JP2015164108A - 誘導加熱用高周波インバータ - Google Patents

Abstract

【課題】誘導加熱負荷が低抵抗率・非磁性金属である場合に、高効率に電力供給可能な小型軽量化の分割ワークコイルの誘導加熱用高周波インバータを提供する。【解決手段】直流電源回路と、２個のスイッチング素子が直接接続される２組の上下アームを有するインバータと、各上下アームの出力端子に接続された１つの被加熱物を誘導加熱する２個のワークコイルと、各上下アームが互いに並列に接続して電源回路に並列接続されると共に、各ワークコイルを介して接続され、各ワークコイルの接続点と直流電源の負極側との間に接続された共振コンデンサと、各々の上下アームをハーフブリッジ方式のインバータとして動作させると共に、各ワークコイルが共振インダクタとして用いられ、ワークコイルに流れる共振電流の位相差角を制御し、基準相をスイッチング素子のオン・オフ動作周期より長い周期で入れ替える位相シフトパターンに基づくインバータ制御手段を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、分割ワークコイルを有する誘導加熱（ＩＨ）電磁装置において、アルミニウムや銅など低抵抗率・非磁性加熱物体を対象とする高周波インバータに関するものである。

従来から、高周波インバータは、スイッチング素子としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴで構成されるパワー半導体スイッチを用いて、高周波ゲート信号によってスイッチ動作させることによりＩＨ負荷（ワークコイル）に高周波電流を供給する。ワークコイルに供給される誘導加熱電力は、ワークコイルに流れる電流の周波数の平方根に比例するため、スイッチング周波数の高周波化を行って、誘導加熱用高周波インバータの高効率化，高性能化を図っている。特に、誘導加熱負荷が低抵抗率・非磁性金属（例えば、銅、非磁性ステンレス、アルミニウムなど）の場合は、抵抗率が極めて小さいことから、誘導加熱負荷に生じる熱は小さくなるために、ワークコイルの電流の周波数を大きくする必要がある。

しかし、高周波化と共にスイッチング損失の顕在化が問題となる。スイッチング損失は、スイッチのオン・オフ動作時の電圧と電流の過渡的な重なり期間に起因するもので、スイッチがオンした時に、電圧が印加した状態で電流が流れ、電流と電圧の積の電力損失となるものである。スイッチング損失はエネルギーの損失につながり、素子破壊をもたらすことに加えて、冷却装置の大型化も引き起こし、回路の小型・軽量化、高電力密度化を阻害する。スイッチング損失を抑制策として、種々のソフトスイッチング技術が研究されている（例えば、特許文献１〜２を参照。）。

本発明者らは、既に、低スイッチング損失を図るべく、短絡から開放までパワー半導体スイッチによるソフトスイッチングが可能で、誘導加熱負荷がオールメタル（低抵抗率・非磁性金属のアルミニウムや銅を含む）に対応でき、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が可能な高周波インバータを提案した（特許文献３）。
本発明者らが提案した高周波インバータは、１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列接続された共振タンクを介して、それぞれの接続中点を接続し、それぞれの共振タンクの接続点と直流電源の負極側との間に加熱負荷ユニットを接続するものである。そして、各インバータユニットの接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトル（電流フェーザ）の位相差角を制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御することにより出力電力を高速かつ連続的に変化させることができる。

また、異なる材質の被加熱物に対し所望の電力を効率良く供給するとともに、特にアルミなどの非磁性の被加熱物に働く浮力を低減することができるインバータ方式の電磁誘導加熱装置が知られている（例えば、特許文献４を参照）。特許文献４に開示される装置では、リレースイッチを投入するより、高周波電流発生部をフルブリッジインバータとして利用して、鉄など磁性体を加熱する際により高い電圧がワークコイルにかかる仕組みを備えている。
しかしながら、特許文献４に開示される装置の場合、リレースイッチを開放する際（すなわち非磁性体または低抵抗率・非磁性金属を加熱する際）、２つのワークコイルの電流に位相差９０°をあえて生じさせている。これは、軽量金属の場合に、ワークコイルから金属へと伝わる浮力（ローレンツ力）を軽減するためであり、常時９０°位相を設け、被加熱物への電力供給は殆ど一方のワークコイルにより供給している。そのため、実用上、温度不均一（加熱むら）が現れるという問題がある。

特開昭６０−１７２１９３号公報 特開昭６２−１５７９５号公報 特開２０１３−１１５０１７号公報 特開２０１０−８０３５６公報

本発明者は、上記提案中の高周波インバータを基に、単一インバータから分割ワークコイルに対して高効率に電力供給できると共に、加熱むらを軽減でき、装置の小型・軽量化を図れる回路を発案した。
すなわち、本発明は、分割ワークコイルを有する誘導加熱（ＩＨ）電磁調理装置において、誘導加熱負荷がアルミニウムや銅を含む低抵抗率・非磁性金属である場合においても、高効率に電力供給可能な小型・軽量化の分割ワークコイルの誘導加熱用高周波インバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、下記１）〜５）を備える。
１）直流電圧を生成する電源回路
２）スイッチング素子が直接接続される複数の上下アームを有するインバータ
３）それぞれの上下アームの出力端子に接続される、１つの被加熱物を誘導加熱する複数のワークコイル
４）それぞれの上下アームが、互いに並列に接続して電源回路に並列接続されると共に、それぞれのワークコイルを介して接続され、それぞれのワークコイルの接続点と電源回路の負極側との間に接続された共振コンデンサ
５）それぞれの上下アームをハーフブリッジ方式のインバータとして動作させると共に、それぞれのワークコイルが共振インダクタとして用いられ、ワークコイルに流れる共振電流の位相差角を制御（以下、位相差角制御）し、基準相をスイッチング素子のオン・オフ動作周期（スイッチング周期）より長い周期で入れ替える位相シフトパターンに基づくインバータ制御手段

従来のような複数のインバータによる分割ワークコイルの個別制御ではなく、本発明では内部で相互干渉をもつ単一のインバータによって、高効率に分割ワークコイルへの高周波電流を供給して誘導加熱効率を高める。すなわち、それぞれの上下アームをハーフブリッジ方式のインバータとして動作させ、ハーフブリッジインバータから高周波電流を同時に誘導加熱負荷へ注入することにより、アルミニウムや銅などの低抵抗率・非磁性金属をより高効率に誘導加熱できる。また、ワークコイル間で発生する横流を利用して、加熱高率の改善を図り、高効率に電力供給する。
また、分割したワークコイル自体を、ハーフブリッジインバータにおける共振インダクタとして利用することにより、装置の小型軽量化、低コスト化を図る。
ここで、上記４）の共振コンデンサは、負荷力率を改善する負荷力率補償用コンデンサとしても用いられる。複数のワークコイル（分割ワークコイル）を流れる電流は、１つの被加熱物に対して渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる。

本発明の誘導加熱用高周波インバータにおいて、被加熱物に対する出力電力が所定閾値以下の場合、スイッチング素子のスイッチング周期よりも長い周期で、それぞれの上下アームを、パルス密度変調（ＰＤＭ；Pulse Density Modulation）を用いて交互に動作させる単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御手段を、さらに備えることが好ましい。
出力制御としてそれぞれのワークコイルに流れる共振電流の位相差角制御に加えて、単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御手段を設けることにより、分割ワークコイル間の相互干渉と加熱むらの問題を軽減することができる。「単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御」とは、従来から知られた高周波インバータの「時分割制御」とは意味合いが異なり、オン・オフ動作周期（スイッチング周期）よりも長い周期にて交互に入れ替わり、単独で動作する第１、第２上下アーム（レッグ）それぞれにおける５０％オン時比率のスイッチング動作をパルス密度変調（ＰＤＭ）にて行うものである。

被加熱物に対する出力電力が所定閾値以下の場合とするのは、高出力設定ではスイッチング素子（パワー半導体スイッチなど）間の駆動タイミングの位相差を設ける位相差角制御を行うが、低出力時には各々のスイッチング素子（パワー半導体スイッチなど）に接続されたワークコイル間に流れる横流によって電力ロスが顕在化する。このため、出力電力が所定閾値以下の低出力設定では、１組ずつ高周波スイッチングさせる単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御によって、低出力時に顕在化するワークコイル間の電流実効値の差を改善し、かつ共振インダクタの振幅値の上昇を抑え、分割ワークコイルの実効電流の平衡をとりながら出力電力を調整して、より高効率化を実現する。

また、本発明の誘導加熱用高周波インバータにおける共振コンデンサは、同容量の複数コンデンサが並列に接続されてもよい。１個の共振コンデンサで実現する場合のコンデンサ容量をＣ_０とすると、Ｎ個（Ｎは２以上）の上下アームの場合、Ｎ個のコンデンサが並列に接続され、各々のコンデンサの容量はＣ_０の１／Ｎ倍に設定する。

また、本発明の誘導加熱用高周波インバータのそれぞれの上下アームにおいて、下段のスイッチング素子と並列にゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続され、それぞれの上下アームの出力端子に接続されたワークコイル（共振インダクタ）による部分共振によって、各スイッチング素子がＺＶＳにて転流し得ることが好ましい。
ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタによって、スイッチング素子（パワー半導体スイッチなど）をゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作させ、低損失および低ノイズ化を実現する。すなわち、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタと、上下アームの出力端子に接続されたワークコイル（共振インダクタ）による部分共振によって、スイッチング素子がＺＶＳにて転流できるようになるのである。

本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、下記１）〜５）を備えるものとして提供される。
１）直流電圧を生成する電源回路
２）第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続した第１の上下アームと、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１ワークコイルとを備えた第１インバータユニット
３）第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続した第２の上下アームと、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２ワークコイルとを備えた第２インバータユニット
４）第１インバータユニットと第２インバータユニットが、互いに並列に接続して前記電源回路に並列接続されると共に、第１ワークコイル及び第２ワークコイルを介して第１接続中点と第２接続中点が接続され、第１ワークコイルと第２ワークコイルの接続点と電源回路の負極側との間に接続された共振コンデンサ
５）第１，第２の上下アームをそれぞれハーフブリッジ方式のインバータとして動作させると共に、第１ワークコイル及び第２ワークコイルが、１つの被加熱物を誘導加熱する分割ワークコイルとして用いられ、各ワークコイルが共振インダクタとして働き、各ワークコイルに流れる共振電流の位相差角を制御し、スイッチング素子のスイッチング周期より長い周期で、第１，第２の上下アームを基準相と制御相を入れ替えて交互に動作させる位相シフトパターンに基づくインバータ制御手段

１つの誘導加熱（ＩＨ）負荷に対して、２系統のハーフブリッジ方式のインバータを備え、それぞれの瞬時電流ベクトルの相互位相を制御することにより、分割ワークコイルに流れる瞬時電流ベクトルを位相差角制御して、ＩＨ負荷に与える電力を設定できるようにする。

また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータにおいて、第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバコンデンサが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバコンデンサが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバコンデンサを用いることにより、スイッチ素子の切換時の過大電圧を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。

本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータにおけるインバータ制御手段は、以下のａ）〜ｄ）の制御を行うものである。
ａ）第２スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第１スイッチをオンする。
ｂ）その後、第４スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第３スイッチをオンする。
ｃ）その後、第１スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第２スイッチをオンする。
ｄ）その後、第３スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第４スイッチをオンする。そしてａ）〜ｄ）の制御を繰り返す。

上記ａ）〜ｄ）のステップを高速に行うことにより、異なる動作モードが実現でき、分割ワークコイルに流れる瞬時電流ベクトルを位相差角制御できる。

本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、分割ワークコイルを有する誘導加熱（ＩＨ）電磁調理装置において、パワー半導体スイッチのソフトスイッチング方式を採用して低スイッチング損失を図り、かつ、ワークコイルに流れる電流容量を増大させることにより、誘導加熱負荷がアルミニウムや銅を含む低抵抗率・非磁性金属である場合においても、高効率かつ効果的に電力供給できるといった効果がある。
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、ワークコイルと共振インダクタを共用化することにより、装置の小型・軽量化を図ることができる。

実施例１の誘導加熱用高周波インバータの主回路構成図（１） 実施例１の誘導加熱用高周波インバータの主回路構成図（２） 実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作波形チャート 各動作モードの説明図 実施例１の誘導加熱用高周波インバータにおけるインバータ制御の説明図 実施例１の誘導加熱用高周波インバータの電力制御特性図 実施例２の誘導加熱用高周波インバータにおける単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御の説明図 単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御を行った場合の電力制御特性図 実施例３の誘導加熱用高周波インバータの主回路構成図 実施例４の誘導加熱用高周波インバータの主回路構成図

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。

（回路構成）
図１に、実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。図１に示す回路全体が高周波インバータを示し、直流電圧を生成する電源回路２と、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１と、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２と、被加熱物を含む共振負荷回路１を有する。１組（２個）の上下アーム（ハーフブリッジレッグ）は共に、それぞれＩＧＢＴから成るパワー半導体スイッチが直列接続され、かつ、パワー半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。

具体的には、図１に示すように、被加熱物（図において、ジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路で表す）に対して、アクティブスイッチＱ_１，Ｑ_２による上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１及びアクティブスイッチＱ_３，Ｑ_４による上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２のそれぞれの中点から相互結合を持つ分割ワークコイルＬ_１，Ｌ_２を接続し、直列共振および負荷力率調整用キャパシタＣ_０を共有する構造である。

より詳しくは、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１は、第１スイッチ（Ｓ_１）と第２スイッチ（Ｓ_２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ_１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ_１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ_２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ_２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ_１）と第２スイッチング素子（Ｑ_２）の接続中点ａには、第１ワークコイル（第１共振インダクタ）Ｌ_１が分岐して接続されている。
また、第２スイッチ（Ｓ_２）に並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタ（Ｃ_Ｓ１）が設けられている。ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ（Ｃ_Ｓ１）により、第１スイッチ（Ｓ_１）及び第２スイッチ（Ｓ_２）の切換時の過大電圧を防ぎ、各スイッチをゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）にて転流させて、低スイッチング損失を図る。

同様に、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２は、第３スイッチ（Ｓ_３）と第４スイッチ（Ｓ_４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ_３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ_３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ_４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ_４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ_３）と第４スイッチング素子（Ｑ_４）の接続中点ｂには、第２ワークコイル（第２共振インダクタ）Ｌ_２が分岐して接続されている。
また、第４スイッチ（Ｓ_４）に並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタ（Ｃ_Ｓ２）が設けられている。ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ（Ｃ_Ｓ２）により、第３スイッチ（Ｓ_３）及び第４スイッチ（Ｓ_４）の切換時の過大電圧を防ぎ、各スイッチをゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）にて転流させて、低スイッチング損失を図る。

第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１と第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖ_ｉｎ（電源電圧をＶ_ｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１と第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２は、第１ワークコイル（第１共振インダクタ）Ｌ_１及び第２ワークコイル（第２共振インダクタ）Ｌ_２をブリッジとして接続中点ａと接続中点ｂが接続されている。

一方、共振負荷回路１は、第１ワークコイル（第１共振インダクタ）Ｌ_１及び第２ワークコイル（第２共振インダクタ）Ｌ_２と、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_３）と、ワークコイル間の接続点と電源回路の負極側との間に接続された共振コンデンサＣ_０から構成される。
誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_３は、第１ワークコイル（第１共振インダクタ）Ｌ_１及び第２ワークコイル（第２共振インダクタ）Ｌ_２を流れる電流（ｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２）によって、加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路（ＲＬ直列回路）として示されている。
また、共振コンデンサＣ_０は、誘導加熱負荷である加熱ユニットの力率を補償する負荷力率補償用コンデンサとしても用いられる。

実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振インダクタとして働くワークコイル（Ｌ_１，Ｌ_２）と共振コンデンサ（Ｃ_０）の共振周波数ｆ_ｒより高い動作周波数ｆ_ｓ（＞ｆ_ｒ）で遅れ位相電流動作させることにより、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御する。これにより、誘導加熱負荷（ＩＨ Ｌｏａｄ）に流れる出力電流ｉ_ｏを制御し、出力電力を広範囲に高速かつ連続的に変化させる。

図１に示す回路構成図は、高周波トランスモデルによる主回路構成図であるが、第１ワークコイル（第１共振インダクタ）Ｌ_１及び第２ワークコイル（第２共振インダクタ）Ｌ_２を渦形の分割ワークコイルとして表したものを図２に示す。図２では、図１において加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路（ＲＬ直列回路）として表していたものを、蓋付き鍋の模式図として表している。
ここで、分割ワークコイルを用いる利点について説明する。アルミニウムや銅などの低抵抗率・非磁性体の加熱負荷の場合、ワークコイルの端部に発生する電圧が数キロボルトに膨れ上がることが想定される。そのため、２つ以上に分割することでワークコイル端部の高電圧化を回避でき、またワークコイルに発生する磁束の均一化を図ることができる。さらに、分割ワークコイルにおける各ワークコイルの制御の切り替えにより、加熱対象物の形状・大きさに合わせて加熱部位を選択するなど電力の無駄を軽減できる。

（回路動作）
次に、図１に示す回路構成の回路動作について図３を参照して説明する。
図３に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの理論動作波形を示す。実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作は、後述する１２の動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、図３に示すように、時間の経過に従って、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１及び第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２の第１スイッチ（Ｓ_１）〜第４スイッチ（Ｓ_４）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ_０〜ｔ_１２の区間において、１サイクル分の高周波電力変換動作を行い、この高周波電力変換サイクルを繰り返すことによって高周波電力変換を行う。
以下、ｔ_０〜ｔ_１２の各区間（ｔ_ｎ〜ｔ_ｎ＋１；ｎ＝０〜１１）における実施例１の誘導加熱用高周波インバータの１２の動作モードについて説明する。

＜モード１：区間ｔ_０〜ｔ_１＞
図３の区間ｔ_０〜ｔ_１における動作モードを説明する。前回のサイクルの区間ｔ_１１〜ｔ_１２において、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１の第１スイッチ（Ｓ_１）はオン状態で、第２スイッチ（Ｓ_２）がオフ状態である。また、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２の第３スイッチ（Ｓ_３）がオン状態で、第４スイッチ（Ｓ_４）がオフ状態である。第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２の逆並列ダイオード（Ｄ_３）が導通状態である。
上記の状態で、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２の逆並列ダイオード（Ｄ_３）がオフに切り替わると、区間ｔ_０〜ｔ_１の動作モードに移行する。
区間ｔ_０〜ｔ_１の動作モードでは、図４（１）の電流経路図に示すように、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１の第１スイッチ（Ｓ_１）はオン状態であり、電源（Ｖ_ｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ_１）−直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_０）で閉ループ回路を形成し、電流ｉ_Ｌ１が流れる共振電流ループができる。また、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２の第３スイッチ（Ｓ_３）はオン状態であり、電源（Ｖ_ｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ_３）−直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）で閉ループ回路を形成し、電流ｉ_Ｌ２が流れる共振電流ループができる。
ここで、第１スイッチ（Ｓ_１）及び第３スイッチ（Ｓ_３）の両端電圧は、図３のＶ_Ｑ１，Ｖ_Ｑ３に示すように共に０（Ｖ）になり、接続中点ａと接続中点ｂは共にＶ_ｉｎ（ｖ）となる。さらに、モデリングしている高周波トランスの３巻線の巻数比を１：１：１と想定すると、全てのモードにおいて、誘導加熱負荷に流れる電流ｉ_ｏは、ｉ_ｏ＝ｉ_Ｌ１＋ｉ_Ｌ２となる。

＜モード２：区間ｔ_１〜ｔ_２＞
モード１の状態から、第１スイッチ（Ｓ_１）をオフに切り替えてモード２に遷移することにより、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１の状態が変化する。すなわち、図４（２）の等価回路に示すように、第１スイッチ（Ｓ_１）をオフすることにより、主としてワークコイルＬ_１とコンデンサＣ_Ｓ１による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）が生じ、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２のＺＶＳを実現する。すなわち、第１スイッチ（Ｓ_１）がオン状態、かつ、第２スイッチ（Ｓ_２）がオフ状態から、第１スイッチ（Ｓ_１）のゲートがオフされると、上記の部分共振により電源電圧Ｖ_ｉｎまで充電されていた第２スイッチング素子（Ｑ_２）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣ_Ｓ１の電圧Ｖ_Ｑ２は緩やかに（共振状）に下降し始める。これと同時にゲートをオフした第１スイッチング素子（Ｑ_１）の端子電圧Ｖ_Ｑ１は、Ｖ_Ｑ１＝Ｖ_ＩＮ−Ｖ_Ｑ２となる。
ここで、主としてワークコイルＬ_１とコンデンサＣ_Ｓ１による部分共振としているのは、ＺＶＳの部分共振に寄与するのは、それぞれの上下アームに近い側のワークコイルだけでなく、遠い側のもう片側のワークコイルも磁気結合の作用のため関係することを考慮している。
つまり、第１スイッチング素子（Ｑ_１）の端子電圧Ｖ_Ｑ１は、ゼロレベルから緩やかに上昇する。このため、第１スイッチング素子（Ｑ_１）はゲートをオフしたことにより遮断された電流の急激な下降に反してその端子電圧が緩やかに上昇することから、電圧・電流のオーバーラップ期間が低減されるＺＶＳ動作となる。

＜モード３：区間ｔ_２〜ｔ_３＞
モード３の場合、図４（３）の等価回路に示すように、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２は、区間ｔ_０〜ｔ_１の動作モードと同様、電源（Ｖ_ｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ_３）−直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）で閉ループ回路が形成されて共振電流ｉ_Ｌ２が流れる。この電流ｉ_Ｌ２は直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）によって時間の経過と共に次第に減少する。
コンデンサＣ_Ｓ１が完全に放電されその電圧Ｖ_Ｑ２がゼロに達すると、第２スイッチ（Ｓ_２）に逆並列のダイオード（Ｄ_２）が順バイアス状態となり、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第２スイッチ（Ｓ_２）のゲートをトリガすれば、第２スイッチング素子（Ｑ_２）は、そのチャネル（電流通路）部である第２スイッチ（Ｓ_２）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、シリコンベースで約０．７ボルトである。このため、電源電圧Ｖ_ＩＮに比べて十分小さい場合は無視できる）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）であるターンオン動作が実現できる。
また、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１は、第１スイッチ（Ｓ_１）がオフされたことによって、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_０）−第２スイッチ素子（Ｑ_２）で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ１が循環するようになり、逆並列ダイオード（Ｄ_２）が導通する。

＜モード４：区間ｔ_３〜ｔ_４＞
第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１において、図４（４）に示すように、電流ｉ_Ｌ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_２）がオフする。すなわち、図４（４）に示すように、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_０）−第２スイッチ（Ｓ_２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉ_Ｌ１が反転して環流する。
第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２では、区間ｔ_０〜ｔ_３の動作モードと同様、電源（Ｖ_ｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ_３）−直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）で閉ループ回路が形成され、電流ｉ_Ｌ２が流れて電源から負荷へ電力が供給される。

＜モード５：区間ｔ_４〜ｔ_５＞
モード４の状態から、第３スイッチ（Ｓ_３）をオフに切り替えてモード５に遷移することにより、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２の状態が変化する。すなわち、図４（５）の等価回路に示すように、第３スイッチ（Ｓ_３）をオフすることにより、主としてワークコイルＬ_２とコンデンサＣ_Ｓ２による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）が生じ、スイッチング素子Ｑ_３，Ｑ_４のＺＶＳを実現する。すなわち、第３スイッチ（Ｓ_３）がオン状態、かつ、第４スイッチ（Ｓ_４）がオフ状態から、第３スイッチ（Ｓ_３）のゲートがオフされると、上記の部分共振により電源電圧Ｖ_ｉｎまで充電されていた第４スイッチング素子（Ｑ_４）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣ_Ｓ２の電圧Ｖ_Ｑ４は緩やかに（共振状）に下降し始める。これと同時にゲートをオフした第３スイッチング素子（Ｑ_３）の端子電圧Ｖ_Ｑ３は、Ｖ_Ｑ３＝Ｖ_ＩＮ−Ｖ_Ｑ４となる。
つまり、第３スイッチング素子（Ｑ_３）の端子電圧Ｖ_Ｑ３は、ゼロレベルから緩やかに上昇する。このため、第３スイッチング素子（Ｑ_３）はゲートをオフしたことにより遮断された電流の急激な下降に反してその端子電圧が緩やかに上昇することから、電圧・電流のオーバーラップ期間が低減されるＺＶＳ動作となる。

＜モード６：区間ｔ_５〜ｔ_６＞
モード６の場合、図４（６）の等価回路に示すように、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１は、区間ｔ_３〜ｔ_５の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_０）−第２スイッチ（Ｓ_２）で閉ループ回路が形成されて電流ｉ_Ｌ１が環流する。この電流ｉ_Ｌ１は直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）によって時間の経過と共に共振状に変化し、そのピーク値を越えた後に緩やかに下降する。
コンデンサＣ_Ｓ２が完全に放電されその電圧Ｖ_Ｑ４がゼロに達すると、第４スイッチ（Ｓ_４）に逆並列のダイオード（Ｄ_４）が順バイアス状態となり、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第４スイッチ（Ｓ_４）のゲートをトリガすれば、第４スイッチング素子（Ｑ_４）は、そのチャネル（電流通路）部である第４スイッチ（Ｓ_４）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、電源電圧Ｖ_ＩＮに比べて十分小さいため無視）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流ソフトスイッチング(ＺＶＺＣＳ)であるターンオン動作が実現できる。
また、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２は、第３スイッチ（Ｓ_３）がオフされたことによって、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）−第４スイッチ素子（Ｑ_４）で閉ループ回路が形成されて電流ｉ_Ｌ２が循環するようになり、逆並列ダイオード（Ｄ_４）が導通する。

＜モード７：区間ｔ_６〜ｔ_７＞
第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２において、図４（７）に示すように、電流ｉ_Ｌ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_４）がオフする。すなわち、図４（７）に示すように、電流ｉ_Ｌ２が反転して直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）−第４スイッチ（Ｓ_４）で形成される閉ループ回路で環流するようになる。
第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１では、区間ｔ_３〜ｔ_６の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_０）−第２スイッチ（Ｓ_２）で閉ループ回路が形成されて電流ｉ_Ｌ１が流れる。

＜モード８：区間ｔ_７〜ｔ_８＞
モード７の状態から、第２スイッチ（Ｓ_２）をオフに切り替えることで、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１の状態が変化する。すなわち、図４（８）の等価回路に示すように、第２スイッチ（Ｓ_２）をオフすることにより、主としてワークコイルＬ_１とコンデンサＣ_Ｓ１による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）が生じ、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２のＺＶＳを実現する。
すなわち、第２スイッチ（Ｓ_２）がオン状態、かつ、第１スイッチ（Ｓ_１）がオフ状態から、第２スイッチ（Ｓ_２）のゲートがオフされると、主としてワークコイルＬ_１とコンデンサＣ_Ｓ１による部分共振により、第２スイッチング素子（Ｑ_２）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣ_Ｓ１の電圧Ｖ_Ｑ２は緩やかな傾きを持ちながら上昇し、やがて電圧Ｖ_Ｑ２はＶ_ｉｎに達する。

＜モード９：区間ｔ_８〜ｔ_９＞
電圧Ｖ_Ｑ２がＶ_ｉｎに達すると、電圧Ｖ_Ｑ１がゼロに達し、電流ｉ_Ｌ１がゼロクロスして反転すると、第１スイッチ（Ｓ_１）に逆並列ダイオード（Ｄ_１）が順バイアス状態となり導通し、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第１スイッチ（Ｓ_１）のゲートをトリガすれば、第１スイッチング素子（Ｑ_１）は、そのチャネル（電流通路）部である第１スイッチ（Ｓ_１）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、電源電圧Ｖ_ＩＮに比べて十分小さいため無視）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）であるターンオン動作が実現できる。
第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１では、図４（９）に示すように、電流ｉ_Ｌ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_１）が導通し、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_０）−逆並列ダイオード（Ｄ_１）−電源（Ｖ_ｉｎ）で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ１が循環し、電源（Ｖ_ｉｎ）へ回生される。

＜モード１０：区間ｔ_９〜ｔ_１０＞
第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１において、図４（１０）に示すように、電流ｉ_Ｌ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_１）がオフする。すなわち、図４（１０）に示すように、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_０）−第１スイッチ（Ｓ_１）−電源（Ｖ_ｉｎ）で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ１が流れて、電源から電力が供給される状態となる。

＜モード１１：区間ｔ_１０〜ｔ_１１＞
モード１０の状態から、第４スイッチ（Ｓ_４）をオフに切り替えることで、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２の状態が変化する。すなわち、図４（１１）の等価回路に示すように、第４スイッチ（Ｓ_４）をオフすることにより、主としてワークコイルＬ_２とコンデンサＣ_Ｓ２による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）が生じ、スイッチング素子Ｑ_３，Ｑ_４のＺＶＳを実現する。
すなわち、第４スイッチ（Ｓ_４）がオン状態、かつ、第３スイッチ（Ｓ_３）がオフ状態から、第４スイッチ（Ｓ_４）のゲートがオフされると、主としてワークコイルＬ_２とコンデンサＣ_Ｓ２による部分共振により、第４スイッチング素子（Ｑ_４）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣ_Ｓ２の電圧Ｖ_Ｑ４は緩やかな傾きを持ちながら上昇し、やがて電圧Ｖ_Ｑ４がＶ_ｉｎに達する。

＜モード１２：区間ｔ_１１〜ｔ_１２＞
電圧Ｖ_Ｑ４がＶ_ｉｎに達すると、電圧Ｖ_Ｑ３がゼロに達し、電流ｉ_Ｌ２がゼロクロスして反転すると、第３スイッチ（Ｓ_３）に逆並列ダイオード（Ｄ_３）が順バイアス状態となり導通し、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第３スイッチ（Ｓ_３）のゲートをトリガすれば、第３スイッチング素子（Ｑ_３）は、そのアクティブの第３スイッチ（Ｓ_３）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、電源電圧Ｖ_ＩＮに比べて十分小さいため無視）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）であるターンオン動作が実現できる。
第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２では、図４（１２）に示すように、電流ｉ_Ｌ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_３）が導通し、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_０）−逆並列ダイオード（Ｄ_３）−電源（Ｖ_ｉｎ）で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が循環し、電源（Ｖ_ｉｎ）へ回生される。

以上の如く説明した１２のモードにて、誘導加熱負荷の高周波電力制御として、上下アームのハイサイドスイッチＱ_１／Ｑ_３とローサイドスイッチＱ_２／Ｑ_４間のゲート駆動パルスを位相シフトし、各分割ワークコイルに流れる共振電流ｉ_Ｌ１とｉ_Ｌ２の位相差角制御により、それらの瞬時合成である負荷電流ｉ_０の実効値を調整する。このとき、基準相を固定する方式と違い、スイッチング周期よりも長い別周期にてＨＢ１とＨＢ２で基準相・制御相を切り替える位相シフトパルスパターンを適用することにより、負荷電力設定値に応じて、それぞれの分割ワークコイル電流を均一化し、加熱むらを軽減することができる。従って、複数台のインバータを用いることなく、それぞれの分割ワークコイルの実効電流の制御が可能となり、部分加熱にも対応した高周波電力制御を実現することができるのである。

次に、図５を参照して、実施例１の誘導加熱用高周波インバータにおけるインバータ制御方法について説明する。図５は、上下アームのハイサイドスイッチＱ_１／Ｑ_３とローサイドスイッチＱ_２／Ｑ_４間のゲート駆動パルスパターンを示している。図５に示すように、スイッチング周期Ｔ_ＳＷよりも長い別周期Ｔ_ｓｈにてＨＢ１（スイッチＱ_１／Ｑ_２）とＨＢ２（スイッチＱ_３／Ｑ_４）とで基準相（Fixed Phase）・制御相（Controlled Phase）を切り替える。また、ハイサイドスイッチＱ_１／Ｑ_３とローサイドスイッチＱ_２／Ｑ_４間のゲート駆動パルスを、位相シフト期間（時間）（Phase Shift Interval：ｔ_φ）だけ位相差を設ける。

（インバータの特性）
次に、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと特性について、動作周波数ｆ_ｓを１００ｋＨｚとし、定格出力２．５ｋＷの条件のもとシミュレーションした結果を説明する。
図６は分割ワークコイルの電力制御特性を示す。図６（１）は基準相となる第１上下アームの出力端子に接続された分割ワークコイルの出力電流ｉ_Ｌ１の実効値Ｉ_Ｌ１を示しており、図６（２）は制御相となる第２上下アームの出力端子に接続された分割ワークコイルの出力電流Ｉ_Ｌ２の実効値を示している。

図６に示されるように、通常の基準相固定位相シフト方式（比較例）の場合、位相シフト期間に応じて決まる負荷電力Ｐ_０と共に、２つの分割ワークコイル電流の実効値Ｉ_Ｌ１とＩ_Ｌ2に差異が現れる。すなわち、図６（１）に示す基準相となる第１上下アームの出力端子に接続された分割ワークコイルの出力電流ｉ_Ｌ１の実効値Ｉ_Ｌ１は、最大負荷電力（定格出力）２．５ｋＷの時には８Ａであるのに対して、負荷電力Ｐ_０が１．５〜２．０ｋＷの時に約１０Ａと最も大きくなっており、その後、低出力に向うに従い減少する特性を持つ。また、図６（２）に示す制御相となる第２上下アームの出力端子に接続された分割ワークコイルの出力電流ｉ_Ｌ２の実効値Ｉ_Ｌ２は、最大負荷電力２．５ｋＷにおいて８ＡでありＩ_Ｌ1と一致するが、低出力に向うに従い単調に減少し、負荷電力Ｐ_０が０．５〜１．０ｋＷの時に約２Ａと最も小さくなっている。さらに、０．５ｋＷより低出力に向うに従い逆に増加する傾向をもつ。つまり、大半の出力領域にて、２つの分割ワークコイルの電流実効値Ｉ_Ｌ１とＩ_Ｌ2には大きく差が生じている。

一方、基準相・制御相の切替方式（実施例１）の場合、２つの分割ワークコイル電流の実効値Ｉ_Ｌ１とＩ_Ｌ２は全出力領域に渡りほぼ同一となる。すなわち、図６（１）に示す基準相となる第１上下アームの出力端子に接続された分割ワークコイルの出力電流ｉ_Ｌ１の実効値Ｉ_Ｌ１は、最大負荷電力（Ｐ_０＝２．５ｋＷ）から無負荷状態（Ｐ_０＝０ｋＷ）のほぼ全域で単調に減少している。また、図６（２）に示す制御相となる第２上下アームの出力端子に接続された分割ワークコイルの出力電流i_Ｌ２の実効値Ｉ_Ｌ２も同様に、最大負荷電力（Ｐ_０＝２．５ｋＷ）から無負荷状態（Ｐ_０＝０ｋＷ）のほぼ全域で単調に減少している。
このことから、基準相・制御相の切替方式（実施例１）の場合は、負荷電力Ｐ_０を調整しながらも２つの分割ワークコイル電流の実効値Ｉ_Ｌ１とＩ_Ｌ２は同一値に制御できることがわかる。これより、実施例１の誘導加熱用高周波インバータの場合、単一インバータでありながら、各分割ワークコイル電流の均一化／不均一化がともに実現可能であることが理解できる。

なお、図６から、動作周波数ｆ_ｓを１００ｋＨｚに設定してソフトスイッチング条件下で電流ベクトル（電流フェーザ）位相差を変化させた場合、０（ｋＷ）から２．５（ｋＷ）の実効電力制御が可能であり、実施例１の誘導加熱用高周波インバータを用いることにより、重負荷から軽負荷まで広い電力制御が行えることが確認できる。

実施例２の誘導加熱用高周波インバータでは、実施例１の誘導加熱用高周波インバータにおける位相差角制御に加えて、単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御を行うことにより、低出力設定における高効率な電力特性制御を実現する。
上述の如く、高出力設定ではスイッチング素子（パワー半導体スイッチなど）間の駆動タイミングの位相差を設ける位相差角制御を行うが、低出力設定に向うに従いスイッチング素子（パワー半導体スイッチなど）間の横流による電力ロスが顕在化することになる。このため、出力電力が所定閾値以下（例えば、２０％以下）の低出力設定では、１組ずつ高周波スイッチングさせる単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御によって、顕在化するスイッチング素子（パワー半導体スイッチなど）の実効電流を抑制して、かつ共振インダクタの振幅値の上昇を抑え、分割ワークコイルの実効電流の平衡ととりながら出力電力を調整して、より高効率化を実現する。

図７に示すように、単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御は、アクティブスイッチＱ_１、Ｑ_２による上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１と、アクティブスイッチＱ_３、Ｑ_４による上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２を、交互にオン・オフする（５０％オン時比率の）スイッチング動作をパルス密度変調（ＰＤＭ）で行って、それぞれの上下アームを時分割して交互に動作させる。

図８は、単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御を行った場合の電力制御特性図を示している。実施例１の場合と比べて、時分割動作制御を行った実施例２では、負荷電力Ｐ_０が０．５ｋＷから０ｋＷの範囲で、基準相となる第１上下アームの出力端子に接続された分割ワークコイルの出力電流ｉ_Ｌ１の実効値Ｉ_Ｌ１が負荷電力に比例して小さくなっていることがわかる。すなわち、位相差角制御に加えて単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御を行うことにより、効率よく電力制御が行えることになる。

図９は、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの主回路構成図を示している。実施例３の誘導加熱用高周波インバータにおける共振コンデンサは、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと異なり、同容量の２つのコンデンサが並列に接続されている。
この場合、それぞれのコンデンサ容量は、１個の共振コンデンサで実現する場合のコンデンサ容量をＣ_０とすると、Ｃ_０の１／２倍に設定される。

図１０は、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの主回路構成図を示している。実施例４の誘導加熱用高周波インバータでは、直流電圧を生成する電源回路２と、第１上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１と、第２上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２と、第３上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ３と、被加熱物を含む共振負荷回路１を有する。各々の上下アーム（ハーフブリッジレッグ）は共に、それぞれＩＧＢＴから成るパワー半導体スイッチが直列接続され、かつ、パワー半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
被加熱物に対して、アクティブスイッチＱ_１，Ｑ_２による上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ１、アクティブスイッチＱ_３，Ｑ_４による上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ２、アクティブスイッチＱ_５，Ｑ_６による上下アーム（ハーフブリッジレッグ）ＨＢ３のそれぞれの中点から相互結合を持つ分割ワークコイルＬ_１，Ｌ_２，Ｌ_３を接続し、直列共振および負荷力率調整用キャパシタＣ_０を共有する構造である。

本発明の誘導加熱用高周波インバータは、電磁調理器（誘導加熱調理器）、水蒸気を含む流体加熱装置、動力的強力超音波発生装置（超音波洗浄機，超音波ホモジナイザーなど）、超音波溶接機、レーザープリンタなど、高周波交流電流を要する電気機器や電気設備に有用である。

１ 共振負荷回路
２ 電源回路
３ 被加熱物（蓋付き鍋）
ＨＢ１，ＨＢ２，ＨＢ３ 上下アーム
Ｓ１〜Ｓ6 スイッチ
Ｄ１〜Ｄ6 逆並列ダイオード
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ3 ワークコイル（共振インダクタ）
Ｃ０ 共振コンデンサ
ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３ ＺＶＳ用ロスレススナバコンデンサ

Claims (8)

1. 直流電圧を生成する電源回路と、
   スイッチング素子が直接接続される複数の上下アームを有するインバータと、
   それぞれの上下アームの出力端子に接続された、１つの被加熱物を誘導加熱する複数のワークコイルと、
   それぞれの上下アームが、互いに並列に接続して前記電源回路に並列接続されると共に、それぞれの前記ワークコイルを介して接続され、それぞれの前記ワークコイルの接続点と前記電源回路の負極側との間に接続された共振コンデンサと、
   それぞれの上下アームをハーフブリッジ方式のインバータとして動作させると共に、それぞれの前記ワークコイルが共振インダクタとして用いられ、前記ワークコイルに流れる共振電流の位相差角を制御し、基準相を前記スイッチング素子のオン・オフ動作周期（スイッチング周期）より長い周期で入れ替える位相シフトパターンに基づくインバータ制御手段と、
   を備えたことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
2. 被加熱物に対する出力電力が所定閾値以下の場合、前記スイッチング素子のスイッチング周期よりも長い周期で、それぞれの前記上下アームを、パルス密度変調（ＰＤＭ）を用いて交互に動作させる単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御手段を、さらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
3. 前記共振コンデンサは、同容量の複数コンデンサが並列に接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
4. それぞれの上下アームにおいて、下段のスイッチング素子と並列にゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続され、それぞれの上下アームの出力端子に接続された前記ワークコイル（共振インダクタ）による部分共振によって、各スイッチング素子がＺＶＳにて転流し得ることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の誘導加熱用高周波インバータ。
5. 直流電圧を生成する電源回路と、
   第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続した第１の上下アームと、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振インダクタとを備えた第１インバータユニットと、
   第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続した第２の上下アームと、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振インダクタとを備えた第２インバータユニットと、
   第１インバータユニットと第２インバータユニットが、互いに並列に接続して前記電源回路に並列接続されると共に、第１共振インダクタ及び第２共振インダクタを介して第１接続中点と第２接続中点が接続され、第１共振インダクタと第２共振インダクタの接続点と前記電源回路の負極側との間に接続された共振コンデンサと、
   第１，第２の上下アームをそれぞれハーフブリッジ方式のインバータとして動作させると共に、第１共振インダクタ及び第２共振インダクタが、１つの被加熱物を誘導加熱する分割ワークコイルとして用いられ、各ワークコイルに流れる共振電流の位相差角を制御し、前記スイッチング素子のオン・オフ動作周期（スイッチング周期）より長い周期で、第１，第２の上下アームを基準相と制御相を入れ替えて交互に動作させる位相シフトパターンに基づくインバータ制御手段と、
   を備えたことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
6. 被加熱物に対する出力電力が所定閾値以下の場合、前記スイッチング素子のスイッチング周期よりも長い周期で、第１，第２の上下アームを、パルス密度変調（ＰＤＭ）を用いて交互に動作させる単一上下アーム時分割ＰＤＭ制御手段を、さらに備えたことを特徴とする請求項５に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
7. 上記の第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバコンデンサが接続され、
   上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバコンデンサが接続された
   ことを特徴とする請求項５又は６に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
8. 前記インバータ制御手段は、
   ａ）第２スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第１スイッチをオンし、
   ｂ）第４スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第３スイッチをオンし、
   ｃ）第１スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第２スイッチをオンし、
   ｄ）第３スイッチがオフされた後、その逆並列ダイオードが導通中に、第４スイッチをオンする、
   ことを特徴とする請求項５〜７の何れかに記載の誘導加熱用高周波インバータ。