスイッチ素子とで構成される
ゲート駆動回路。 - 請求項1に記載のゲート駆動回路において、
前記電流可変部が、前記充電電流の通路に設けられた抵抗と、前記判定回路によって容量値が制御される可変コンデンサ部と、前記抵抗に接続されON状態のときに前記充電電流を前記電力用半導体素子に与えるとともに前記抵抗に前記可変コンデンサ部を並列接続する第1のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子がON状態のとき前記抵抗の電圧降下によりONとなって前記抵抗及び前記第1のスイッチ素子を短絡し、前記第1のスイッチ素子をOFFに制御する第2のスイッチ素子とで構成される
ゲート駆動回路。 - 請求項1に記載のゲート駆動回路において、
前記電流可変部が、前記充電電流の通路に設けられた可変抵抗部と、前記可変抵抗部に接続されON状態のときに前記充電電流を前記電力用半導体素子に与えるとともに前記可変抵抗部に可変コンデンサ部を並列接続する第1のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子がON状態のとき前記可変抵抗部の電圧降下によりONとなって前記第1のスイッチ素子及び前記可変抵抗部並びに前記可変コンデンサ部を短絡して前記第1のスイッチ素子をOFFに制御する第2のスイッチ素子とで構成され、前記可変抵抗部及び前記可変コンデンサ部が前記判定回路によって制御される
ゲート駆動回路。 - 請求項2から4のいずれか一つに記載のゲート駆動回路において、
前記第1及び第2のスイッチ素子は、それぞれ、第1及び第2のPNPバイポーラトランジスタ又は第1及び第2のNPNバイポーラトランジスタである
ゲート駆動回路。 - 請求項4に記載のゲート駆動回路において、
前記判定回路は、前記モータの負荷状態を示す機械的な特性値に対応して前記可変抵抗部の抵抗値を変化させるとき前記可変コンデンサ部を切り離し、前記負荷状態を示す前記インバータの電気的な特性値に対応して前記可変コンデンサ部の容量値を変化させるとき前記可変抵抗部の抵抗値を一定値に固定するように制御する
ゲート駆動回路。 - 請求項2に記載のゲート駆動回路において、
前記制御回路に前記第2のスイッチ素子としての第2のPNPバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、
前記第2のPNPバイポーラトランジスタの前記エミッタ−ベース間に前記可変抵抗部が接続され、
前記第1のスイッチ素子としての第1のPNPバイポーラトランジスタは、前記第2のPNPバイポーラトランジスタの前記ベースと前記可変抵抗部との接続点がエミッタに、前記第2のPNPバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、前記電力用半導体素子のゲートがコレクタに接続されており、
前記判定回路が、抵抗の並列回路で構成された前記可変抵抗部の内の一部の抵抗のON/OFFにより抵抗値を変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項3に記載のゲート駆動回路において、
前記制御回路に前記第2のスイッチ素子としての第2のPNPバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、
前記第2のPNPバイポーラトランジスタの前記エミッタ−ベース間に前記抵抗が接続され、
前記第1のスイッチ素子としての第1のPNPバイポーラトランジスタは、前記第2のPNPバイポーラトランジスタの前記ベースと前記抵抗との接続点がエミッタに、前記第2のPNPバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、前記電力用半導体素子のゲートがコレクタに接続され、前記可変コンデンサ部が前記第2のPNPバイポーラトランジスタのエミッタ−コレクタ間に接続されており、
前記判定回路は、コンデンサの並列回路で構成された前記可変コンデンサ部の内の一部のコンデンサのON/OFFにより容量値を変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項4に記載のゲート駆動回路において、
前記制御回路に前記第2のスイッチ素子としての第2のPNPバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、
前記第2のPNPバイポーラトランジスタのエミッタ−ベース間に前記可変抵抗部が接続され、
前記第1のスイッチ素子としての第1のPNPバイポーラトランジスタは、前記第2のPNPバイポーラトランジスタの前記ベースと前記可変抵抗部との接続点がエミッタに、前記第2のPNPバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、前記電力用半導体素子のゲートがコレクタに接続されており、
前記可変コンデンサ部が前記第2のPNPバイポーラトランジスタのエミッタ−コレクタ間に接続されており、
前記判定回路が、抵抗の並列回路で構成された前記可変抵抗部の内の一部の抵抗のON/OFFにより抵抗値を変化させ、及び/又はコンデンサの並列回路で構成された前記可変コンデンサ部の内の一部のコンデンサのON/OFFにより容量値を変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項2に記載のゲート駆動回路において、
前記第2のスイッチ素子としての第2のNPNバイポーラトランジスタのエミッタが前記電力用半導体素子のゲートに接続され、
前記第2のNPNバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に前記可変抵抗部が接続され、
前記第1のスイッチ素子としての第1のNPNバイポーラトランジスタは、前記第2のNPNバイポーラトランジスタの前記ベースと前記可変抵抗部との接続点がエミッタに、前記第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、前記制御回路がコレクタに接続されており、
前記判定回路が、抵抗の並列回路で構成された前記可変抵抗部の内の一部の抵抗のON/OFFにより抵抗値を変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項3に記載のゲート駆動回路において、
前記第2のスイッチ素子としての第2のNPNバイポーラトランジスタのエミッタが前記電力用半導体素子のゲートに接続され、
前記第2のNPNバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に前記抵抗が接続され、
前記第1のスイッチ素子としての第1のNPNバイポーラトランジスタは、前記第2のNPNバイポーラトランジスタの前記ベースと前記抵抗との接続点がエミッタに、前記第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、前記制御回路がコレクタにそれぞれ接続されており、
前記可変コンデンサ部が前記第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間に接続されており、
前記判定回路が、コンデンサの並列回路で構成された前記可変コンデンサ部の内の一部のコンデンサのON/OFFにより容量値を変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項4に記載のゲート駆動回路において、
前記第2のスイッチ素子としての第2のNPNバイポーラトランジスタのエミッタが前記電力用半導体素子のゲートに接続され、
前記第2のNPNバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間に前記可変抵抗部が接続され、
前記第1のスイッチ素子としての第1のNPNバイポーラトランジスタは、前記第2のNPNバイポーラトランジスタの前記ベースと前記可変抵抗部との接続点がエミッタに、前記第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタがベースに、前記制御回路がコレクタに接続されており、
前記可変コンデンサ部が前記第2のNPNバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間に接続されており、
前記判定回路が、抵抗の並列回路で構成された前記可変抵抗部の内の一部の抵抗のON/OFFにより抵抗値を変化させ、及び/又はコンデンサの並列回路で構成された前記可変コンデンサ部の内の一部のコンデンサのON/OFFにより容量値を変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項2から4のいずれか一つに記載のゲート駆動回路において、
前記インバータは、前記電力用半導体素子を2個直列に接続したハーフブリッジ回路を3個並列に接続した3相インバータであり、前記3相インバータの交流端子に前記モータが接続されている
ゲート駆動回路。 - 請求項2に記載のゲート駆動回路において、
前記モータの機械的な特性値が、回転数、トルク、又は出力であり、
前記判定回路は、前記モータの機械的な特性値が低いほど、前記可変抵抗部の抵抗値を低く変化させて前記電力用半導体素子のスイッチング速度を高く変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項3に記載のゲート駆動回路において、
前記負荷状態を示す前記インバータの電気的な特性値が、出力電流、出力電圧、入力電流、若しくは入力電圧であり、
前記判定回路は、前記インバータの電気的な特性値が低いほど、前記電力用半導体素子の温度が低いほど、又は前記モータが力行状態であるとき、前記可変コンデンサ部の容量値を低く変化させて前記電力用半導体素子のスイッチング速度を高く変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項4に記載のゲート駆動回路において、
前記判定回路は、前記モータの機械的な特性値が低いほど、前記可変抵抗部の抵抗値を低く変化させて前記電力用半導体素子のスイッチング速度を高く変化させ、及び/又は前記負荷状態を示す前記インバータの電気的な特性値が低いほど、前記電力用半導体素子の温度が高いほど、若しくは前記モータが力行状態であるとき、前記可変コンデンサ部の容量値を低く変化させて前記電力用半導体素子のスイッチング速度を高く変化させる
ゲート駆動回路。 - 請求項2から4のいずれかに記載のゲート駆動回路において、
前記電力用半導体素子は、シリコンよりもバンドギャップが広い非Si半導体材料から成る
ゲート駆動回路。 - 請求項17に記載のゲート駆動回路において、
前記非Si半導体材料は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドのいずれかである
ゲート駆動回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015181114A JP2015223078A (ja) | 2015-09-14 | 2015-09-14 | ゲート駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015181114A JP2015223078A (ja) | 2015-09-14 | 2015-09-14 | ゲート駆動回路 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2014092752A Division JP5931116B2 (ja) | 2014-04-28 | 2014-04-28 | ゲート駆動回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2015223078A true JP2015223078A (ja) | 2015-12-10 |
Family
ID=54785816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015181114A Withdrawn JP2015223078A (ja) | 2015-09-14 | 2015-09-14 | ゲート駆動回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2015223078A (ja) |
-
2015
- 2015-09-14 JP JP2015181114A patent/JP2015223078A/ja not_active Withdrawn
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5931116B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
US9998061B2 (en) | Motor control device and motor control method | |
JP5406146B2 (ja) | 電動駆動制御装置の過電流検出装置および過電流検出方法 | |
JP5655367B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
CN105191132A (zh) | 绝缘栅型半导体元件的控制装置以及使用了该控制装置的电力变换装置 | |
JP7003120B2 (ja) | 電流コンバータの駆動方法およびその方法で駆動される電流コンバータ | |
JP2018107880A (ja) | 電力変換器制御装置 | |
JP6314532B2 (ja) | 電力変換システム | |
JP2019213283A (ja) | Dcリンクコンデンサの短絡判定部を有するモータ駆動装置 | |
JP2014014205A (ja) | モータ駆動装置 | |
JP2014117112A (ja) | 半導体制御装置及び電力変換装置 | |
JP2014064373A (ja) | 駆動制御装置及び駆動制御方法 | |
CN104079227B (zh) | 一种具有减少共模干扰能力的电机系统 | |
JP5396920B2 (ja) | 三相交流電動機駆動システムの巻線切替装置 | |
JP6314053B2 (ja) | 電力変換装置及びその制御方法 | |
CN108448956B (zh) | 一种六相不对称方波电机的转子位置检测装置 | |
CN111106741A (zh) | 用于开关的驱动电路 | |
JP2018098826A (ja) | 車両用電源装置および車両用電源装置の制御方法 | |
JP6342043B1 (ja) | 電動機制御装置および電動機制御方法 | |
JP6729451B2 (ja) | 電力変換器制御装置 | |
US10027265B2 (en) | Inverter control device and inverter control method | |
JP5628398B2 (ja) | 過電流検出装置 | |
JP7285901B2 (ja) | 電動機制御装置および電動機駆動システム | |
JP2012170200A (ja) | 負荷制御装置 | |
CN105471240A (zh) | 用于选择在功率半导体中的断开过程的断开速度的方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20160627 |