JP2015177705A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】操作量であるすべり角周波数の飽和を抑制することで、安定した制御を行うことが可能な電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数ω_ｒｅに同期して回転する直交γδ軸座標系に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いるものである。この制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の回転子磁束がγ軸方向を向くように、すべり角周波数ω_ｓｅを演算するすべり角周波数制御部１９と、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧に基づいて、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定し、当該推定したδ軸成分の回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロとなるようにすべり角周波数ω_ｓｅを補正する補正値演算部（補正部）２０と、を有している。
【選択図】図１

Description

本発明は、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置に関する。

従来より、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置が知られている。ベクトル制御は、電動機の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数に同期して回転する直交二軸座標系（磁束軸（γ軸）及びトルク軸（δ軸））に変換して調整することで電動機トルクを制御する方法である。このベクトル制御では、すべり角周波数を、比率（δ軸電流／γ軸成分の回転子磁束）に比例して制御することで、回転子磁束がγ軸方向と一致することとなる。すなわち、δ軸成分の回転子磁束がゼロの状態となり、ベクトル制御が成立する。

ところで、この類の電動機の制御装置においては、温度によって回転子抵抗値が変化するため、ベクトル制御が成立するすべり角周波数も変化する。しかしながら、制御上、この回転子抵抗値の変化を認識できていない場合には、ベクトル制御を成立させるための適切なすべり角周波数から乖離してしまうという問題がある。この場合、ベクトル制御が破綻し、制御性能が低下するおそれがある。

例えば非特許文献１には、ベクトル制御を成立させるため、すべり角周波数を補正する手法が開示されている。この手法によれば、ベルトル制御が成立しているときにはゼロになっているはずのδ軸成分の回転子磁束をγ軸電圧に基づいて推定する。そして、推定したδ軸成分の回転子磁束がゼロになるようにすべり角周波数を補正することとしている。

山本直紀、他２名、「誘導機のベクトル制御における二次抵抗補正の一方法」、電気学会論文誌Ｄ、日本、１９９１年７月、第１１１巻、第７号、ｐ．５４０−５４６

しかしながら、γ軸電圧は、すべり角周波数を変化させたときの電圧変化量が少ないという特徴がある。そのため、電動機の個体ばらつきによってインダクタンスに誤差がある場合には、その電圧変動特性が変化することで、δ軸成分の回転子磁束をゼロにすることができるすべり角周波数が存在しなくなることがある。これにより、操作量であるすべり角周波数が飽和して制御が不安定になるという問題がある。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、操作量であるすべり角周波数の飽和を抑制することで、安定した制御を行うことが可能な電動機の制御装置を提供することである。

かかる課題を解決するために、本発明は、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置を提供する。この電動機の制御装置は、前記電動機の回転子磁束が磁束軸方向を向くように、すべり角周波数を演算するすべり角周波数制御部と、電動機のトルク軸電圧に基づいて、トルク軸成分の回転子磁束を推定し、当該推定したトルク軸成分の回転子磁束がゼロとなるようにすべり角周波数を補正する補正部と、を有している。

本発明によれば、トルク軸電圧は、すべり角周波数を変化させたときの電圧変化量が大きい。これにより、操作量であるすべり角周波数が飽和することを抑制することができるので、安定した制御を行うことが可能となる。

第1の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図 すべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図 温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値とγ軸電圧のノミナル値からの変化量との関係を示す説明図 回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示す説明図 温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値とδ軸電圧のノミナル値からの変化量との関係を示す説明図 回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示す説明図 第１の実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図 第２の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図 すべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図 第２の実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部及び補正値演算部の構成を模式的に示すブロック図

以下、図面を参照し、本実施形態に係る電動機の制御装置について説明する。本明細書において、各パラメータに付与される添え字について、「ｓ」は固定子側、「ｒ」は回転子側、「γ」はγ軸（磁束軸）成分、「δ」はδ軸（トルク軸）成分を示す。

図１は、本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態では、電気自動車の駆動源として適用される電動機を制御する電動機の制御装置について説明を行う。電気自動車は、電動機１と、電源２と、制御装置１０と、インバータ１１とを備えている。

電動機１は、例えば、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる３つの相巻線を有する三相交流誘導モータ（以下「三相交流誘導モータ１」という）である。この三相交流誘導モータ１は、インバータ３内で変換された３相の交流電圧が各相に印加されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により回転駆動する。

電源２は、高電圧を印加可能な直流電源であり、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。

制御装置１０は、三相交流誘導モータ１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータ等を用いることができる。る。制御装置１０は、インバータ１１に対して駆動信号Ｄ_ｕｕ ^*，Ｄ_ｕｌ ^*，Ｄ_ｖｕ ^*，Ｄ_ｖｌ ^*，Ｄ_ｗｕ ^*，Ｄ_ｗｌ ^*を出力し、このインバータ１１の制御を通じて三相交流誘導モータ１の制御を行う。

インバータ１１は、三相交流誘導モータ１の各相に対応する３つのスイッチング回路を主体に構成されている。インバータ１１は、電源２の正極に接続される正極母線と、電源２の負極に接続される負極母線との間に、Ｕ相用のスイッチング回路と、Ｖ相用のスイッチング回路と、Ｗ相用のスイッチング回路とを備える。このインバータ１１は、駆動信号
Ｄ_ｕｕ ^*，Ｄ_ｕｌ ^*，Ｄ_ｖｕ ^*，Ｄ_ｖｌ ^*，Ｄ_ｗｕ ^*，Ｄ_ｗｌ ^*に応じて各相のスイッチング回路をオンオフ制御し、電源２の直流電圧を三相の交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗにそれぞれ変換する。そして、インバータ１１は、当該変換した交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを三相交流誘導モータ１の各相にそれぞれ印加する。

制御装置１０は、これを機能的にとらえた場合、電流指令値演算部１２と、磁束電流制御部１３と、トルク電流制御部１４と、非干渉制御部１５と、座標変換部１６と、ＰＷＭ変換部１７と、座標変換部１８と、すべり角周波数制御部１９と、補正値演算部２０とを主体に構成されている。

電流指令値演算部１２には、トルク指令値Ｔ^*、三相交流誘導モータ１の回転数に相当
する回転子機械角速度ω_ｒｍ及び電源２の電源電圧Ｖ_ｄｃが入力される。電流指令値演算部１２は、トルク指令値Ｔ^*、回転子機械角速度ω_ｒｍ及び電源電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、
γ軸電流（磁束軸成分の電流）の指令値に相当するγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*と、δ軸電流
（トルク軸成分の電流）の指令値に相当するδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*とを算出する。電流
指令値演算部１２は、予めメモリに記憶したマップデータ又は演算式を参照して、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*とδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*とをそれぞれ算出する。

電流指令値演算部１２において、トルク指令値Ｔ^*は、例えば電気自動車を制御するコ
ントローラ（図示せず）から入力され、回転子機械角速度ω_ｒｍは、後述する角速度演算部２５から入力される。また、電源電圧Ｖ_ｄｃは、例えば電源２を管理するバッテリーコントローラ（図示せず）から入力される。

磁束電流制御部１３には、電流指令値演算部１２において算出されたγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*から、後述するγ軸電流ｉ_γｓを減算した値が入力される。磁束電流制御部１３は
、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*がγ軸電流ｉ_γｓに対して定常偏差なく所望の応答性で追従す
るように、フィードバック演算によりγ軸電圧指令値（初期値）ｖ_γｓ ^**を算出する。磁束電流制御部１３では、例えばＰＩ制御を用いる。

トルク電流制御部１４には、電流指令値演算部１２において算出されたδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*から、後述するδ軸電流ｉ_δｓを減算した値が入力される。トルク電流制御部１
４は、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*がδ軸電流ｉ_δｓに対して定常偏差なく所望の応答性で追
従するように、フィードバック演算によりδ軸電圧指令値（初期値）ｖ_δｓ ^**を算出する。磁束電流制御部１３では、例えばＰＩ制御を用いる。

磁束電流制御部１３及びトルク電流制御部１４において、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、後述する座標変換部１８から入力される。

非干渉制御部１５には、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓ及び電源角周波数ωが入力される。ここで、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、座標変換部１８から入力され、電源角周波数ωは、すべり角周波数制御部１９から入力される。

具体的には、非干渉制御部１５は、直交二軸であるγδ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}，ｖ_γｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}をγ軸及びδ軸についてそれぞれ算出する。γ軸に相当する非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}は、数１により算出され、
δ軸に相当する非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}は、数２により算出される。

ここで、Ｍは相互インダクタンス、Ｌは自己インダクタンスであり、ｓはラプラス演算子である。また、σは漏れ係数であり、数３で示される。τは回転子磁束の時定数であり、電流応答の時定数に比べ非常に大きい値である。

磁束電流制御部１３において算出されたγ軸電圧指令値（初期値）ｖ_γｓ ^**は、非干渉制御部１５において算出された非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}により補正され、これによ
り、最終的なγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*が算出される。同様に、トルク電流制御部１４にお
いて算出されたδ軸電圧指令値（初期値）ｖ_δｓ ^**は、非干渉制御部１５において算出された非干渉電圧ｖ_δｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}により補正され、これにより、最終的なδ軸電圧指令
値ｖ_δｓ ^*が算出される。

座標変換部１６には、電源角θと、非干渉制御後のγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*及びδ軸電
圧指令値ｖ_δｓ ^*とが入力される。座標変換部１６は、電源角周波数（電源角速度）ωで
回転する直交二軸の座標系（γδ軸）から、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１６は、電源角θと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*及びδ軸電圧
指令値ｖ_δs ^*とに基づいて、数４に示す座標変換処理によりＵ相・Ｖ相・Ｗ相に係る三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*を算出する。

座標変換部１６において、電源角θは、後述する変換用角度部２６から入力される。数４において、θ’は、制御系の入出力遅れを考慮して電源角θを補正したものである。

ＰＷＭ変換部１７には、座標変換部１６において算出された三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、
ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*が入力される。ＰＷＭ変換部１７は、三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*に応じて、インバータ１１のスイッチング回路（ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を含
む）を駆動するための駆動信号Ｄ_ｕｕ ^*，Ｄ_ｕｌ ^*，Ｄ_ｖｕ ^*，Ｄ_ｖｌ ^*，Ｄ_ｗｕ ^*，Ｄ_ｗｌ ^*を生成する。

座標変換部１８には、電源角θと、ｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓとが入力される。座標変換部１８は、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）から、直交二軸座標系（γδ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１８は、電源角θと、ｕ相電流ｉ_ｕｓ、ｖ相電流ｉ_ｖｓ及びｗ相電流ｉ_ｗｓとに基づいて、数５に示す座標変換処理により、三相交流誘導モータ１におけるγ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓを算出する。

座標変換部１８において、ｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓは、後述するＡＤ変換部２３から入力される。ここで、ＡＤ変換部２３から出力されない、残りのｗ相電流ｉ_ｗｓは、数６で求めることができる。

すべり角周波数制御部１９には、回転子電気角周波数（回転子電気角速度）ω_ｒｅと、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓと、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒとが入力される。ここで、回転子電気角周波数ω_ｒｅは、角速度演算部２５から入力される。また、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、座標変換部１８から入力される。回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒは、すべり角周波数ωｓｅを補正するための補正値であり、後述する補正値演算部２０から入力される。

すべり角周波数制御部１９は、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒとに基づいてすべり角周波数ω_ｓｅを算出する。そして、すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ω_ｒｅと、すべり角周波数ω_ｓｅとに基づいて、電源角周波数（電源角速度）ωを算出する。

補正値演算部２０には、非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*と、γ軸電流ｉ_γｓと
、δ軸電流ｉ_δｓと、回転子電気角周波数ω_ｒｅと、電源角周波数ωとが入力される。補正値演算部２０は、δ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*と、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、
回転子電気角周波数ω_ｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒを算出する。

なお、すべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の詳細については後述する。

電流センサ２１は、ｕ相、ｖ相及びｗ相の三相のうち少なくとも二相の電流(例えばｕ
相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ)を検出する。座標変換部１８には、ＡＤ変換部２３を通して
サンプリングしたｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓが入力される。

磁極位置検出部２２は、回転子位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスを出力し、出力されたパルスは、パルスカウンタ２４に入力される。このパルスカウンタ２４を通じて、回転子機械角度θ_ｒｍが出力される。

角速度演算部２５は、パルスカウンタ２４から入力された回転子機械角度θ_ｒｍに基づいて、その時間変化率より回転子機械角速度ω_ｒｍと、モータ極対数ｐを乗じた回転子電気角周波数ω_ｒｅとを算出する。

図２は、すべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロック図である。一般に、直交２軸座標系（γδ軸）における誘導モータの伝達特性は、数７の状態方程式で示される（モータモデル）。また、モータトルクＴは、数８で示される。同数式において、Ｒは抵抗値、Ｌ，Ｍは自己インダクタンス及び相互インダクタンス、φは磁束、σは漏れ係数、ｓはラプラス演算子、ｐはモータ極対数である。

すべり角周波数ω_ｓｅを、数９に示すように、比率（δ軸電流ｉ_δｓ／γ軸成分の回転子磁束φ_γｒ）に比例して制御することで、回転子磁束が、δ軸（トルク軸）と直交するγ軸（磁束軸）方向を向くこととなる。すなわち、軸ズレゼロ、つまりδ軸成分の回転子磁束φ_δｒがゼロの状態となり（φ_δｒ＝０）、ベクトル制御が成立する。

この場合、誘導モータの伝達特性は、数１０のように簡素化された３次の状態方程式で扱うことができる。また、モータトルクＴも簡素化されて、数１１に示す通りとなる。

上述したように、ベクトル制御が成立している場合、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒがゼロ、モータトルクＴも数１１となる。しかし、回転子抵抗値Ｒ_ｒが温度変動によってノミナル値から乖離すると、すべり角周波数ω_ｓｅにもずれが生じ、その結果、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒがゼロではなくなる（φ_δｒ≠０）。そのため、モータトルクＴは数８となり、トルク変動が生じることとなる。

そこで、補正値演算部２０は、δ軸電圧としてのδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*と、γ軸電流
ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、回転子電気角周波数ω_ｒｅ、電源角速度ωに基づいて、数１２によってδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定する。ここで、「φ^＾ _δｒ」は回転子磁束φ_δｒの推定値を示す）。

そして、補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒを算出する。この回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒにより、すべり角周波数制御部１９における回転子抵抗値Ｒ_ｒが補正され、結果として、すべり角周波数ω_ｓｅも補正されることとなる。

すべり角周波数制御部１９は、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒと、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓとに基づいて、数１３からすべり角周波数ω_ｓｅを算出する。ここで、数１２に示すγ軸成分の回転子磁束φ_γｒは、式１０の第３行から、γ軸電流ｉ_γsに一次遅れを
施すことで求めることができる（数１４）。

すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ω_ｒｅにすべり角周波数ω_seを加算した値を電源角周波数（電源角速度）ωとして算出する。すべり角周波数制御を実施することで、モータトルクＴは、γ軸成分の回転子磁束φ_γｒ（φ_γｒ∝ｉ_γｓ）と、δ軸電流ｉ_δｓとの積に比例する。

以下、γ軸電圧を用いてδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定する手法と、δ軸電圧を用いてδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定する本実施形態とを比較する。γ軸電圧は、すべり角周波数ω_ｓｅを変化させたときの電圧変化量が少ないという特徴がある。そのため、誘導モータの個体ばらつきによって固定子側自己インダクタンスＬ_ｓ、回転子側自己インダクタンスＬ_ｒ、相互インダクタンスＭに誤差がある場合（以下「インダクタンス誤差」という）、その電圧変動特性が変化することで、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒをゼロにすることができるすべり角周波数ω_ｓｅが存在しなくなることがある。これにより、操作量であるすべり角周波数ω_ｓｅが飽和して制御が不安定となる可能性がある。

図３は、温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値Δω_ｓｅと、γ軸電圧のノミナル値ｖ_γｓ’からの変化量との関係を示す説明図である。同図において、線Ｌ１は、インダクタンス誤差がない場合の関係を示す。このケースでは、すべり角周波数補正値Δω_ｓｅがゼロの状態で、γ軸電圧のノミナル値ｖ_γｓ’からの変化量がゼロとなる（ｖ_γｓ’＝０）。その結果、回転子磁束φ_δｒがゼロとなる。

一方、インダクタンス誤差がある場合、線Ｌ２や線Ｌ３のような特性になる。線Ｌ２はインダクタンス誤差が−３％の場合の関係を示す。このケースでは、矢印Ａで示すように、適当なすべり角周波数補正値Δω_ｓｅを選択することで、γ軸電圧をノミナル値ｖ_γｓ’に補正することは可能である（ｖ_γｓ’＝０）。これに対して、線Ｌ３は、インダクタンス誤差が＋３％の場合の関係を示す。このケースでは、どのようなすべり角周波数補正値Δω_ｓｅを選択しても、γ軸電圧をノミナル値にすることができない。つまり、回転子磁束φ_δrをゼロにするこができず、操作量であるすべり角周波数ω_ｓｅが飽和して制御
が不安定となる。

図４は、回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示している。同図に示す結果は、γ軸電圧を用いてδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定し、これを利用してすべり角周波数ω_ｓｅを補正したものである。同図において、左側は上から、γ軸電流ｉ_γｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、δ軸電流ｉ_δｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、γ軸電圧ｖ_γｓ（Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、δ軸電圧ｖ_δｓ（Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、電圧ベクトルｖ_ｓ（Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）である。また、右側は上から、δ軸成分の回転子磁束推定値φ^δｒ（Ｌｂ１，Ｌ
ｂ２：実値）、回転子抵抗Ｒ_ｒ（Ｌａ：目標値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、回転子温度Ｔｍ_ｒ、すべり角周波数ω_ｓｅ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）、モータトルクＴ（Ｌａ：指令値、Ｌｂ１，Ｌｂ２：実値）である。同図における各データにおいて横軸は時間である。また、実値Ｌｂ１は、インダクタンス誤差がない場合のデータを示し、実値Ｌｂ２は、インダクタンス誤差がある場合のデータを示す。

同図に示すように、インダクタンス誤差がある場合には、δ軸成分の回転子磁束推定値φ^δｒがゼロにならない。このため、すべり角周波数ω_ｓｅが飽和し、制御が不安定と
なるおそれがある。

これに対して、本実施形態に係る三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数ω_ｒｅに同期して回転する直交γδ軸座標系に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いるものである。この制御装置１０は、三相交流誘導モータ１の回転子磁束がγ軸方向を向くように、すべり角周波数ω_ｓｅを演算するすべり角周波数制御部１９と、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧に基づいて、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定し、当該推定したδ軸成分の回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロとなるようにすべり角周波数ω_ｓｅを補正する補正値演算部（補正部）２０と、を有している。

δ軸電圧を用いる手法は、すべり角周波数ω_ｓｅを変化させたときの電圧変化量が大きいという特徴がある。したがって、インダクタンス誤差が含まれて電圧変動特性が変化した場合にも、すべり角周波数ω_ｓｅの補正量を変化させることで、δ軸電圧のノミナル値ｖ_δｓ’からの変化量をゼロにできる（ｖ_δｓ’＝０）。換言すれば、推定した回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロにすることができるすべり角周波数ω_ｓｅが存在することとなる。これにより、操作量であるすべり角周波数ω_ｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。

図５は、温度のノミナル値におけるすべり角周波数補正値Δω_ｓｅと、δ軸電圧のノミナル値ｖ_δｓ’からの変化量との関係を示す説明図である。同図において、線Ｌ１は、インダクタンス誤差がない場合の関係を示し、線Ｌ２は、インダクタンス誤差が−３％の場合の関係を示し、線Ｌ３はインダクタンス誤差が＋３％の場合の関係を示す。いずれにケースについても、すべり角周波数ω_ｓｅを補正することで、δ軸電圧のノミナル値ｖ_γｓ’となるδ軸電圧が存在する。

ここで、本実施形態において、三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、トルク指令値Ｔ^*に基づいてγ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*とδ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*とを算出する電流指令値
演算部１２と、三相交流誘導モータ１のγ軸電流ｉ_γｓがγ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*に追従
するように、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^**を算出する磁束電流制御部１３と、三相交流誘導モータ１のδ軸電流ｉ_δｓがδ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*に追従するように、δ軸電圧指令値ｖ
_δｓ ^**を算出するトルク電流制御部１４と、γ軸及びδ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}，ｖ_δｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}をγ軸とδ軸とについて算出し
、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^**及びδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**を非干渉電圧非干渉電圧ｖ_γｓ ^*
_{＿ｄｃｐｌ}，ｖ_δｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}でそれぞれ補正する非干渉制御部１５と、をさらに有し
ている。この場合、補正値演算部２０は、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧として非干渉制御部１５による補正後のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*を用い、当該δ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*と、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、回転子電気角周波数ω_ｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定している。

図６は、回転子温度が想定したノミナル値から大きく乖離している状態でのシミュレーション結果を示すものである。同図に示す結果は、δ軸電圧として非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*を用いてδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定する手法を利用してすべり
角周波数ω_ｓｅを補正したものである。同図において、左側は上から、γ軸電流ｉ_γｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）、δ軸電流ｉ_δｓ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）、γ軸電圧ｖ_γｓ（Ｌｃ：実値）、δ軸電圧ｖ_δｓ（Ｌｃ：実値）、電圧ベクトルｖ_ｓ（Ｌｃ：実値）である。また、右側は上から、δ軸成分の回転子磁束推定値φ^δｒ（Ｌｃ：実値）、
回転子抵抗Ｒ（Ｌａ：目標値、Ｌｃ：実値）、回転子温度Ｔｍ_ｒ、すべり角周波数ω_ｓｅ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）、モータトルクＴ（Ｌａ：指令値、Ｌｃ：実値）である。同図における各データにおいて横軸は時間である。また、実値Ｌｃは、インダクタンス誤差がある場合のデータを示している。

δ軸電圧として非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*を用いることで、インダクタン
ス誤差があったとしてもすべり角周波数ω_ｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。また、非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*を用いることで
、電流指令値を利用する方式、実電流を利用する方式、マップを利用する方式といった幅広い構成の非干渉制御に対応することができる。

図７は、本実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロック図である。上述した実施形態では、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒを通じてすべり角周波数ω_ｓｅを補正している。しかしながら、補正値演算部２０は、すべり角周波数補正値Δω_ｓｅを用いてすべり角周波数ω_ｓｅを補正してもよい。

具体的には、補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、すべり角周波数補正値Δω_ｓｅを算出する。そして、このすべり角周波数補正値Δω_ｓｅを通じて、すべり角周波数ω_ｓｅを補正する。

すべり角周波数制御部１９は、すべり角周波数補正値Δω_ｓｅと、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓとに基づいて、数１５からすべり角周波数ω_ｓｅを算出する。

このような手法であっても、すべり角周波数ω_ｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。

（第２の実施形態）
図８は、本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態に係る電動機の制御装置１０が第１の実施形態と相違する点は、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒの推定方法である。なお、第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下相違点を中心に説明を行う。

図９は、すべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロッ
ク図である。本実施形態において、補正値演算部２０には、トルク電流制御部１４から出力された非干渉制御前のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**と、δ軸電流ｉ_δｓと、回転子電気角周波数ω_ｒｅと、電源角周波数ωとが入力されている。補正値演算部２０は、非干渉制御前のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**と、δ軸電流ｉ_δｓと、回転子電気角周波数ω_ｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、数１６によってδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定する。

補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒを算出する。この回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒにより、すべり角周波数制御部１９における回転子抵抗値Ｒ_ｒが補正され、結果として、すべり角周波数ω_ｓｅも補正されることとなる。

すべり角周波数制御部１９は、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒと、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓとに基づいて、数１３からすべり角周波数ω_ｓｅを算出する。そして、すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ω_ｒｅにすべり角周波数ω_seを加算した値を電源角周波数ωとして算出する。すべり角周波数制御を実施することで、モータトルクＴは、γ軸成分の回転子磁束φ_γｒ（φ_γｒ∝ｉ_γｓ）と、δ軸電流ｉ_δｓとの積に比例する。

このように本実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、δ軸電圧を用いるため、すべり角周波数ω_ｓｅを変化させたときの電圧変化量が大きいという特徴がある。したがって、インダクタンス誤差が含まれてその電圧変動特性が変化した場合にも、すべり角周波数ω_ｓｅの補正量を変化させることで、δ軸電圧のノミナル値ｖ_δｓ’からの変化量をゼロにできる（ｖ_δｓ’＝０）。換言すれば、推定した回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロにすることができるすべり角周波数ω_ｓｅが存在することとなる。これにより、操作量であるすべり角周波数ω_ｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。

また、本実施形態において、制御装置１０は、トルク指令値Ｔ^*に基づいてγ軸電流指
令値ｉ_δｓ ^*とδ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*とを算出する電流指令値演算部１２と、三相交流誘導モータ１のγ軸電流ｉ_γｓがγ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*に追従するように、γ軸電圧指令
値ｖ_γｓ ^**を算出する磁束電流制御部１３と、三相交流誘導モータ１のδ軸電流ｉ_δｓがδ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*に追従するように、δ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**を算出するトルク電
流制御部１４と、γ軸及びδ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_γｓ ^*
_{＿ｄｃｐｌ}，ｖ_δｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}をγ軸とδ軸とについて算出し、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^**及びδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**を非干渉電圧非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{＿ｄｃｐｌ}，ｖ_δｓ ^* _{＿ｄ
ｃｐｌ}でそれぞれ補正する非干渉制御部１５と、をさらに有している。この場合、補正値演算部２０は、三相交流誘導モータ１のδ軸電圧としてトルク電流制御部１４において演算されたδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**を用い、当該δ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**と、δ軸電流ｉ_δｓと、回転子電気角周波数ω_ｒｅと、電源角周波数ωとに基づいて、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定している。

非干渉制御部１５が実電流をフィードバックし、かつ、数１乃至数３で示す演算式を用いる本ケースでは、δ軸電圧として補正前のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^**を用いることで、インダクタンス誤差があったとしてもすべり角周波数ω_ｓｅが飽和することを抑制することができる。これにより、安定した制御を行うことが可能となる。また、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定する場合においてもその演算量が少なく、低負荷なシステムを実現することができる。

図１０は、本実施形態における変形例としてのすべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の構成を模式的に示すブロック図である。上述した実施形態では、回転子抵抗補正値ΔＲ_ｒを通じてすべり角周波数ω_ｓｅを補正している。しかしながら、補正値演算部２０は、すべり角周波数補正値Δω_ｓｅを用いてすべり角周波数ω_ｓｅを補正してもよい。

具体的には、補正値演算部２０は、推定したδ軸成分の回転子磁束φ^＾ _δｒがゼロになるようにＰＩ制御を行い、すべり角周波数補正値Δω_ｓｅを算出する。そして、このすべり角周波数補正値Δω_ｓｅを通じて、すべり角周波数ω_ｓｅを補正する。

すべり角周波数制御部１９は、すべり角周波数補正値Δω_ｓｅと、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓとに基づいて、数１５からすべり角周波数ω_ｓｅを算出する。

このような手法であっても、すべり角周波数ω_ｓｅが飽和することがないので、安定した制御を行うことが可能となる。

以上、本発明の実施形態にかかる電動機の制御装置について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されることなく、その発明の範囲内において種々の変形が可能であることはいうまでもない。電動機の適用は、電気自動車のみならず電動機を駆動源として搭載する各種の車両や、それ以外のものであってもよい。

１ 三相交流誘導モータ
２ 電源
１０ 制御装置
１１ インバータ
１２ 電流指令値演算部
１３ 磁束電流制御部
１４ トルク電流制御部
１５ 非干渉制御部
１６ 座標変換部
１７ ＰＷＭ変換部
１８ 座標変換部
１９ すべり角周波数制御部
２０ 補正値演算部
２１ 電流センサ
２２ 磁極位置検出部
２３ ＡＤ変換部
２４ パルスカウンタ
２５ 角速度演算部
２６ 変換用角度部

Claims (3)

1. 電動機の固定子に流す交流電流を電源角周波数に同期して回転する直交二軸座標系である磁束軸及びトルク軸に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いた電動機の制御装置において、
   前記電動機の回転子磁束が磁束軸方向を向くように、すべり角周波数を演算するすべり角周波数制御部と、
   前記電動機のトルク軸電圧に基づいてトルク軸成分の回転子磁束を推定し、当該推定したトルク軸成分の回転子磁束がゼロとなるように前記すべり角周波数を補正する補正部と、
   を有することを特徴とする電動機の制御装置。
2. トルク指令値に基づいて、磁束軸電流指令値とトルク軸電流指令値とを算出する電流指令値演算部と、
   前記電動機の磁束軸電流が前記磁束軸電流指令値に追従するように、磁束軸電圧指令値を算出する磁束電流制御部と、
   前記電動機のトルク軸電流が前記トルク軸電流指令値に追従するように、トルク軸電圧指令値を算出するトルク電流制御部と、
   磁束軸及びトルク軸間の干渉電圧を相殺するための非干渉電圧を磁束軸とトルク軸とについて算出し、前記磁束軸電圧指令値及び前記トルク軸電圧指令値を前記非干渉電圧でそれぞれ補正する非干渉制御部と、をさらに有し、
   前記補正部は、前記電動機のトルク軸電圧として前記非干渉制御部による補正後のトルク軸電圧指令値を用い、当該トルク軸指令値と、磁束軸電流と、トルク軸電流と、回転子電気角周波数と、電源角周波数とに基づいて、前記トルク軸成分の回転子磁束を推定することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
3. トルク指令値に基づいて、磁束軸電流指令値とトルク軸電流指令値とを算出する電流指令値演算部と、
   前記電動機の磁束軸電流が前記磁束軸電流指令値に追従するように、磁束軸電圧指令値を算出する磁束電流制御部と、
   前記電動機のトルク軸電流が前記トルク軸電流指令値に追従するように、トルク軸電圧指令値を算出するトルク電流制御部と、
   磁束軸及びトルク軸間の干渉電圧を相殺するための非干渉電圧を磁束軸とトルク軸とについて算出し、前記磁束軸電圧指令値及び前記トルク軸電圧指令値を前記非干渉電圧でそれぞれ補正する非干渉制御部と、をさらに有し、
   前記補正部は、前記電動機のトルク軸電圧として前記トルク電流制御部において演算されたトルク軸電圧指令値を用い、当該トルク軸電圧指令値と、トルク軸電流と、回転子電気角周波数と、電源角周波数とに基づいて、前記トルク軸成分の回転子磁束を推定することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。