JP2015160072A - 交直両用電気掃除機 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源回路の半導体素子等が故障してもバッテリーの端子に交流電源の電圧が印加されることがなく安全な交直両用電気掃除機を提供する。
【解決手段】吸引用のユニバーサルモータと、ユニバーサルモータを駆動するためのバッテリーと、外部の交流電源に接続されたとき、ユニバーサルモータの駆動およびバッテリーの充電のための電力を供給するＡＣ給電部と、バッテリーの出力電圧をスイッチングし、ユニバーサルモータに供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、交流電源でユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを停止し、バッテリーでユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを行うスイッチング制御部とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータはＡＣ受電部とバッテリーとを絶縁する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである交直両用電気掃除機
【選択図】図１

Description

この発明は、交直両用電気掃除機に関し、より詳細にはユニバーサルモータを電池または交流電源で駆動するコードレス型電気掃除機に関する。

交流電源に代えてバッテリー、特に２次電池を電源とするコードレス掃除機が知られている。コードレス掃除機は、商用交流電源が供給されない屋外での使用や屋内であってもＡＣコンセントから遠い場所での使用が可能なアドレスフリーな掃除機である。また、待機中に充電しておけば清掃時は電源コードの取り回しを気にせずユーザーが手軽に使用できるという利点がある。特に近年、２次電池等バッテリーの性能向上に伴ってコードレス掃除機が普及しつつある。
コードレス掃除機は、あらかじめ充電された２次電池等バッテリーに蓄えられた電力を用いて掃除を行う。ただし、電池の容量は有限である。また、２次電池は繰り返し充電可能であるが、充電回数には限りがある。

そこで、交流電源および電池を用いた場合のいずれでも動作できる電気掃除機が提案されている（例えば特許文献１参照）。交流電源により電源を供給している場合は、２次電池の電圧がコンバータ手段により昇圧されているか否かにかかわらず、交流電源からの電圧が高くなるように構成し、交流電源により電動送風機を駆動する。交流電源により電源が供給されていない場合には、反対に、２次電池からの電圧が優先して、２次電池により電動送風機を駆動する。
また、コードレス掃除機の吸引力を向上させるために、電源コードが商用電源に接続されている場合には商用電源を電動送風機の電源として使用するとともに、蓄電池を電動送風機以外の電源として使用するものが提案されている（例えば特許文献２参照）。

特開２００３−３１０５１０号公報 特開２０１２−５５５３３号公報

しかしながら、バッテリーが電源回路に接続されたまま交流電源を接続する構成には不十分な部分がある。例えば、電源回路の半導体素子の故障により、バッテリーの端子に交流電源の電圧が印加されることが有り得る。バッテリーにリチウムイオン電池を採用している場合には、液漏れ等の支障をきたす虞がある。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、交直両用電気掃除機において交流を電源として電動送風機を駆動する場合に、交流電源回路の半導体素子等が故障してもバッテリーの端子に交流電源の電圧が印加されることのない、安全な交直両用電気掃除機を提供するものである。

この発明は、吸引用のユニバーサルモータと、前記ユニバーサルモータを駆動するためのバッテリーと、外部の交流電源に接続されたとき、前記ユニバーサルモータの駆動および前記バッテリーの充電のための電力を供給するＡＣ給電部と、前記バッテリーの出力電圧をスイッチングし、前記ユニバーサルモータに供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、交流電源で前記ユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを停止し、前記バッテリーで前記ユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを行うスイッチング制御部とを備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記ＡＣ受電部と前記バッテリーとを絶縁する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする交直両用電気掃除機を提供する。

この発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータはＡＣ受電部とバッテリーとを絶縁する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであるので、交流電源回路の半導体素子等が故障してもバッテリーの端子に交流電源の電圧が印加されることがなく安全である。

この発明による交直両用電気掃除機用のモータ駆動回路の一例を示す回路図である。（実施の形態１） 図１の回路におけるテストピンＴＰ５１の波形の例を示す波形図である。 図１の回路におけるテストピンＴＰ５２の波形の例を示す波形図である。 図１の回路におけるテストピンＴＰ５３の波形の例を示す波形図である。 図１の回路におけるテストピンＴＰ５４の波形の例を示す波形図である。 図１の回路におけるテストピンＴＰ５５の波形の例を示す波形図である。 図１の回路におけるテストピンＴＰ５６の波形の例を示す波形図である。 図１の回路におけるテストピンＴＰ５７の波形の例を示す波形図である。 図１の回路におけるテストピンＴＰ５８の波形の例を示す波形図である。 この発明による交直両用電気掃除機用のモータ駆動回路の異なる例を示す回路図である。（実施の形態２および３） 実施の形態２で図１０のテストピンＴＰ５８の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５１の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５２の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５３の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５４の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５５の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５６の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５７の波形の例を示す波形図である。 実施の形態３で図１０のテストピンＴＰ５８の波形の例を示す波形図である。 この発明の実施形態に係る交直両用電気掃除機の外観斜視図である。 参考例としてのコードレス掃除機用モータ駆動回路の構成を示す回路図である。

以下、図面を用いてこの発明をさらに詳述する。なお、以下の説明は、すべての点で例示であって、この発明を限定するものと解されるべきではない。
（参考回路例）
この発明の実施形態を説明する前に、ユニバーサルモータを用いたコードレス掃除機の回路構成の一例を参考例として挙げ説明しておく。これによって、この発明の特徴がよりよく理解できるであろう。

≪参考回路例の構成≫
図２１は、参考例としてのコードレス掃除機用モータ駆動回路の構成を示す回路図である。コードレス掃除機にユニバーサルモータを用いる場合の非絶縁昇圧回路と一般的なモータ駆動回路を組み合わせた一例を示している。
図２１で、掃除機６０はユニバーサルモータ７０を備える。ユニバーサルモータ７０は、空気と共に塵埃を吸込むための気流を発生させる。一般にユニバーサルモータは交流電源に直結しても直流電源に直結しても同じ方向に回転する。図２１の場合、ユニバーサルモータ７０はバッテリー６１の出力電圧を昇圧する後述の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに接続されており、直流電源で駆動される。
バッテリー６１は、ユニバーサルモータ７０をはじめマイクロコンピュータ６２や他の素子の電源である。
マイクロコンピュータ６２、チョークコイルＬ６５、昇圧スイッチング用のＦＥＴ６６、保護抵抗Ｒ７８、平滑ダイオードＤ８２および平滑コンデンサＣ８４は、非絶縁型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。

マイクロコンピュータ６２は、マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）を中心に処理プログラムを格納するＲＯＭ、ワークエリアを提供するＲＡＭ、入出力信号を扱うＩ／Ｏポート等を含んで構成される。さらに前記ＲＯＭは、後述するサイン波変調テーブルを格納する。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリー６１の直流電圧を昇圧してユニバーサルモータ７０に印加する。商用ＡＣ電源の電圧に比べてバッテリー６１の電圧は低いので、ＡＣ駆動用に設計されたユニバーサルモータ７０を効率よく駆動するための昇圧回路である。

しかし、バッテリー６１の直流電圧を昇圧してユニバーサルモータ７０に印加した場合、商用ＡＣ電源を全波整流してユニバーサルモータ７０の端子に印加する場合に比べて、整流ブラシ（以下、単にブラシという）の劣化が激しくモータの寿命が短い。
そこで、図２１に示す回路ではユニバーサルモータ７０と直列にモータ駆動用のＦＥＴ７１を接続し、全波整流されたサイン波状にモータ駆動のＦＥＴ７１のデューティ比を変化させるようにしている。このようにすれば、ユニバーサルモータ７０に印加する平均電圧がＡＣ全波整流と等価になるので、モータ電流が脈動してブラシの劣化が抑制されると考えられる。

≪ＤＣ−ＤＣコンバータ≫
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明しておく。マイクロコンピュータ６２が昇圧スイッチング用のＦＥＴ６６をオンすると、ＦＥＴ６６のオン電流はチョークコイルＬ６５を流れ、チョークコイルＬ６５のインダクタンスの作用によりオン電流は徐々に増加する。

マイクロコンピュータ６２は、チョークコイルＬ６５のコアが磁気飽和する前の予め定められた期間が経過した後に昇圧スイッチング用のＦＥＴ６６をオフする。ＦＥＴ６６のオン電流が遮断されると、チョークコイルＬ６５の両端には自己誘導作用によって高電圧が発生する。バッテリー６１の電圧と自己誘導作用による誘起電圧の合計が平滑コンデンサＣ８４の両端にかかるので、平滑コンデンサＣ８４はバッテリー６１よりも高い電圧までチャージされる。

平滑ダイオードＤ８２は電流の逆流を阻止し、平滑コンデンサＣ８４に溜まった電荷がチョークコイルＬ６５の側へ逃げないようにする。
マイクロコンピュータ６２は、予め定められた一定の周期でＦＥＴ６６のスイッチングを繰り返す。スイッチングのデューティ比は、バッテリー６１の電圧が変化してもテストピンＴＰ５８の電圧、即ちＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が予め定められた値になるようにマイクロコンピュータ１２が制御する。平滑コンデンサＣ８４の両端には電池電圧よりも高い直流電圧が表われる。

≪ＤＣ−ＤＣコンバータ以外の部分≫
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ以外の部分について説明する。
マイクロコンピュータ６２には、バッテリー６１からドロッパレギュレータ６４を介して電源が供給される。一例では、バッテリー６１の満充電時の出力電圧は３０Ｖであり、ドロッパレギュレータ６４を経て５Ｖに降圧されてマイクロコンピュータ６２に供給される。
ユニバーサルモータ７０と直列にモータ駆動用のＦＥＴ７１が挿入されている。ＦＥＴ７１は、ユニバーサルモータ７０に印加する直流電圧をＰＷＭ変調する。ＦＥＴ７１は、保護抵抗Ｒ７２を介してマイクロコンピュータ６２の出力ポートに接続されている。マイクロコンピュータ６２は、ユニバーサルモータに印加される平均電圧がサイン波状に変化するようにＦＥＴ７１のスイッチングを制御する。
ユニバーサルモータ７０の端子間には、リカバリーダイオードＤ７３が挿入されている。モータ駆動用のＦＥＴ７１がオフしたときにユニバーサルモータ７０のインダクタンスの作用により端子電圧が跳ね上がるのを防止するためである。
以上が参考例の説明である。以下、この発明の実施形態であるユニバーサルモータを搭載した交直両用電気掃除機の構成を図面に基づいて説明する。

（実施の形態１）
図１は、この発明による交直両用電気掃除機用のモータ駆動回路の一例を示す回路図である。図２１と対比しながら各部の構成を説明する。
≪図１の回路構成≫
図１で、ユニバーサルモータ２０は、図２１のユニバーサルモータ７０と同様、空気と共に塵埃を吸込むための気流を発生させる。
バッテリー１１は、図２１のバッテリー６１と同様、ユニバーサルモータ７０をはじめマイクロコンピュータ６２や他の素子の電源である。ただし、図２１と異なり掃除機１０は、コンセント４５を介して外部の交流電源４６に接続できる。

掃除機１０が交流電源４６に接続されると、交流電源４６の交流電圧はダイオードブリッジ３７で全波整流され、平滑ダイオードＤ３８および平滑コンデンサＣ３５で平滑化された直流電圧が生成される。そして、その直流電圧はドロッパレギュレータ２３により安定化された後、平滑コンデンサＣ３６を経てマイクロコンピュータ６２や他の素子に供給される。即ち、掃除機１０が交流電源４６に接続されたときは、交流電源４６がマイクロコンピュータ６２や他の素子の電源になり、バッテリー１１の電力は消費されない。

図１で、マイクロコンピュータ１２、ブリッジドライバ１５、昇圧のためのスイッチングを行う下側のＦＥＴ１６および上側のＦＥＴ１７、それらのＦＥＴを駆動する信号ラインにそれぞれ挿入された保護抵抗Ｒ２８およびＲ２９、ＦＥＴ１６および１７とともにブリッジを構成するコンデンサＣ３０およびＣ３１、昇圧用のスイッチングトランス１８、２次側整流用のダイオードＤ３２およびＤ３３ならびに平滑コンデンサＣ３４は、絶縁型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
マイクロコンピュータ１２は、図２１のマイクロコンピュータ６２と同様、ＭＰＵを中心としてＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏポート等を含んで構成される。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリー１１または交流電源４６から生成された直流電圧を昇圧してユニバーサルモータ２０に印加する。

≪ＤＣ−ＤＣコンバータ≫
マイクロコンピュータ１２は、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ、デューティ比が５０％よりやや小さく互いに逆位相のパルス信号を出力してブリッジドライバ１５を駆動する。即ち、ハーフブリッジを構成するＦＥＴ１６および１７が同時にオンしてバッテリー１１の出力を短絡させることがない範囲で、スイッチングトランス１８を双方向に励磁する。
昇圧用のスイッチングトランス１８は、１次側（ＦＥＴ１６および１７の側）の巻き数をＮ１、２次側（整流用のダイオードＤ３２およびＤ３３の側）の巻き数をＮ２とする。このときスイッチングトランス１８は、１次側の巻き線に印加される電圧の１／２の大きさの電圧を巻き数比Ｎ２／Ｎ１倍に昇圧する。
一例では、上側のＦＥＴ１７のドレインに接続されたバッテリー１１の端子電圧が２４Ｖである。そして、スイッチングトランス１８の１次側巻き数Ｎ１は７ターン、２次側巻き数Ｎ２は４２ターンである。このとき、スイッチングトランス１８の２次側の出力電圧は２４Ｖ／２×４２／７＝７２Ｖになる。
他の一例では、バッテリー１１の端子電圧が３０Ｖである。そして、スイッチングトランス１８の巻き数比Ｎ２／Ｎ１＝５である。このとき、スイッチングトランス１８の２次側の出力電圧は３０Ｖ／２×５＝７５Ｖになる。

１次側と２次側はスイッチングトランス１８によって絶縁されている。マイクロコンピュータ１２は、図示しない検出回路を用いてコンセント４５が交流電源４６に接続されたことを検出する。前記検出回路は、例えば、コンデンサＣ３５にかかる電圧が予め定められた閾値と比較する回路であってもよい。前記閾値は、例えばドロッパレギュレータ２３が５Ｖを出力可能な電圧を基準に決定されてもよい。
マイクロコンピュータ１２は、前記検出回路が前記閾値を超える電圧を検出することによってコンセント４５が交流電源４６に接続されたことを検出した場合、ブリッジドライバ１５へのパルス信号の出力をやめる。これによって、ＦＥＴ１６および１７のスイッチングが停止する。

図１に示す回路構成によれば、バッテリー１１に接続されたスイッチングトランス１８の１次側回路は、交流電源４６に接続されたスイッチングトランス１８の２次側回路と絶縁されている。よって、ユーザが２次側回路の信号、例えばバッテリー１１の接続端子に振れても交流電源４６からの電圧で感電する虞はない。また、２次側回路のスイッチング素子であるトライアック４４が破損して短絡状態に陥り、ユニバーサルモータ２０の端子に交流電源４６が印加された状態になったとしても、バッテリー１１が接続された１次側回路は、スイッチングトランス１８およびフォトカプラ４０によって２次側回路と絶縁されており安全である。

≪ＤＣ−ＤＣコンバータ以外の部分≫
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ以外の部分について説明する。
マイクロコンピュータ１２には、バッテリー１１からドロッパレギュレータ１４を介して電源が供給される。一例でバッテリー１１の満充電時の出力電圧は図２１と同様に３０Ｖであり、ドロッパレギュレータ１４の出力電圧は５Ｖである。
コンセント４５が外部の交流電源４６に接続されたとき、ドロッパレギュレータ２３の出力電圧は５Ｖである。

ユニバーサルモータ２０と直列にモータ駆動用のトライアック４４が挿入されている。トライアック４４は、ユニバーサルモータ２０に印加する交流電圧をスイッチングする。トライアック４４のゲート信号は、トランジスタ４１によって駆動される。トランジスタ４１は、エミッタが保護抵抗Ｒ４３を介してドロッパレギュレータ２３の出力に接続されている。そして、ベースがフォトカプラ４０および保護抵抗Ｒ３９を介してマイクロコンピュータ１２の出力ポートに接続されている。

マイクロコンピュータ１２が前記出力ポートをハイの状態にすると、フォトカプラ４０の出力側トランジスタがオン状態になる。すると、トランジスタ４１のベースが駆動されてトランジスタ４１がオン状態になる。トライアック４４は、ゲート信号が供給されてオン状態になる。その結果、交流電源４６からユニバーサルモータ２０に電圧が印加されてモータが回転する。
マイクロコンピュータ１２が前記出力ポートをローの状態にすると、フォトカプラ４０がオフになり、トランジスタ４１がオフになり、トライアック４４がオフ状態になる。その結果、交流電源４６の電圧はユニバーサルモータ２０に印加されなくなってモータが停止する。

≪各部の波形≫
続いて、図１の回路における各部の動作波形の例を説明する。図１にテストピンＴＰ５１〜５８を示している。
図２〜図９は、図１のテストピンＴＰ５１〜５８で観測される波形の一例を模式的に示す波形図である。図２はＴＰ５１、図３はＴＰ５２、図４はＴＰ５３、図５はＴＰ５４、図６はＴＰ５５、図７はＴＰ５６、図８はＴＰ５７、図９はＴＰ５８の波形をそれぞれ示している。

テストピンＴＰ５１およびＴＰ５２は、マイクロコンピュータ１２の出力ポートであってブリッジドライバ１５を駆動する信号の波形である。図１に示すテストピンＴＰ５１の波形は下側のＦＥＴ１６の駆動に係るものであり、図３に示すテストピンＴＰ５２の波形は上側のＦＥＴ１７の駆動に係る波形である。両者はオンおよびオフが略逆位相の関係にあって、デューティ比は、５０％よりやや小さい。また、パルスのオン時の電圧はマイクロコンピュータ１２の電源電圧の５Ｖに略等しいレベルである。
テストピンＴＰ５３およびＴＰ５４の波形は、ＦＥＴ１６および１７のゲート信号を示す。図４に示すテストピンＴＰ５３の波形は下側のＦＥＴ１６のゲート信号を示し、図５に示すテストピンＴＰ５４の波形は上側のＦＥＴ１７のゲート信号を示す。

図６に示すテストピンＴＰ５５の波形は、ＦＥＴ１６のドレイン、ＦＥＴ１７のソースおよびスイッチングトランス１８の第１端子の電圧を示す。ＦＥＴ１６および１７の両方がオフの期間を挟んで、下側のＦＥＴ１６と上側のＦＥＴ１７が交互にオンするので、テストピンＴＰ５５の電圧は設置電位とバッテリー１１の出力電圧（３０Ｖ）を交互にとる。
図７に示すテストピンＴＰ５６の波形は、コンデンサＣ３０およびＣ３１が共通接続された箇所およびスイッチングトランス１８の第２端子の電圧を示す。ＦＥＴ１６および１７の相補的な高速スイッチングに比べてコンデンサＣ３０およびＣ３１の充放電が十分に遅い。そのため、テストピンＴＰ５６の電圧はほぼ一定している。これを中点電圧と呼んでいる。ＦＥＴ１６とＦＥＴ１７のデューティ比が等しいので、テストピンＴＰ５６の電圧はバッテリー１１の出力電圧の半分のレベルになる。いま、バッテリー１１の出力電圧が３０Ｖとしているので、中点電圧はその半分の１５Ｖである。

図８に示すテストピンＴＰ５７の波形は、スイッチングトランス１８の第３端子の電圧を示す。図８で、コンセント４５は交流電源４６に接続されていないものとしている。
図９に示すテストピンＴＰ５８の波形は、整流用のダイオードＤ３２およびＤ３３のカソード端子および平滑コンデンサＣ３４の電圧であり、また、ユニバーサルモータ２０に印加される電圧を示す。テストピンＴＰ５３は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧でもある。

（実施の形態２）
実施の形態１で平滑コンデンサＣ３４を外すとユニバーサルモータ２０はパルス電圧で駆動されることになる。ユニバーサルモータ２０をパルス電圧で駆動した場合、パルス電圧がオフするときにユニバーサルモータ２０のインダクタンス成分により電圧の跳ね上がりがおこり、ブラシの部分が火花放電を起こす可能性が高い。火花放電の発生は、ブラシの劣化につながるので好ましくない。
しかし、１００ｋＨｚのスイッチング周波数に対して仮に１００μＦ以上の大容量コンデンサを平滑コンデンサＣ３４に適用するとなれば、その容量の大きさから電界コンデンサ（ケミカルコンデンサ）を電圧リップル（脈流）の多い部分に使わざるを得なくなる。しかし、電解コンデンサを高速スイッチングによるリップル成分の多い部分に使うことは安全性の面から好ましくない。使用条件によっては、掃除機１０の信頼性を損なうおそれがある。Ｃ３０およびＣ３１についても同様である。

一方、スイッチング周波数が５０ｋＨｚ以上の場合、電圧の跳ね上がりを抑えるだけであれば、０．４７μＦ〜１０μＦの容量のコンデンサで十分である。耐圧が１００Ｖで前述の容量であれば、高速スイッチング回路に適したセラミックコンデンサやフィルムコンデンサをコンデンサＣ３０、Ｃ３１および平滑コンデンサＣ３４に用いることができる。
図１０は、図１の回路と同様の構成であるが、コンデンサＣ３０、Ｃ３１および平滑コンデンサＣ３４に容量１０μＦのフィルムコンデンサを適用した構成を示している。なお、コンデンサＣ３０、Ｃ３１および平滑コンデンサＣ３４の容量およびスイッチング周波数の１００ｋＨｚは、一例に過ぎない。考え方としては、動作のスイッチング周波数でスイッチングトランス１８から出力されるパルスを平滑するには十分に大きいが、低周波のリップル除去には至らないように平滑コンデンサの容量を設定する点にある。
図１１は、図１０のテストピンＴＰ５７の波形、即ちユニバーサルモータ２０に印加される電圧を模式的に示す波形図である。図１１に示すようにスイッチングノイズが残留している状態でもユニバーサルモータ２０の駆動には支障はないと考えられる。

（実施の形態３）
この実施形態では、実施の形態２と同様、平滑コンデンサＣ３４の容量を１０μＦとした回路構成を用いる。
この実施形態において、マイクロコンピュータ１２は、スイッチング周波数が１００ＫＨｚのパルス信号に５０ＨｚのＰＷＭ変調を加えることによって、ユニバーサルモータ２０を駆動する電圧を５０Ｈｚの周期で変化させる。ＰＷＭ変調を行わない場合に比べて、ユニバーサルモータ２０の駆動条件をＡＣ駆動により近づけるためである。このようにすると、ＤＣ駆動の場合に比べてブラシの寿命が伸びることが実験的に確認されている。

マイクロコンピュータ１２がＦＥＴ１６および１７を駆動するゲート信号の一例は、５０Ｈｚのサイン波を模したデューティ比のパルス電圧波形である。即ち、サイン波を１００ｋＨｚのスイッチング周波数でサンプリングし、サンプリングされた電圧値に基づくデューティ比でパルス信号のＰＷＭ変調を行う。即ち、前記ゲート信号は、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ、デューティ比の変動が５０Ｈｚで繰り返されるところの、ＰＷＭ変調されたパルス信号である。上記スイッチング周波数は一例であり、これより高くても低くてもよい。スイッチング周波数の上限は、マイクロコンピュータ１２の処理能力の上限で制約を受けるが、高い周波数になるほどスイッチングトランス１８やコンデンサＣ３０、Ｃ３１、Ｃ３４等の回路素子を小型化できる。一方、スイッチング周波数を低くするとサイン波状の変化が粗くなってしまう。好ましいスイッチング周波数の範囲は、例えば２７ｋＨｚ〜１００ｋＨｚである。

マイクロコンピュータ１２は、ＰＷＭ変調に係るパルスのオン時間が格納されたサイン波変調テーブルを予めメモリに格納している。表１は、サイン波変調テーブルに格納されるデータの一例を示している。マイクロコンピュータ１２は、このサイン波変調テーブルを参照して各パルス信号のデューティを変化させる。

表１のサイン波変調テーブルで、左端の列はサイン波のいくつ目のパルスかを示しており、右端の列はそのパルスのオン時間を示している。単位はナノ秒である。この実施形態においてサイン波の半波のくりかえし周波数が５０Ｈｚであり、パルス信号のスイッチング周波数が１００ｋＨｚである。よって、一つのサイン波は２，０００個のパルス信号からなる。各パルス信号の周期は１０，０００ナノ秒である。よって、デューティ比が１００％に対応するオン時間を１０，０００ナノ秒に設定している。しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータの最大昇圧電圧を、一例としてバッテリー１１の電圧の２．５倍とするために、負荷であるユニバーサルモータ２０の影響も考慮してオン時間の最大値、即ちサイン波のピーク電圧に対応するデューティ比を６０％に設定している。オン時間に換算すると６，０００ナノ秒である。

以上に述べた条件の下、表１の例えば第２番目のパルス信号のオン時間は以下のように計算される。
ｔ＝６０００×sin（１８０°×（１／９９９））≒１８．８８（ナノ秒）
小数点以下を四捨五入するとオン時間は１９ナノ秒になる（表１参照）。
同様の計算により、第３番目のパルス信号のオン時間は３８ナノ秒、第４番目は５７ナノ秒、…第５００番目は６，０００ナノ秒になる。さらに、第５０１番目は６０００ナノ秒、第９９７番目は５７ナノ秒、第９９８番目は３８ナノ秒、第９９９番目は１９ナノ秒、第１０００番目は０ナノ秒になる。これらの数値が予めサイン波変調テーブルに格納されている（表１参照）。

マイクロコンピュータ１２は、サイン波変調テーブルを第１番目から順番に参照して、昇圧スイッチング用のＦＥＴ１６および１７のゲート信号のオン時間（デューティ比）を１パルス毎に更新する。第２０００番目を参照した後は、第１番目に参照先を戻し、以後サイン波変調テーブルの第１〜２０００番目を繰り返し参照する。なお、テーブルのデータ容量を節約するために、前半の１〜１０００番目までを格納し、表１で１００１番目を参照する代わりに第９９９番目を参照し、以下１番目まで順次戻って参照するようにしてもよい。
このようにサイン波状にパルス信号のデューティ比を変化させると、ＤＣ−ＤＣコンバータを経て昇圧されユニバーサルモータ２０に印加される電圧は、サイン波をダイオードブリッジで折り返した片側サイン波状の電圧波形となる。平滑コンデンサＣ３４は、スイッチング周波数が１００ｋＨｚのパルスを平滑するには十分大きな容量であるが、５０Ｈｚのサイン波状にＰＷＭ変調された電圧に対しては小さく平滑コンデンサＣ３４の効果は無視できる。

≪各部の波形≫
続いて、この実施形態における、図１０の回路の各部の動作波形の例を説明する。図１０に示すテストピンＴＰ５１〜５８の波形である。
図１２〜図１９は、図１０のテストピンＴＰ５１〜５８で観測される波形の一例を模式的に示す波形図である。図１２はＴＰ５１、図１３はＴＰ５２、図１４はＴＰ５３、図１５はＴＰ５４、図１６はＴＰ５５、図１７はＴＰ５６、図１８はＴＰ５７、図１９はＴＰ５８の波形をそれぞれ示している。

ただし、ここで一つ問題がある。スイッチング周波数が１００ｋＨｚのパルス信号のデューティ比を波形図に示すには、図２〜１０のように１４０マイクロ秒程度の期間が生成である。一方、周波数が５０ＨｚのＰＷＭ変調の半周期を示すには１０ミリ秒の期間を要する。それに見合う時間軸で波形図を描くと、各パルス信号の幅が狭くてデューティ比を可視的に表すことはできない。そこで、図２〜１０については、パルスを間引いて示している。各図の隣り合うパルスは、実際には例えば１０個おきにパルス信号を抽出して並べたものと理解していただきたい。以上のように横軸は時間の経過に比例していないため、数値は記していない。

図１２に示すテストピンＴＰ５１の波形は下側のＦＥＴ１６の駆動に係るものであり、図１３に示すテストピンＴＰ５２の波形は上側のＦＥＴ１７の駆動に係る波形である。両者はオンおよびオフが略逆位相の関係にあって、デューティ比がサイン波状に変化している。ただし、サイン波の一周期のうちの１／４足らずを示すものに過ぎない。
図１４および図１５は、テストピンＴＰ５３およびＴＰ５４の波形であって、ＦＥＴ１６および１７のゲート信号をそれぞれ示す。

図１６に示すテストピンＴＰ５５の波形は、ＦＥＴ１６のドレイン、ＦＥＴ１７のソースおよびスイッチングトランス１８の第１端子の電圧を示す。ＦＥＴ１６および１７の両方がオフの期間を挟んで、下側のＦＥＴ１６と上側のＦＥＴ１７が交互にオンするので、テストピンＴＰ５５の電圧は設置電位とバッテリー１１の出力電圧（３０Ｖ）を交互にとる。
図１７に示すテストピンＴＰ５６の波形は、コンデンサＣ３０およびＣ３１が共通接続された箇所およびスイッチングトランス１８の第２端子の電圧を示す。ＦＥＴ１６および１７の相補的な高速スイッチングに比べてコンデンサＣ３０およびＣ３１の充放電が十分に遅い。そのため、テストピンＴＰ５６の電圧は若干の変動はあるものの、ほぼ一定している。

図１８に示すテストピンＴＰ５７の波形は、スイッチングトランス１８の第３端子の電圧を示す。図１８で、コンセント４５は交流電源４６に接続されていないものとしている。
図１９に示すテストピンＴＰ５８の波形は、整流用のダイオードＤ３２およびＤ３３のカソード端子および平滑コンデンサＣ３４の電圧であり、また、ユニバーサルモータ２０に印加される電圧を示す。針状の波形は平滑コンデンサＣ３４で平滑しきれずに残ったノイズを模式的に示している。ノイズ成分を除いたテストピンＴＰ５８の波形は、デューティ比の変化に対応してサイン波状に緩やかに変化している。

図１９の電圧波形は、サイン波の周期に比べて十分長期間の時間で見ると、周期５０Ｈｚの交流をダイオードブリッジで全波整流した波形に似ている。
このような全波整流に似た波形でユニバーサルモータ２０を駆動すると、図９あるいは図１１のような波形で直流駆動する場合よりもブラシに与えるダメージが少ない。即ち、ユニバーサルモータ２０の寿命は、バッテリー１１で直流電源駆動した場合も交流電源４６で交流駆動した場合に近いものとなる。

（掃除機の外観例）
この発明に係る交直両用電気掃除機の外観例を述べておく。図２０はこの発明の実施形態に係る交直両用電気掃除機の外観斜視図である。
図２０に示すように、交直両用電気掃除機１００は、サイクロン方式の集塵ユニット５００を離脱可能に内蔵した掃除機本体１０１と、吸引ホース部３００とを備える。

吸引ホース部３００は、吸引ホース３０１と、延長パイプ３０２と、延長パイプ３０２の先端に接続される吸入部３０３と、手元ハンドル３０４と、手元ハンドル３０４に付設された操作部３０５と、接続部３０６を備える。
吸引ホース３０１は接続部３０６を介して掃除機本体１０１の前方に離脱可能に接続され、ユーザーは手元ハンドル３０４を手で保持しながら延長パイプ３０２の先端の吸入部３０３を床面に接触させながら移動させることができる。

掃除機本体１０１は両側面に一対のリング状車輪１４０を、後方下部に図示しない自在車輪をそれぞれ備えているので、使用者が手元ハンドル３０４を手で保持して移動するとき、掃除機本体１０１はその動作に追随することができる。
掃除機本体１０１は、床面の塵挨を空気と共に吸入部３０３から延長パイプ３０２と吸引ホース３０１を介して集塵ユニット５００へ吸引するようになっている。なお、掃除機

本体１０１は集塵ユニット５００を装着する集塵室１５０を備える。

ユーザーは掃除機本体１０１内部の集塵ユニット５００の集塵状況をリング状車輪１４０の中央開口１４１から目で確認し、適宜、集塵ユニット５００を掃除機本体１０１の上部から引出して集塵ユニット５００に集められた塵挨を廃棄することができる。
また、掃除機本体１０１は手提げハンドル１１５を備えるので、ユーザーは手提げハンドル１１５を把持し、掃除機本体１０１を持ち上げて運搬することが可能である。

以上に述べたように、
（ｉ）この発明による交直両用電気掃除機は、吸引用のユニバーサルモータと、前記ユニバーサルモータを駆動するためのバッテリーと、外部の交流電源に接続されたとき、前記ユニバーサルモータの駆動および前記バッテリーの充電のための電力を供給するＡＣ給電部と、前記バッテリーの出力電圧をスイッチングし、前記ユニバーサルモータに供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、交流電源で前記ユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを停止し、前記バッテリーで前記ユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを行うスイッチング制御部とを備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記ＡＣ受電部と前記バッテリーとを絶縁する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする。

この発明のＡＣ給電部は、実施形態の図１および図１０におけるコンセント４５、トライアック４４、トライアック４４のゲート回路を構成するフォトカプラ４０、トランジスタ４１、保護抵抗Ｒ４２およびＲ４３、バッテリー１１の充電回路を構成するダイオードブリッジ３７、平滑ダイオードＤ３８、平滑コンデンサＣ３５およびドロッパレギュレータ２３で構成される回路部分に相当する。
さらに、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１および図１０におけるマイクロコンピュータ１２、ブリッジドライバ１５、ＦＥＴ１６および１７、保護抵抗Ｒ２８およびＲ２９、コンデンサＣ３０およびＣ３１、スイッチングトランス１８、ダイオードＤ３２およびＤ３３ならびに平滑コンデンサＣ３４で構成される回路部分に相当する。
また、この発明のスイッチング制御部は、前述の実施形態におけるマイクロコンピュータ１２の一部の機能に相当する。

さらに、この発明の好ましい態様について説明する。
（ii）前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングされた電圧を平滑化するための平滑コンデンサを含み、前記平滑コンデンサに用いるコンデンサはフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサであってもよい。
このようにすれば、スイッチング周波数が高くリップル成分の多い部分に電解コンデンサを用いる必要がなくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ、引いては掃除機の信頼性を確保できる。

（iii）前記平滑コンデンサは、平滑化された電圧にリップル成分を残す容量のものであってもよい。
このようにすれば、大容量が得られる電解コンデンサを用いる必要がなく、高速スイッチング回路に適したセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを平滑コンデンサに適用できる。
また、スイッチング周波数に比べて周波数の小さな正弦波状の変化については、平滑コンデンサの効果が無視できる程の容量を選択することができる。

（iv）前記スイッチング制御部は、前記ユニバーサルモータを駆動するときスイッチングのデューティ比を正弦波状に変化させてもよい。
このようにすれば、デューティ比を変化させない場合に比べてブラシの火花放電を抑えることができ、バッテリーで直流電源駆動した場合も交流電源で駆動した場合に近いモータ寿命が得られる。

（ｖ）前記スイッチングのパターンを予め格納するメモリをさらに備え、前記スイッチング制御部は、前記パターンにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングを制御してもよい。
この発明の好ましい態様には、上述した複数の態様のうちの何れかを組み合わせたものも含まれる。
前述した実施の形態の他にも、この発明について種々の変形例があり得る。それらの変形例は、この発明の範囲に属さないと解されるべきものではない。この発明には、請求の範囲と均等の意味および前記範囲内でのすべての変形とが含まれるべきである。

１０，６０：掃除機、 １１，６１：バッテリー、 １２，６２：マイクロコンピュータ、 １４，２３，６４：ドロッパレギュレータ、 １５：ブリッジドライバ、 １６，１７，６６，７１：ＦＥＴ、 １８：スイッチングトランス、 ２０，７０：ユニバーサルモータ、 ３７：ダイオードブリッジ、 ４０：フォトカプラ、 ４１：トランジスタ、 ４４：トライアック、 ４５：コンセント、 ４６：交流電源、 １００：交直両用電気掃除機、 １０１：掃除機本体、 １１５：手提げハンドル、 １４０：リング状車輪、 １４１：中央開口、 １５０：集塵室、 ３００：吸引ホース部、 ３０１：吸引ホース、 ３０２：延長パイプ、 ３０３：吸入部、 ３０４：手元ハンドル、 ３０５：操作部、 ３０６：接続部、 ５００：集塵ユニット
Ｃ３０，Ｃ３１：コンデンサ、 Ｃ３４，Ｃ３５，Ｃ３６，Ｃ８４：平滑コンデンサ
Ｄ３２：ダイオード、 Ｄ７３：リカバリーダイオード、 Ｄ３８，Ｄ８２：平滑ダイオード
Ｌ６５：チョークコイル
Ｒ４２，Ｒ４３，Ｒ７２，Ｒ７８：保護抵抗
ＴＰ５１〜５８：テストピン

Claims (5)

1. 吸引用のユニバーサルモータと、
   前記ユニバーサルモータを駆動するためのバッテリーと、
   外部の交流電源に接続されたとき、前記ユニバーサルモータの駆動および前記バッテリーの充電のための電力を供給するＡＣ給電部と、
   前記バッテリーの出力電圧をスイッチングし、前記ユニバーサルモータに供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   交流電源で前記ユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを停止し、前記バッテリーで前記ユニバーサルモータを駆動するときはスイッチングを行うスイッチング制御部とを備え、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記ＡＣ給電部と前記バッテリーとを絶縁する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする交直両用電気掃除機。
2. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングされた電圧を平滑化するための平滑コンデンサを含み、前記平滑コンデンサに用いるコンデンサはフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサである請求項１に記載の交直両用電気掃除機。
3. 前記平滑コンデンサは、平滑化された電圧にリップル成分を残す容量のものである請求項２に記載の交直両用電気掃除機。
4. 前記スイッチング制御部は、前記ユニバーサルモータを駆動するときスイッチングのデューティ比を正弦波状に変化させる請求項１〜３の何れか一つに記載の交直両用電気掃除機。
5. 前記スイッチングのパターンを予め格納するメモリをさらに備え、
   前記スイッチング制御部は、前記パターンにより前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングを制御する請求項４に記載の交直両用電気掃除機。