JP2015142287A - 無線受信機およびその周波数補正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＳＫやＱＰＳＫなどの送受信周波数のずれが復調信号にＤＣオフセットとして現れる変調方式の無線受信機において、受信信号が帯域制限用フィルタでカットされることによる感度劣化を抑えつつ、ノイズ耐性を高める。【解決手段】送受信の周波数偏差から求めた補正値Adj DCを復調（検波）信号から減算してオフセット補正を行う高速引き込み処理部１０２と、前記復調（検波）信号の平均値から求めた補正値Adj local(t)を局部発振器１０１２にフィードバックする低速引き込み処理部１０４とを併用し、高速引き込み処理の補正値Adj DCから補正量Adj Del(t)を減算することで、該補正値Adj DCを時間経過に伴い減少させつつ、前記フィードバックによって、高速引き込み処理の補正値Adj DCを低速引き込み処理に引き渡す。【選択図】図１４

Description

本発明は、非常送の無線システムに用いられる無線受信機およびその周波数補正方法に関し、特にＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調方式やＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調方式などで、遅延検波を用いて、送受信の周波数偏差が復調（検波）信号にＤＣオフセットとして表れる変調方式において、前記復調信号に重畳したＤＣオフセットを除去する手法に関する。

前記非常送の無線システムに用いられる無線受信機では、着呼時に、無線送信機の送信周波数に対する自局の受信周波数のずれによる送受信の周波数偏差を速やかに検出し、補正しなければ、着呼率が低下する。特に、業務用陸上移動無線通信機（Land Mobile Radio：ＬＭＲ）のように、同一周波数を使用し、一方が送信中は他方が受信するプレストーク方式で音声による通信を繰り返すような使い方が多い通信システムでは、都度、周波数偏差を速やかに補正して正しいシンボルを抽出し、音声データの検出および復調を行わなければ、通話の始めの部分が欠落する話頭切断が発生し、正常な通話が不可能となる。

たとえば４００ＭＨｚ帯のデジタル無線機のように、前記ＦＳＫ変調方式やＰＳＫ変調方式を用いる受信機の場合、復調（検波）は、遅延検波を用いて、周波数−電圧変換で行われる。そのため、復調信号としては、２値や４値の複数の周波数に対応したレベルの電圧が出力され、前記周波数偏差は、前記復調信号に重畳したＤＣオフセットとして現れる。そこで、従来から、前記の周波数偏差を除去する手法として、高速引き込み処理と、低速引き込み処理との２つの手法が主に用いられている。

高速引き込み処理とは、受信し、復調した信号の所定数分のシンボルパターンの直流値と、既知の同期信号のシンボルパターンの直流値との差分から求めた前記ＤＣオフセットを、復調信号から減算するという手法である。その様子を模式的に図１７に示す。（ａ）はそのままの復調信号で、１回の呼は、所定長さの複数のフレームから構成され、各フレームは、概略的に、同期ワードおよびプリアンブルから成る前記同期信号と、音声や非音声のデータとを備えて構成される。高速引き込み処理では、前記同期信号の部分から、復調信号の周波数偏差Δｆに対応して、（ｂ）で示す直流値（ＤＣオフセット）が求められ、その直流値を補正値として前記復調信号から減算することで、（ｃ）で示すように、シンボルを素早く抽出し、最初のデータから復調できている。

しかしながら、この高速引き込み処理は、雑音環境下では、得られる直流値の信頼性が低く、誤った補正をそのまま行ってしまうと、シンボルデータの再生時にビット誤りが生じる可能性が高くなる。また、周波数偏差があっても、復調信号からのＤＣオフセットの減算を行うだけで、局部発振器の発信周波数自体は補正しないので、図１８で示すように、受信信号の一部が、中間周波段階のチャネル帯域制限用のバンドパスフィルタによって失われてしまうこともある。そうすると、図１９で示すように、復調信号が歪み、得られる直流値の信頼性が低くなるので、フレーム同期確立の精度（着呼率）が低下する。

図１８は、高周波信号を周波数変換して、復調用のデジタル・シグナル・プロセッサに取り込んで、さらに直交復調や低周波に変換後の復調（シンボル再生）直前の信号と、バンドパスフィルタとの周波数特性を示すグラフである。そして、周波数偏差が無い場合（Δｆ＝０）、信号は前記バンドパスフィルタの通過帯域（１２ｋＨｚ）内に収まっているが、周波数偏差が有る場合（図１８では高周波側にΔｆ＝５００Ｈｚ）は、信号の一部（高周波側）が、バンドパスフィルタでカットされ、失われてしまうことを示している。なお、受信機全体および復調回路の詳細については、実施形態で説明する。

そのため、ノイズの影響を考慮する場合、前記プリアンブルや同期ワードから成る同期信号の部分から求めた補正値を複数回に分けて作用させてゆくことも行われている。その様子を、模式的に図２０に示す。図２０は、図１７と同様に、（ａ）はそのままの復調信号、（ｂ）は補正値、（ｃ）は補正された復調信号を示している。この図２０では、最初に求めた補正値の１／４ずつ、フレーム毎に補正を行っている。したがって、雑音下でも、行き過ぎた補正を行ってしまう可能性は小さいものの、データを正しく復調できるまでに、複数のフレームを要している。

一方、低速引き込み処理は、復調信号の移動平均や、前記復調信号の振幅最大値と最小値との中点の移動平均等から、直流値、すなわち前記ＤＣオフセットを求めて、局部発振器の発振周波数を補正する手法である。その様子を模式的に図２１に示す。図２１は、図１７および図２０と同様に、（ａ）はそのままの復調信号、（ｂ）は補正値、（ｃ）は補正された復調信号を示している。この図２１では、最初のフレームのデータについては、直前のプリアンブルや同期ワードの部分から求めた不正確な補正値を設定するものの、データの受信および以降のフレームの受信が続くと、前記移動平均によって、補正値が徐々に適正な値に補正されてゆき、２フレーム目では一部のデータに誤りがあるもののデータの復調が可能になり、３フレーム目で全データを正しく復調できている。

この低速引き込み処理は、雑音下でも、正しい補正を行え、歪みも少なくなるものの、データを取得するまでに、複数のフレームを要している。そのため、応答に遅延が生じ、前記の話頭切断が発生する恐れがある。

そこで、特許文献１には、同期信号からＤＣオフセットを求めて復調信号から減算する高速引き込み処理を行い、段落［００２５］に記載のように、同期が確立すると、データビットの開始位置を判定し、その開始位置から（図２の例では次のフレームのデータビットから）、前記ＤＣオフセットに対応して局部発振器の発振周波数を変化する低速引き込み処理に移ることで、段落［００２６］に記載のように、データ復調中のように局部発振器の発振周波数を変化してはならないタイミングでの移行を防止し、前記話頭切断のような応答性の低下を抑え、迅速な同期確立とデータ復調とを可能にした無線通信機が提案されている。

特許第４８３５１７２号公報

特許文献１では、高速引き込み処理で用いた、最初の同期信号のみから求めたＤＣオフセットを、そのまま用いて、低速引き込み処理で、局部発振器の発振周波数を補正している。そのため、ＤＣオフセットが大きい場合、大幅な発振周波数の変化を伴うので、上述のように、低速引き込み処理への移行を、データ復調中を避けたタイミングで行うようにしている。したがって、低速引き込み処理へ移行するまでの間、局部発振器の発振周波数はずれたままであるので、前述の図１８で示すように、受信信号の一部がフィルタによって失われ、感度劣化が生じる。

さらに、特に弱信号下において、段落［００３１］に示されるように、ノイズによる誤動作が発生する。つまり弱信号下で前記同期信号にノイズが重畳してしまうと、得られたＤＣオフセットの値の信頼性が低くなる。そのため、前記ＤＣオフセットを数フレーム（図５では４フレーム）に亘って平均した値に対応して、局部発振器の発振周波数を順次補正している。

しかしながら、やはり低速引き込み処理には、高速引き込み処理で用いた最初の同期信号のみから求めたＤＣオフセットをそのまま用いているので、ノイズによる影響が生じていると、その影響を解消するには、平均値が求められるまでの数フレームを要しており、低速引き込み処理のみの場合と、大差が無い。また、低速引き込み処理は、全シンボルを対象として平均値を求めるので、該低速引き込み処理の初期はデータによる差が生じ、精度が悪い。

本発明の目的は、受信時の感度劣化を抑えつつ、ノイズ耐性を高めることができる無線受信機およびその周波数補正方法を提供することである。

本発明の無線受信機は、無線送信機との周波数ずれが復調信号の ＤＣオフセットとして現れる変調方式の無線受信機において、前記復調信号の所定数分のシンボルパターンの直流値と、既知の同期信号のシンボルパターンの直流値との差分から求めた前記ＤＣオフセットを、前記復調信号から減算することで、高速引き込み処理を行う第１の補正手段と、前記ＤＣオフセットを、前記第１の補正手段からの復調信号の平均値から求め、局部発振器の発振周波数を補正することで、低速引き込み処理を行う第２の補正手段とを備え、前記第１の補正手段が、前記高速引き込み処理を行った後、前記復調信号から減算するＤＣオフセットを、予め定める時間毎に、該時間の経過に伴い減少させてゆくことを特徴とする。

また、本発明の無線受信機の周波数補正方法は、無線送信機との周波数ずれが復調信号の ＤＣオフセットとして現れる変調方式の無線受信機における周波数補正方法において、前記復調信号の所定数分のシンボルパターンの直流値と、既知の同期信号のシンボルパターンの直流値との差分から前記ＤＣオフセットを求める第１のオフセット算出ステップと、前記第１のオフセット算出ステップで求めたＤＣオフセットを 前記復調信号から減算することで、高速引き込み処理を行う第１の補正ステップと、前記ＤＣオフセットを、前記第１の補正ステップで補正された復調信号の平均値から求める第２のオフセット算出ステップと、前記第２のオフセット算出ステップで求めたＤＣオフセットによって局部発振器の発振周波数を補正することで、低速引き込み処理を行う第２の補正ステップとを備え、前記第１のオフセット算出ステップは、前記復調信号から減算するＤＣオフセットを、予め定める時間毎に、該時間の経過に伴い減少させてゆくことを特徴とする。

上記の構成によれば、ＦＳＫやＱＰＳＫなどの復調信号に無線送信機との周波数のずれがＤＣオフセットとして現れる変調方式の無線受信機において、そのＤＣオフセットを補正するにあたって、第１の補正手段による高速引き込み処理と、第２の補正手段による低速引き込み処理とを併用する。

前記高速引き込み処理は、第１の補正手段が、第１のオフセット算出ステップにおいて、前記ＤＣオフセットを、前記復調信号の所定数分のシンボルパターンの直流値と、予め定めるシンボルが連続する同期信号のシンボルパターンの既知である直流値との差分から求め、第１の補正ステップにおいて、前記復調信号から減算する。前記同期信号は、プリアンブルや同期ワードから成る。したがって、シンボルを素早く抽出し、最初のフレームのデータから復調可能である。

一方、低速引き込み処理は、第２の補正手段が、第２のオフセット算出ステップにおいて、前記ＤＣオフセットを、前記復調信号の平均値から求め、第２の補正ステップにおいて、局部発振器の発振周波数を補正する、すなわちバンドパスフィルタの中心周波数に合わせる。したがって、時間が掛かるものの、正確なデータの復調が可能である。

本発明では、これらの高速引き込み処理と、低速引き込み処理とを併用するにあたって、第１の補正手段による補正を行った復調信号を第２の補正手段に与え、かつ第１の補正手段は、前記復調信号から減算するＤＣオフセットを、予め定める時間毎に、該時間の経過に伴い減少させてゆく。

つまり、第１の補正手段による高速引き込み処理を行うことで、呼の最初のフレームから音声／非音声のデータなどを復調することができ、話頭切断などが生じることなく、フレーム同期確立の精度（着呼率）を向上することができる。さらに、第１の補正手段は、高速引き込み処理で復調信号から減算するＤＣオフセットの値を時間とともに漸減させていくことで、第２の補正手段による低速引き込み処理に占める高速引き込み処理の影響を相対的に小さくしていき、最終的に、低速引き込み処理による復調信号の平均値のみに基づく正確な局部発振周波数の補正を行うので、ノイズ耐性を高めることができ、受信信号の一部が帯域制限用のバンドパスフィルタによって欠けてしまうこと（感度の劣化）を防止することができる。

さらにまた、本発明の無線受信機では前記第１の補正手段によるＤＣオフセットの減少の時定数は、前記第２の補正手段における平均値の変化の時定数より大きいことを特徴とする。

上記の構成によれば、ノイズ耐性を高めるためには、信頼性が高い平均値の影響を早目に大きくすることが考えられるが、前記平均値の変化の応答が遅いので、該平均値が充分に立ち上がって来るまで、第１の補正手段によるＤＣオフセットの影響を維持する。これによって、より適切に局部発振器の発振周波数の補正を行うことができる。

また、本発明の無線受信機では、前記変調方式は、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式であることを特徴とする。

上記の構成によれば、ＱＰＳＫ変調方式は、ＦＳＫ変調方式に比べて、パワーアンプの消費電力が増加するものの、（フレームフォーマットの違いもあるが）同じ占有帯域当りにおける伝送ボーレートを２倍に高めることができ、多くのデータを通信することができ、或いは短時間で通信を行うことができる。しかしながら、その分、ＦＳＫ変調方式では、占有帯域の１／２程度の周波数帯域しか使用していないのに対して、ＱＰＳＫ変調方式では、占有帯域のほぼ全周波数帯域を使用するので、局部発振器の発振周波数にずれが生じていると、送信した場合、隣接チャネルに漏洩してしまう可能性がある。そのため、本発明は、ＱＰＳＫ変調方式で、特に効果的である。中でも、前記ＱＰＳＫ変調方式の位相を４５°ずらして振幅変動を小さくしたπ／４シフト（以下、π／４Ｄと言う）ＱＰＳＫ変調方式は、パワーアンプの消費電力を少なくすることができ、より好適である。

さらにまた、本発明の無線受信機では、ノイズレベルを検出するスケルチ回路と、前記スケルチ回路で検出されたノイズレベルが予め定める閾値より大きい場合には、前記第１の補正手段による高速引き込み処理を休止させる第３の補正手段とをさらに備えることを特徴とする。

上記の構成によれば、ノイズによる誤ったオフセット補正を防止することができる。

また、本発明の無線受信機は、アンテナと、前記アンテナで受信された信号を直交変換する直交変換器と、前記直交変換器で得られたＩ成分、Ｑ成分を直交検波し、前記復調信号を得る検波回路とを備えて構成されることを特徴とする。

本発明の無線受信機およびその周波数補正方法は、以上のように、ＦＳＫやＱＰＳＫなどの復調信号に無線送信機との周波数のずれがＤＣオフセットとして現れる変調方式の無線受信機において、ＤＣオフセットを復調信号からそのまま減算する高速引き込み処理と、前記ＤＣオフセットを復調信号の平均値から求め、局部発振器の発振周波数を補正する低速引き込み処理とを併用するにあたって、最初に第１の補正手段による高速引き込み処理を行うことで、呼の最初のフレームから音声／非音声のデータなどを復調することができ、話頭切断などが生じることなく、フレーム同期確立の精度（着呼率）を向上することができる。さらに、第１の補正手段は、高速引き込み処理で復調信号から減算するＤＣオフセットの値を時間とともに漸減させていくことで、第２の補正手段による低速引き込み処理に占める高速引き込み処理の影響を相対的に小さくしてゆき、最終的に、低速引き込み処理による復調信号の平均値のみに基づく正確な局部発振周波数の補正を行うので、ノイズ耐性を高めることができ、受信信号の一部が帯域制限用のバンドパスフィルタによって欠けてしまうこと（感度の劣化）を防止することができる。

本発明の実施の一形態に係る無線受信機の電気的構成を示すブロック図である。 前記無線受信機における復調回路の一構成例を示すブロック図である。 前記無線受信機の高速引き込み処理による補正の様子を示す波形図である。 π／４ＤＱＰＳＫ変調方式を説明するための図である。 前記無線受信機の低速引き込み処理による補正の様子を示す波形図である。 前記無線受信機における同期ワードパターン検出回路の動作を説明するためのフローチャートである。 前記同期ワードパターン検出回路の動作を説明するための波形図である。 前記同期ワードパターン検出回路による周波数偏差情報の設定動作を説明するためのフローチャートである。 前記同期ワードパターン検出回路において、前記周波数偏差情報の更新に用いる減分を説明するためのグラフである。 前記同期ワードパターン検出回路による周波数偏差情報の更新動作を説明するためのフローチャートである。 前記無線受信機におけるπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路の一構成例を示すブロック図である。 前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路の動作を説明するための波形図である。 前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路におけるタイマのカウント動作を説明するための波形図である。 本発明の実施の一形態に係る無線受信機の主要部を抜き出し、簡略化した機能的ブロック図である。 図１４の無線受信機において、各部の模式的な波形を示す図である。 図１４に対比する従来の無線受信機において、各部の模式的な波形を示す図である。 無線受信機において、送受信の周波数偏差によって生じるＤＣオフセットの補正方法の一例である高速引き込み処理を模式的に示す波形図である。 復調信号と検波用の帯域制限用フィルタとの関係を示す波形図である。 前記復調信号が前記帯域制限用フィルタから周波数ずれを生じている場合における前記復調信号の歪みを示す波形図である。 前記高速引き込み処理の改良例を模式的に示す波形図である。 無線受信機において、送受信の周波数偏差によって生じるＤＣオフセットの補正方法の他の一例である低速引き込み処理を模式的に示す波形図である。

図１は、本発明の実施の一形態に係る無線受信機の電気的構成を示すブロック図である。この図１のブロック図のレベルでは、無線受信機１は、ＦＳＫ変調方式とＰＳＫ変調方式とで共通であるが、以降は、好適なπ／４ＤＱＰＳＫ変調方式を前提として説明する。また、以下の説明では、アンテナ３から高周波回路および中間周波回路まで、１組の構成で説明しているが、複数組設けられて、空間ダイバシティー受信を行うようにしてもよい。

無線受信機１は、ダブルスーパーヘテロダイン方式で構成され、アンテナ３で受信された信号は、バンドパスフィルタ４を介して、たとえば４４０ＭＨｚのπ／４ＤＱＰＳＫ高周波信号の成分が濾波され、アンプ５で増幅された後、１段目の混合器６に入力される。混合器６では、局部発振器７からの、たとえば４８６．３５ＭＨｚの発振信号と混合され、得られた、たとえば４６．３５ＭＨｚの中間周波信号（第１の中間周波信号）は、バンドパスフィルタ８によって、その中間周波成分が濾波され、アンプ９で増幅された後、２段目の混合器１０に入力される。

混合器１０では、前記中間周波信号は、局部発振器１１からの、たとえば４５．９ＭＨｚの発振信号と混合され、得られた、たとえば４５０ｋＨｚの中間周波信号（第２の中間周波信号）は、バンドパスフィルタ１２によって、その中間周波成分が濾波され、アンプ（中間周波アンプ）１３で増幅された後、アナログ／デジタル変換器１４に入力される。アナログ／デジタル変換器１４では、入力信号が、たとえば３０ｋＨｚでダウンサンプリングされ、９６ｋｓｐｓ（sample per second）のレートのデジタル値に変換されて、復調回路２１に入力される。

復調回路２１は、ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）などから成り、この復調回路２１では、音声信号が復調されて、デジタル／アナログ変換器１５でアナログ変換され、スピーカ１６から音響化される。また、前記復調回路２１は、その入力信号レベルに応じたデータをデジタル／アナログ変換器１７に出力し、アナログ変換されて、ＲＦアンプ５、中間周波アンプ９，１３のゲイン制御が行われる。

図２は、前記復調回路２１の一構成例を示すブロック図である。前記アナログ／デジタル変換器１４からの信号は、周波数変換器２２に入力され、先ずハイパスフィルタ２２１によって高周波成分が濾波され、混合器２２２において、局部発振器２２３からの、たとえば１８ｋＨｚ、９６ｋｓｐｓのレートの発振信号と混合され、得られた１２ｋＨｚ、９６ｋｓｐｓの信号は、バンドパスフィルタ２２４によってその信号成分が濾波された後、コンバータ２３において、１／２間引き、すなわち１／２の周波数（４８ｋＨｚ）にダウンサンプルされて、直交変換器２４に入力される。前記コンバータ２３は、直交変換器２４での処理を軽減するために設けられているものであり、前記直交変換器２４での処理が対応可能な場合、省略されてもよい。

直交変換器２４では、入力された信号は２分配され、それぞれ混合器２４１，２４２に入力され、混合器２４１では局部発振器２４３からの、たとえば１２ｋＨｚ、４８ｋｓｐｓの発振信号と混合され、混合器２４２では局部発振器２４３からの発振信号が移相器２４４で９０°位相がシフトされた後混合され、直交変換されたそれぞれ４８ｋｓｐｓのＩ成分、Ｑ成分の信号となる。前記Ｉ成分、Ｑ成分の信号は、ルート・レイズド・コサイン（ＲＲＣ）フィルタ２４５，２４６を介して出力され、位相検出器２９に入力される。

位相検出器２９は、前記Ｉ，Ｑ成分から、Ｉ＝ｃｏｓθ、Ｑ＝ｓｉｎθとして、θ＝ｔａｎ^-1（Ｑ／Ｉ）の演算を行い、信号の位相を求める。求められた位相は、周波数検出器３０の加算器３０１において、遅延器３０２で遅延された所定サンプル前の位相が減算され、位相の微分量である前記位相差の量が求められる。前記所定サンプルは、伝送ボーレートの違いおよびＱＰＳＫ変調方式の場合、マイナスシンボルとの位相差を求めるため、ＱＰＳＫ変調方式の場合で１０サンプル、ＦＳＫ変調方式の場合で１サンプルになる。こうして、位相検出器２９および周波数検出器３０は、検波回路を構成し、これらによって遅延検波を行い、その出力には、シンボルレート（４．８ｋＨｚ）の１０倍のサンプリングレート（４８ｋＨｚ）でオーバーサンプルされた復調信号が得られる。その復調信号は、π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３および同期ワードパターン検出回路３４に入力される。

前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３では、復調信号の振幅値（位相差）から、前記π／４ＤＱＰＳＫのシンボルデータが復調される。その復調にあたっては、このπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３は、後述するようにして内部でシンボルクロックを発生し、前記４．８ｋＨｚのそのシンボルクロックのタイミングで、前記振幅値（位相差）を取込んでマップ判定することで、前記振幅値（位相差）がπ／４ＤＱＰＳＫにおける「００」，「０１」，「１０」，「１１」の何れのシンボル値に該当するかを判断し、シンボルデータの再生を行う。このπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３には、後述するように、同期ワードパターン検出回路３４から、同期ワードパターンの検出タイミングでリセット信号が入力され、前記内部のシンボルクロックのタイミング調整が行われる。

前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３で復調されたシンボルデータは、４値につき２ビットで、前記シンボルレートの４．８ｋｓｐｓの信号としてフレーム生成回路３５へ出力される。フレーム生成回路３５では、前記同期ワードパターン検出回路３４で、後述するように同期ワードパターンが検出されている、すなわち正常に受信が行われていると、前記シンボルデータを所定のフレームに構成して、音声復調部３６へ出力する。なお、この同期ワードパターン検出回路３４によるシンボルクロックの補正およびπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３でのシンボルデータの再生については、後に詳述する。同期ワードパターン検出回路３４は、同期ワードおよびそれに続くプリアンブル等から成る特許請求の範囲における同期信号を検出するもので、本実施形態では、特許請求の範囲における同期信号を、同期ワードと称する。

得られたシンボルデータは、前記音声復調部３６において、サンプル周波数が前記２４．８ｋＨｚの４値のデータから、所定の音声コーデック回路を使用して、圧縮されていた信号が伸長され、８ｋＨｚ，１６ビットのＰＣＭ音声信号に復調される。そのＰＣＭ音声信号は、コンバータ３７において６倍の周波数（４８ｋＨｚ）でオーバーサンプルされ、ローパスフィルタ３８を通過した後、デジタル／アナログ変換器３９（１５）に入力され、アナログ音声信号に復調され、アンプ４０で増幅された後、スピーカ４１から音響化される。

一方、前記アナログ／デジタル変換器１４からの変換データはまた、コンバータ４５において、１／２４の周波数（４ｋＨｚ）にダウンサンプルされてＲＳＳＩ回路４６に入力され、ハイパスフィルタ４６１において、前記アナログ／デジタル変換器１４で混入した直流成分が除去された後、絶対値回路４６２で絶対値が求められ、さらにローパスフィルタ４６３で平均化されてＲＳＳＩレベルが求められ、図示しないインジケータなどに与えられるとともに、ＡＧＣ演算回路４２に入力される。ＡＧＣ演算回路４２は、前記ＲＳＳＩレベルに基づいてＩＦゲインを演算し、そのデータは前記デジタル／アナログ変換器３９（１７）でアナログ変換され、前記ＲＦアンプ５、中間周波アンプ９，１３のゲイン制御が行われる。

また、前記加算器３０１からの位相差量のデータは、スケルチ回路４３に与えられ、ハイパスフィルタ４３１でノイズ成分が抽出され、絶対値回路４３２でそのノイズの絶対値が求められ、さらにローパスフィルタ４３３で平均化されることで、スケルチレベルが求められている。補正制御回路５２は、前記スケルチレベル（ノイズレベル）が予め定める閾値より大きい場合は、後述のＤＣオフセット補正回路５０による高速引き込み処理を禁止させる。これによって、ノイズによる誤った補正を防止している。

上述のように構成される無線受信機１において、注目すべきは、概略的に、同期ワードパターン検出回路３４が周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆを求め、ＤＣオフセット補正回路５０は、その周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆの値を、時間経過に伴い減算してゆき、その減算された周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’を 用いて、π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３が復調シンボルデータのオフセット補正を行う高速引き込み処理を行うとともに、ＤＣオフセット補正回路５１が、復調（検波）信号の平均値から局部発振回路２２３または２４３（図２の例では２２３）の局部発振周波数を変化させる低速引き込み処理を行うにあたって、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３からの前記周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’でオフセット補正された復調（検波）信号の平均値から低速引き込み処理を行うことである。こうして、高速引き込み処理と低速引き込み処理とを併用するにあたって、相対的にオフセット補正に占める高速引き込み処理の影響を小さくしてゆき、最終的に、低速引き込み処理のみを行う。

したがって、同期ワードパターン検出回路３４およびＤＣオフセット補正回路５０は、第１のオフセット算出ステップを行い、ＤＣオフセット補正回路５０およびπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３は、第１の補正手段を構成する。また、ＤＣオフセット補正回路５１は、第２のオフセット算出ステップを行い、ＤＣオフセット補正回路５１および局部発振器２２３または２４３（図２の例では２２３）は、第２の補正手段を構成する。以下に、そのような本発明に係るオフセット補正について詳述する。

図３は、高速引き込み処理による補正の様子を示す波形図である。前記周波数検出器３０からは、前記復調信号として、図３で示すような波形のデータが、シンボルレート（４．８ｋＨｚ）の１０倍の前記４８ｋＨｚでオーバーサンプリングされた状態（４８ｋｓｐｓ）で出力されており、それが前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３において、前記シンボルレートの４．８ｋＨｚでサンプリングされると、たとえば図３において丸印で示すサンプル値（位相）が得られる。なお、この図３および後述の図５では、スケールは信号の位相で表しているが、実際に周波数検出器３０から出力されるのは、この図３で示すようなＤＣ波形であり、説明を分り易くするために、そのＤＣ値を、π／４ＤＱＰＳＫにおける位相に読替えて表示している。

先ず、高速引き込み処理は、同期信号による着呼率の向上、およびフレーム内のＦＥＣ（一方向誤り訂正)能力の向上を目的とし、同期外れ中、すなわち呼の最初のフレームのみにおいて実行される。

表１で示すように、π／４ＤＱＰＳＫにおけるシンボル値から求めたデジタルデータは、「００」，「０１」，「１０」，「１１」の４値であり、前記シンボル値は、直前のシンボル判定点との変化（位相差）によって表される。たとえば、前回のシンボル判定点が０°位置の場合の各値のシンボル位置は、図４（ａ）で示す通りであり、４５°位置の場合の各値のシンボル位置は、図４（ｂ）で示す通りである。

そして、高速引き込み処理は、呼の最初のフレームにおいて、フレーム先頭部分で予め定められているシンボルパターンが連続する前記同期ワードを検出し、その同期ワードの部分における復調信号の直流値（シンボル信号値）と、既知である当該同期ワードの部分におけるシンボルデータの直流値との差分から前記ＤＣオフセット（受信周波数偏差）を求め、シンボル信号値から減算することで、補正を行う。前記同期ワードは、図３において実線で示すように、＋１３５°と−４５°との規定のパターンを繰り返している。そこで、本実施形態では、後述するように、前記同期ワードと規定のパターンとの誤差を求め、誤差が一番小さくなると前記同期ワードを検出したと判定し、ＤＣオフセットを求める。

具体的には、前記同期ワードにおける所定数のシンボル値の平均値を求める。送信側のキャリア周波数ｆ０に受信側のキャリア周波数Ｆ０が一致している受信周波数偏差が無い状態（ｆ０−Ｆ０’＝Δｆ＝０）では、前記同期ワードにおけるシンボル値は、＋１３５°と−４５°とを交互に繰り返し、平均値（中点）は＋４５°になる。その＋４５°からのずれがＤＣオフセット（受信周波数偏差Δｆ）となる。図３の例では、仮想線で示すずれの有る信号は、＋１００°と−８０°とを繰り返しているので、平均値（中点）は＋１０°となり、ずれを補正するために、＋４５°−（＋１０°）＝＋３５°の補正を行うことになる。

一方、図５は、低速引き込み処理の補正の様子を示す波形図である。低速引き込み処理は、フレーム同期の有無に拘わらず、所定期間（シンボル数）に亘る総てのシンボルの平均値（直流値）から、受信周波数偏差を求め、前記の局部発振器２２３，２４３の何れか（図２では１段目の２２３）の発振周波数を制御することで、受信周波数偏差を±２００Ｈｚ程度有していても、受信信号をバンドパスフィルタ２２４の中心周波数にシフトさせることができる。

そのため、前記局部発振器２２３（または２４３）は、デジタルＶＣＯから成り、ＤＣオフセット補正回路５０は、発振波形の基となるｓｉｎテーブルから波形（振幅レベルを表す）データを読出すタイミングを変化させることで、発振周波数を変化させることができ、その読出しタイミングを、現在の発振周波数より所定周波数だけ高い、或いは低い発振周波数とするタイミングに変更する。このような補正動作によって、図５において仮想線となっていたシンボル値が実線にシフトされ、π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３での判定精度が向上する。

具体的に、図５の例は、データが、振幅最大値の＋１３５°と振幅最小値の−１３５°とを規則的に繰返す波形を示しており、実線で示す受信周波数偏差が無い状態では、前記振幅最大値の＋１３５°と振幅最小値の−１３５°とで、平均値は０°になる。その０°からのずれがＤＣオフセット（受信周波数偏差）となる。一例として、ずれの有る状態を、仮想線で示す振幅最大値は＋１５５°、振幅最小値は−１１５°としている。したがって、平均値は＋２０°となり、ずれを補正するために、０°−（＋２０°）＝−２０°の補正を行うことになる。

なお、前記周波数変換器２２は、後段での処理を軽減するために設けられており、省略されてもよい。その場合、局部発振器２４３は、３０ｋＨｚ、９６ｋｓｐｓの発振信号を出力し、前記低速引き込み処理（周波数偏差によるＤＣオフセット補正）は、この局部発振器２４３の発振周波数を制御することで行われることになる。

前記のπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３およびＤＣオフセット補正回路５０によるＤＣオフセット補正動作およびオフセット補正されたシンボル値によるπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３によるシンボル再生動作を説明する前に、図６を参照して、フレーム同期検出回路である同期ワードパターン検出回路３４による同期ワードパターンの検出動作を説明する。図６は、前記同期ワードパターン検出回路３４の動作を説明するためのフローチャートである。前記周波数検出器３０から、前述の図３や図５で示すようなＤＣ波形として入力されるπ／４ＤＱＰＳＫ復調信号は、この同期ワードパターン検出回路３４において、前記所定期間、たとえば１０シンボル期間分に亘り、所定数、たとえば１０倍にオーバーサンプルされて、そのオーバーサンプル値が記憶されている。

そして、ステップＳ１では、現在のオーバーサンプルのシンボル値を基準として、過去１０シンボル分の復調信号（検波データ）が抽出される。つまり、上述の例では、１０サンプル×１０倍＝１００サンプルのデータから、連続する１０サンプルのデータではなく、各シンボル期間における１０個のデータの内、同じタイミングのデータが抽出される。ステップＳ２では、その抽出されたデータの移動平均が求められ、ステップＳ３で、既知である理想の同期ワードの移動平均値が減算され、仮の周波数偏差情報Δｆ、つまりＤＣオフセットが求められる。

ステップＳ４では、仮の周波数偏差情報Δｆの絶対値が求められ、ステップＳ５において、許容できる周波数偏差の範囲（前記の２００Ｈｚ）が減算されて、周波数誤差f errが求められる。ステップＳ６では、その周波数誤差f errが正であるか否か、すなわち、前記仮の周波数偏差情報Δｆが許容範囲を超えているか否かが判断される。ステップＳ６で、仮の周波数偏差情報Δｆが許容範囲を超えている場合にはステップＳ７に移って、前記同期ワードのパターン検出ができておらず、そのため周波数偏差情報Δｆも得られていないものと判断する。そして、ステップＳ８で、後述の１サンプル前の誤差積算値を表すerr sum delayが最大値の３２７６７（＝２¹⁵−１）にセットされて処理を終了する。

一方、ステップＳ６で仮の周波数偏差情報Δｆが許容範囲を超えていない場合にはステップＳ１１に移って、前記ステップＳ１で求めた過去１０シンボル分の復調信号（検波データ）が抽出され、ステップＳ１２では、それらのデータから、それぞれ前記仮の周波数偏差情報Δｆが減算されて、オフセット補正が行われる。

ステップＳ１３では、シンボルのサンプルタイミングを表す変数ｎが０にリセットされ、ステップＳ１４では、後述の今回の誤差積算値を表すerr sumが０にリセットされる。そして、ステップＳ１５では、現在のサンプルタイミングから、ｎサンプルだけ以前の復調信号（検波データ）が抽出され、そのデータから、ステップＳ１６で、既知の理想のｎ番前のシンボルデータが減算される。ステップＳ１７では、ステップＳ１６での減算値の絶対値が求められ、ステップＳ１８では、その絶対値から、許容できるシンボル誤差の範囲が減算されて、シンボル誤差errが求められる。

ステップＳ１９では、そのシンボル誤差errが正であるか否か、すなわちｎ番前のシンボルデータの理想値からの誤差errが許容範囲を超えているか否かが判断される。ステップＳ１９で、シンボルデータの誤差が許容範囲を超えている場合には前記ステップＳ７に移って、パターン検出ができておらず、そのため周波数偏差情報Δｆも得られていないものとする。

これに対して、ステップＳ１９で、シンボルデータの誤差errが許容範囲内である場合には、ステップＳ２０で前記変数ｎに１が加算されて更新され、ステップＳ２１で、誤差積算値err sumに、前記の誤差errが加算されて更新される。ステップＳ２２では、変数ｎが１０に達しているか否かが判断され、達してない場合には前記ステップＳ１５に戻る。こうして、現在のオーバーサンプルのシンボルデータを基準として、過去１０シンボル分のシンボルデータの理想パターンとの誤差積算値err sumが求められる。

求められた誤差積算値err sumは、ステップ２３において、１オーバーサンプル前のシンボルデータから同様にして求めた誤差積算値err sum delayとの差Diffが求められ、ステップＳ２４では、その差Diffが０以上であるか否かが判断される。前記ステップＳ２４において、差Diffが０未満である場合、すなわち今回の誤差積算値err sumより前回の誤差積算値err sum delayの方が大きい場合には、ステップＳ２５に移って、パターン検出ができておらず、そのため周波数偏差情報Δｆも得られていないものとして、ステップＳ２６で、誤差積算値err sum delayが誤差積算値err sumで更新され、処理を終了する。

ここで、前記ステップＳ８において、誤差積算値err sum delayは最大値にセットされており、そのため前記ステップＳ２４において、差Diffが０以上である場合、すなわち今回の誤差積算値err sumが前回の誤差積算値err sum delay以上、つまり今回の誤差積算値err sumが、それまでの最小値となると、ステップＳ３１に移って、パターン検出ができたものと判定し、前記仮の周波数偏差情報Δｆを実際の周波数偏差情報Δｆに設定する。ただし、誤差が最小となったシンボルは１オーバーサンプル周期分前のシンボルであるので、前記ステップＳ３で求められた周波数偏差情報Δｆは、ステップＳ３２において、予め１オーバーサンプル周期分遅延されている。その後、誤差積算値err sum delayが最大値にセットされて処理を終了する。

このような処理を１オーバーサンプル毎のシンボル値に繰り返してゆくことで、同期ワードパターン検出回路３４は、前記１０シンボルの比較から、精度良く、かつ相関演算のような複雑な演算を行うことなく、理想の同期ワードに最も近いパターンを検出し、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３やフレーム生成回路３５のタイミングを制御することができる。図７には、その１オーバーサンプルずつデータをずらしてパターン検出してゆく様子を、模式的に示す。シンボル値は、参照符号Ｐ１〜Ｐ１０で示している。

同期ワードパターン検出回路３４は、π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３に、同期ワードパターンの検出タイミングでリセット信号を与え、内部のシンボルクロックのタイミング調整を行う。また、同期ワードパターン検出回路３４は、シンボルクロック検出時点の周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆを、ＤＣオフセット補正回路５０に与え、通信終了まで、後述するようにしてＤＣオフセット補正を行わせる。

さらに、同期ワードパターン検出回路３４は、ステップＳ３１で同期ワードパターンが検出されると、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３およびフレーム生成回路３５に、同期ワードパターンが検出されている、すなわち正常に受信が行われていることを通知し、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３でのシンボル再生およびフレーム生成回路３５でのフレーム構成、すなわち音声出力を許可する。一方、同期ワードパターン検出回路３４は、ステップＳ７，Ｓ２５で同期ワードパターンの検出とならなかったときは、前記のような制御出力は行わない。

そして、同期ワードパターン検出回路３４は、ステップＳ１５以降の理想のシンボルデータとの比較前に、ステップＳ１２において、周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆを除去しているので、ステップＳ２４で同期ワード検出と判定する閾値（ステップＳ８，Ｓ３３で初期セットされる誤差積算値err sum delay）を厳しくすることができ（図６の例では１５ビットの最大値）、またその誤差積算値の差（err sum−err sum delay）だけで同期ワード検出を判定するのではなく、ステップＳ１８からＳ１９で、個々のシンボル点総てについて、誤差が一定の範囲にあることも検出条件とするので、結果的に、フレーム同期の確立を、速やかに、かつ高精度に行うことができる。

前記ＤＣオフセット補正回路５０は、同期ワードパターン検出回路３４で求められた周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆを、時間経過に伴い減少させてゆく処理を行う。具体的には、図８で示すように、ステップＳ５１で前記周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆを取得し、ステップＳ５２で、それが０である場合、すなわち周波数偏差が無い場合はステップＳ５４に移り、０で無い場合、すなわち周波数偏差が有る場合は、その周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆに応じた減分Ａがセットされた後、ステップＳ５４に移る。ステップＳ５４では、周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆが補正された周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’にセットされて処理を終了する。この図８で示す処理は、前記周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆが、同期ワードパターン検出回路３４で求められ、ＤＣオフセット補正回路５０にセットされた時点のみで行われる。前記減分Ａの例は、たとえば表２および図９で示される。

そして、ＤＣオフセット補正回路５０は、図１０で示す処理を繰り返すことで、前記周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’を、時間経過に伴い減少させてゆく。詳しくは、ステップＳ６１で前記周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’が０であるか否かを判断し、０である場合はそのまま処理を終了し、０で無い場合はステップＳ６２で前記減分Ａを減算して更新した後、処理を終了する。こうして得られた補正された周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’が、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３およびＤＣオフセット補正回路５０に与えられる。

その周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’を用いて、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３において、前記図７におけるサンプル値（周波数偏差）Ｐ１〜Ｐ１０を得るシンボルクロックの補正が行われるとともに、サンプル値（周波数偏差）Ｐ１〜Ｐ１０から前記周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’を直接減算して補正する高速引き込み処理が行われる。

図１１は、そのπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３の一構成例を示すブロック図である。このπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３では、前記周波数検出器３０からのシンボルレートの１０倍にオーバーサンプルされた復調信号は、引算器３３０に入力され、前記ＤＣオフセット補正回路５０で得られた周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’が減算されて、前記高速引き込み処理のための補正が行われた後、シフトレジスタ３３１−１に入力される。シフトレジスタ３３１−１には、２段のシフトレジスタ３３１−２，３３１−３が縦続接続されており、新たなサンプルデータが入力されると、順次シフトされてゆく。したがって、前記オーバーサンプルの周期で、最も新しいデータがシフトレジスタ３３１−１に、古いデータがシフトレジスタ３３１−３に、３サンプル分保持される。

なお、前記引算器３３０での周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’の減算は、同期ワードパターン検出回路３４において、ステップＳ２４で同期ワードパターンが検出された時点以降に限られ、それ以前の仮の周波数偏差情報を使用している状態では、同期ワードパターン検出回路３４からこの引算器３３０へは、Δｆ’＝０がセットされる。これによって、同期ワードパターン検出回路３４で同期ワードパターンが検出された時点から、周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆによる補正、すなわち高速引き込み処理が行われ、素早く、前記周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆの補償を行うことができる。

前記各シフトレジスタ３３１−１〜３のストア内容は、ゲート回路３３２によって、タイマ３３３で発生された前記シンボルクロックのタイミングで、シフトレジスタ３３４−１〜３にそれぞれ取込まれる。したがって、各シフトレジスタ３３４−２，３３４−１，３３４−３には、図１２で示すような、理想のシンボル点Ｐ付近のサンプル点Ｔ２およびその前後のサンプル点Ｔ１，Ｔ３でのサンプリング値がストアされる。そして、サンプル点Ｔ２でのサンプリング値がシンボル判定部３３５に入力され、そのサンプル点Ｔ２でのサンプリング値から推定される実際のシンボル点Ｐのシンボル値として、前記「００」，「０１」，「１０」，「１１」の何れが最も確からしいか判定され、その判定結果が前記２ビット、４．８ｋｓｐｓの信号としてフレーム生成回路３５へ出力される。

また、シンボル判定部３３５からは、その判定結果のシンボル値に対応した理想の振幅レベルが出力され、引算器３３６−１〜３において、前記各シフトレジスタ３３４−１〜３でのストア内容から減算される。その減算結果、すなわち前記理想の振幅レベルからの誤差（差分値）の大きさＶ１〜Ｖ３の内、シフトレジスタ３３４−１，３、すなわちサンプル点Ｔ１，Ｔ３でのサンプリング値での誤差Ｖ１，Ｖ３の大きさがセレクタ３３７に入力されて、どちらの誤差が大きいか判断され、誤差の小さい方、すなわち図１２ではサンプル点Ｔ３を、サンプル点Ｔ２を移動させるべき方向のデータ（指標）として、タイミング補正回路３３８へ出力される。

一方、前記タイミング補正回路３３８には、前記引算器３３６−２での誤差の大きさＶ２が、補正量のデータとして入力されており、このタイミング補正回路３３８は、その補正量のデータに対応したカウント値に、補正方向のデータとして符号を組合わせて、タイミング制御信号として、ループフィルタ３３９を介して前記タイマ３３３へ出力する。前記ループフィルタ３３９は、ＩＩＲフィルタなどのローパスフィルタから構成され、前記シンボルクロックが、時定数が大きくなる程安定となり、小さくなる程追従性が良くなる。

前記タイマ３３３は、デジタルＶＣＯなどの自走式のカウンタから成り、その発振周波数は、シンボル周波数に設定されており、シンボル周期（シンボルタイミング）となった時点で、桁溢れ分を除き、リセットしてカウント動作を再開する。そして、シンボルタイミングは、そのデジタルＶＣＯの位相が０°を通過したタイミングとなる。たとえば、ＶＣＯの位相の０〜３６０°（１シンボル周期）をカウンタの０〜３００００のカウント値に対応させると、タイマ３３３は、１つのオーバーサンプル点Ｔ毎に３０００を加算してゆくことで、４８ｋｓｐｓのオーバーサンプルのデータから、４．８ｋｓｐｓのシンボルレートのシンボル値をサンプリング可能なシンボルクロックを再生することができる。

そして、タイマ３３３は、前記図１２の場合、次回のシンボルクロックを、補正方向として、サンプル点Ｔ３方向、すなわち進ませる方向に、補正量として前記サンプル点Ｔ２での誤差Ｖ２に対応して、たとえば５００カウントだけ進ませるように、前記デジタルＶＣＯの位相が０°でのカウント値を５００に初期設定する。すると、その５００カウントする間だけ、シンボルタイミングが速められ、次回のサンプル点Ｔ２が、実際のシンボル点Ｐに近付くことになる。具体的には、カウント動作の繰返しの中で、前記５００のカウント値を補正すると、タイマ３３３は、３０５００でオーバーフローし、この時リセットされて、桁溢れ分を除いた５００に、今回の補正値５００が加算されてカウント動作を再開し、次は３１０００でオーバーフローする。こうして、補正値の合計が３０００になると、１サンプル分、サンプリングタイミングが速められることになる。

図１３には、前記タイマ３３３のカウント動作の例として、初期値に負の値を設定し、シンボルタイミングを遅らせる場合を示す。このタイマ３３３の最大値を大きくすれば分解能が高くなり、オーバーサンプルのサンプリングレートを上げれば補正精度が向上する。なお、前記サンプル点Ｔ２での誤差Ｖ２が所定値より小さい場合は、上述のようなタイミング補正を行わないような不感帯を設けることで、安定性を向上することができる。また、このタイマ３３３は、前記同期ワードパターン検出回路３４からの前記リセット信号によって、同期ワードパターンの検出タイミングで、強制的に０リセットされ、カウント動作を再開する。

そして、前記同期ワードパターン検出回路３４が同期ワードパターンを検出し、このπ／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３のタイマ３３３が０リセットされた後は、該π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３における上述の通常のシンボル再生で同期ワードを検出できるので、前記同期ワードパターン検出回路３４は、その通信（呼）が終了するまで、同期ワードパターンの検出処理を行わない。

こうして、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３は、復調信号を予め定めるシンボル点でサンプリングし、得られたシンボルデータの振幅値から復調データを再生するにあたって、前記復調信号をシンボルクロックよりも高い周波数でオーバーサンプリングしたシンボルデータの内、前記シンボル点Ｐに近いサンプル点Ｔ２と、その前後のサンプル点Ｔ１，Ｔ３との３点のシンボルデータについて、シフトレジスタ３３１−１〜３、ゲート回路３３２、シフトレジスタ３３４−１〜３、シンボル判定部３３５および引算器３３６−１〜３によって、シンボル点Ｐにて得られるべき理想の振幅レベルとの差分値Ｖ１〜Ｖ３を求め、前後のサンプル点Ｔ１，Ｔ３の内、前記差分値Ｖ１，Ｖ３が小さい方の測定点を選択手段であるセレクタ３３７で選択し、タイミング補正回路３３８が、前記セレクタ３３７で選択されたサンプルＴ３側に、前記サンプル点Ｔ２における差分値Ｖ２に対応した時間だけ、自走する前記タイマ３３３の次回のシンボル点のサンプリングタイミングを移動させる。

したがって、たとえば「００」，「０１」，「１０」，「１１」の４値の変調波の場合、「００」と「０１」、或いは「１０」と「１１」のように、中央値を跨がないような遷移や、「００」と「１０」、「０１」と「１１」のように、中央値を跨いでも、その中央値からの偏差が不均等な遷移の場合にも、サンプリングタイミングは、最大でオーバーサンプリングの周期ずつでずれが修正されてゆく。また、サンプリングタイミングに、１８０°近くの大きなずれが生じていても、タイミングを修正すべき方向は検知できる。こうして、多値変調波から、安定したシンボルクロックを再生することができる。また、アイパターンの開口率に依存しないため、ロールオフ率の変更に対して対応が容易である。さらにまた、タイミング演算は、シンボル点Ｐ付近のサンプル点Ｔ２と、その前後のサンプル点Ｔ１，Ｔ３との３点程度で行われるので、演算量を削減することもできる。このようなシンボルクロックの再生方法は、位相変調に限らず、周波数変調などのアイパターンが存在する種々の変調方式に適用することができる。

また、自走する前記タイマ３３３およびループフィルタ３３９は、前記同期ワードパターン検出回路３４での同期ワードパターンの検出タイミングで、強制的にリセットされるので、本体データ（トラヒックチャンネル）の先頭から、精度の高いシンボルクロックを再生することができる。さらにまた、引算器３３０において、復調信号から、周波数偏差情報（ＤＣオフセット）Δｆ’の補正を行うので、サンプル点Ｔ２で得られるシンボルデータを、前記理想の振幅レベルに近付けることができ、より安定したクロックを再生することができる。

そして、前記π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路３３の高速引き込み処理によって補正された復調信号は、低速引き込み処理を行うＤＣオフセット補正回路５１に与えられる。ＤＣオフセット補正回路５１は、入力された復調信号の平均値から、ＤＣオフセットを求め、局部発振器２２３，２４３（図２の例では２２３）の発振周波数を補正する。

したがって、このように構成される無線受信機１のトータルのオフセット補正は、数式で示すと、以下の通りとなる。
fc(t) ：自局シンボル判定時の受信周波数中心（ＤＣオフセットによるずれ有）
frx ：相手局送信周波数の中心（固定値）
Adj local (t) ：低速引き込みによる受信周波数偏差補正値
Adj DC ：高速引き込みによる受信周波数偏差補正値（同期検出で設定の固定値）
Adj Del(t) ：実質的に高速引き込みから低速引き込みに引き渡すことになる受信周波数補正量
とすると、
fc(t) = frx- (Adj local(t)+ Adj Del(t))- (Adj DC- Adj Del(t)) ・・・（１）
である。

すなわち、(Adj DC - Adj Del(t))の補正が高速引き込み処理で、(Adj local(t) + Adj Del(t)) の補正が低速引き込み処理である。上述の説明と対比すると、Adj DC=Δｆ、Adj Del(t) =Ａ、Adj DC - Adj Del(t) =Δｆ’となる。

また、上式を、図２から主要部を抜き出し、簡略化した機能的ブロック図で示すと、図１４のようになる。図１４では、復調処理部１０１に入力された中間周波信号は、混合器１０１１において、局部発振器１０１２からの局部発振信号と混合されて周波数変換され、検波処理部１０１３において、バンドパスフィルタ処理によって検波されて、復調（検波）信号が得られる。

その復調（検波）信号は、高速引き込み処理部１０２に入力され、パターン検出部１０２１において、同期ワードパターンが検出されるとともに、受信周波数偏差補正値Adj DCが求められる。そして、前記受信周波数偏差補正値Adj DCからは、後段の周波数偏差減算処理部１０２２において、受信周波数補正量Adj Del(t)が減算されることで、該受信周波数偏差補正値Adj DCは、時間経過に伴い減少してゆく。こうして求められた高速引き込み処理のための補正値(Adj DC - Adj Del(t))が、減算器１０３において、前記復調（検波）信号から減算されることで高速引き込み処理が行われ、処理後の復調（検波）信号が、後段の低速引き込み処理部１０４に入力される。

低速引き込み処理部１０４では、前記復調（検波）信号はシンボルクロック再生部１０４１に入力され、再生されたクロックのタイミングで、サンプラ１０４２において、該復調（検波）信号がサンプリングされ、シンボルデータとして出力される。一方、その復調（検波）信号は、自動受信周波数補正部１０４３によって、局部発振器１０１２にフィードバックされ、低速引き込み処理が行われる。

したがって、前述の式およびこの図１４から明らかなように、高速引き込み処理では、基本の受信周波数偏差補正値Adj DC（=Δｆ）から、受信周波数補正量Adj Del(t) （=Ａ）を減算してゆくことで、復調信号に占める高速引き込み処理の影響は時間経過に伴い減少してゆく。そして、後段で低速引き込みによる受信周波数偏差(Adj local(t) + Adj Del(t))を局部発振器１０１２にフィードバックして補正を行うと、結果的に、上述のように、受信周波数補正量Adj Del(t) （=Ａ）が、高速引き込み処理から低速引き込み処理に引き渡され、低速引き込み処理でＤＣオフセットが検出されるようになるので、局部発振器２２３（２４３）の発振周波数の補正が行われる。

こうして、ＤＣオフセットを素早く抽出し、最初のフレームのデータから復調可能な高速引き込み処理と、時間が掛かるものの、正確なＤＣオフセットの検出が可能である低速引き込み処理とを併用するにあたって、高速引き込み処理で求めたＤＣオフセットを漸次減少させつつ低速引き込み処理に引き渡してゆくので、話頭切断などが生じることなく、フレーム同期確立の精度（着呼率）を向上することができ、最終的に、低速引き込み処理による復調信号の平均値のみに基づく正確な局部発振周波数の補正を行うことができるので、ノイズ耐性や受信感度を高めることができる。

上述の図１４において、［ａ］〜［ｇ］で示す各点の模式的な波形を、図１５に示す。［ａ］で示すように、自局の受信周波数中心fc(t)が相手側の送信周波数中心frxから周波数偏差Δｆを有する場合、［ｂ］で示すように、受信帯域幅Ｗ、すなわち検波処理部１０１３のバンドパスフィルタの通過帯域幅からはみ出す部分には、歪みを生じることになる。

しかしながら、本実施形態では、パターン検出部１０２１において、［ｃ］で示すように、同期ワードパターンが検出され、［ｅ］で示すように、受信周波数偏差補正値 Adj DCが求められると、高速引き込み処理によって、直ちに復調（検波）信号から減算されて、音声／非音声のデータが復調される。なお、［ｃ］の高速引き込み処理後の出力と、［ｄ］の低速引き込み処理後の出力とは、実質、サンプラ１０４２によるサンプリングの有無だけが相違するので、図１５のレベルでは、同様に現れている。

そして、［ｆ］で示すように、受信周波数偏差補正値Adj DCは、周波数偏差減算処理部１０２２において、受信周波数補正量Adj Del(t)ずつ減算されてゆき、高速引き込み処理のための補正値(Adj DC - Adj Del(t))は、時間経過に伴い減少してゆく。続いて、減算器１０３で、高速引き込み処理のための補正値(Adj DC - Adj Del(t))が前記復調（検波）信号から減算されることで、高速引き込み処理が行われる。一方、高速引き込み処理で補正された復調（検波）信号が、自動受信周波数補正部１０４３によって、［ｇ］で示すように局部発振器１０１２にフィードバックされることで、前記受信周波数補正量Adj Del(t)は、低速引き込み処理に引き渡されることになる。

こうして、［ｂ］で示すように、復調（検波）信号が、受信帯域幅Ｗ内に入ってゆくことで歪みが減少されてゆき、最終的に自局の受信周波数中心fc(t)を相手側の送信周波数中心frxに合わせ込み、歪みを無くすことができる。

なお、同期検出前のフレーム先頭より前は、ノイズが多く、前記スケルチ回路４３および補正制御回路５２によるＤＣオフセット補正回路５０の高速引き込み処理の禁止によって、何らの補正も行われない。また、高速引き込み処理によって前記受信周波数補正量Adj Del(t)を減算した直後の復調（検波）信号には、一瞬、周波数偏差が生じることになるが、前記受信周波数補正量Adj Del(t)（＝減分Ａ）は、自動受信周波数補正部１０４３におけるシンボル判定に影響を与えない値に設定されている。その一瞬の周波数偏差は、低速引き込み処理による局部発振回路１０１２のフィードバック制御にて、次の受信周波数補正量Adj Del(t)の減算処理までに補正されて、周波数偏差が蓄積されてゆくようなことはない。

図１５では、図面の簡略化のために、１フレーム期間に９回の補正を行うことを示しているが、実際は、たとえば１フレーム期間は４０ｍｓｅｃで、減算処理周期、すなわち前記図１０の演算周期は０．４〜４ｍｓｅｃ（２〜２０シンボル）で、９〜１００回程度の補正が行われ、前記表２および図９の減分Ａ（＝受信周波数補正量Adj Del(t)）が±１００Ｈｚの設定の場合、高速引き込み処理は、最大でも、前記１フレーム期間以内の４０ｍｓｅｃ程度で終了する（Δｆ’＝０になる）
ここで、従来の単純な高速引き込み処理と低速引き込み処理とを組合わせた構成について説明する。そのような構成は、図１４において、高速引き込み処理部１０２から、周波数偏差減算処理部１０２２を除いた構成に相当する。したがって、パターン検出部１０２１で求められた受信周波数偏差補正値Adj DC（＝Δｆ）は、呼が終了するまで、そのまま使用され、変化しない。したがって、そのような構成におけるオフセット補正を、前述の式１と同様に式で表せば、下記のようになる。

fc(t) = (frx-Adj local(t))-Adj DC・・・（２）
また、そのような構成による模式的な波形を示すと、図１６のようになる。図１６は、図１５と同様に、図１４の［ａ］〜［ｅ］［ｇ］で示す各点の波形を示している。図１５と図１６とを比較して明らかなように、前記受信周波数偏差補正値Adj DCによる高速引き込み処理が或る程度適正に行われると、［ｇ］で示すように、低速引き込み処理のために局部発振器１０１２へフィードバックされる受信周波数偏差補正値Adj local (t)は、ほぼ０になり、実質的に低速引き込み処理が機能しない。そのため、受信信号は［ｂ］で示すように、受信帯域幅Ｗからはみ出したままとなり、そのはみ出した部分が前述の図１８で示すように、フィルタ処理によって失われ、図１９で示すように、復調信号が歪んでしまう。こうして、感度劣化が生じるとともに、得られる直流値の信頼性が低くなり、フレーム同期確立の精度（着呼率）も低下する。本実施形態（図１５）と、図１７，２０，２１の従来技術と比較しても同様である。

上述の実施形態では、受信周波数補正量Adj Del(t)は、高速引き込み処理と低速引き込み処理に共通であったが、高速引き込み処理での受信周波数補正量Adj Del(t)（ＤＣオフセット）の減少の時定数が、低速引き込み処理における平均値（Adj local (t)）の変化の時定数より大きいことが好ましい。その場合、自動受信周波数補正部１０４３は、減算器１０３による減算前の復調（検波）信号を取り込み、前記受信周波数偏差補正値Adj DCを減算し、さらにその受信周波数偏差補正値Adj DCに基づき、前記受信周波数補正量Adj Del(t)よりも前記時定数の大きな受信周波数補正量Adj Del’(t)を求めて加算した復調（検波）信号からフィードバック値を求めるようにすればよい。具体的には、前記受信周波数補正量Adj Del’(t)については、表２のテーブルの読み出しを、１段以上低い値とすればよい。

このように構成することで、ノイズ耐性を高めるためには、信頼性が高い平均値の影響、すなわち低速引き込み処理の影響を早目に大きくすることが考えられるが、前記平均値の変化の応答が遅いので、該平均値が充分に立ち上がって来るまで、高速引き込み処理の影響を維持することで、より適切に局部発振器１２の発振周波数の補正を行うことができる。

また、本実施形態の無線受信機１では、変調方式は、π／４ＤＱＰＳＫ変調方式であることが好ましい。それは、ＱＰＳＫ変調方式は、ＦＳＫ変調方式に比べて、パワーアンプの消費電力が増加するものの、（フレームフォーマットの違いもあるが）同じ占有帯域当りにおける伝送ボーレートを２倍に高めることができ、多くのデータを通信することができ、或いは短時間で通信を行うことができるためである。しかしながら、その分、ＦＳＫ変調方式では、占有帯域の１／２程度の周波数帯域しか使用していないのに対して、ＱＰＳＫ変調方式では、占有帯域のほぼ全周波数帯域を使用するので、周波数にずれが生じていると、送信した場合、隣接チャネルに漏洩してしまう可能性がある。そのため、本発明は、ＱＰＳＫ変調方式で、特に効果的である。中でも、前記ＱＰＳＫ変調方式の位相を４５°ずらして振幅変動を小さくしたπ／４ＤＱＰＳＫ変調方式は、パワーアンプの消費電力を少なくすることができ、より好適である。

さらにまた、本実施形態の無線受信機１では、スケルチ回路４３で検出されたノイズレベルが予め定める閾値より大きい場合には、補正制御ブロック５２はＤＣオフセット補正回路５０による高速引き込み処理を休止させるので、特にビット同期が取れていないような状態にいて、ノイズによる誤ったオフセット補正を防止することができる。

なお、本件発明者は、特許文献２として、特許第５３０４０８９号公報を提案している。その先行技術は、多値（実施の形態では４値）のＦＳＫ受信機において、復調信号の振幅最大値および最小値を逐次更新して取得してゆき、所定の閾値以上になると、前記多値で真の最大値および最小値が得られたものと判定して、それらの中央値でＤＣオフセットを求め、前記復調信号の補正や、局部発振器の発信周波数の補正を行うものである。そして、高速引き込み処理と低速引き込み処理とを併用し、最初の同期ワードのみから求めたＤＣオフセットを、以降、呼が終了するまで復調信号から減算するとともに、逐次更新される平均値を用いて、局部発振周波数を補正している。したがって、適切な振幅最大値および最小値を求める点を除いて、前述の図１６で示す従来技術に近い。

１ 無線受信機
３ アンテナ
４，８，１２，２２４ バンドパスフィルタ
５，９，１３，４０ アンプ
６，１０；２２２，２４１，２４２ 混合器
７，１１；２２３，２４３ 局部発振器
１４ アナログ／デジタル変換器
１５，１７，３９ デジタル／アナログ変換器
１６ スピーカ
２１ 復調回路
２２ 周波数変換器
２２１ ハイパスフィルタ
２３，３７，４５ コンバータ
２４ 直交変換器
２４４ 移相器
２４５，２４６ ルート・レイズド・コサインフィルタ
２９ 位相検出器
３０ 周波数検出器
３０１ 加算器
３０２ 遅延器
３３ π／４ＤＱＰＳＫシンボル再生回路
３３０，３３６−１〜３ 引算器
３３１−１〜３，３３４−１〜３ シフトレジスタ
３３２ ゲート回路
３３３ タイマ
３３５ シンボル判定部
３３７ セレクタ
３３８ タイミング補正回路
３３９ ループフィルタ
３４ 同期ワードパターン検出回路
３５ フレーム生成回路
３６ 音声復調部
４１ スピーカ
４２ ＡＧＣ演算回路
４３ スケルチ回路
４６ ＲＳＳＩ回路
５０ ＤＣオフセット補正回路
５１ ＤＣオフセット補正回路
５２ 補正制御回路
１０１ 復調処理部
１０１１ 混合器
１０１２ 局部発振器
１０１３ 検波処理部
１０２ 高速引き込み処理部
１０２１ パターン検出部
１０２２ 周波数偏差減算処理部
１０３ 減算器
１０４ 低速引き込み処理部
１０４１ シンボルクロック再生部
１０４２ サンプラ
１０４３ 自動受信周波数補正部

Claims (6)

1. 無線送信機との周波数ずれが復調信号の ＤＣオフセットとして現れる変調方式の無線受信機において、
   前記復調信号の所定数分のシンボルパターンの直流値と、既知の同期信号のシンボルパターンの直流値との差分から求めた前記ＤＣオフセットを、前記復調信号から減算することで、高速引き込み処理を行う第１の補正手段と、
   前記ＤＣオフセットを、前記第１の補正手段からの復調信号の平均値から求め、局部発振器の発振周波数を補正することで、低速引き込み処理を行う第２の補正手段とを備え、
   前記第１の補正手段が、前記高速引き込み処理を行った後、前記復調信号から減算するＤＣオフセットを、予め定める時間毎に、該時間の経過に伴い減少させてゆくことを特徴とする無線受信機。
2. 前記第１の補正手段によるＤＣオフセットの減少の時定数は、前記第２の補正手段における平均値の変化の時定数より大きいことを特徴とする請求項１記載の無線受信機。
3. 前記変調方式は、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式であることを特徴とする請求項１または２記載の無線受信機。
4. ノイズレベルを検出するスケルチ回路と、
   前記スケルチ回路で検出されたノイズレベルが予め定める閾値より大きい場合には、前記第１の補正手段による高速引き込み処理を休止させる第３の補正手段とをさらに備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＦＳＫ受信機。
5. アンテナと、
   前記アンテナで受信された信号を直交変換する直交変換器と、
   前記直交変換器で得られたＩ成分、Ｑ成分を直交検波し、前記復調信号を得る検波回路とを備えて構成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の無線受信機。
6. 無線送信機との周波数ずれが復調信号の ＤＣオフセットとして現れる変調方式の無線受信機における周波数補正方法において、
   前記復調信号の所定数分のシンボルパターンの直流値と、既知の同期信号のシンボルパターンの直流値との差分から前記ＤＣオフセットを求める第１のオフセット算出ステップと、
   前記第１のオフセット算出ステップで求めたＤＣオフセットを 前記復調信号から減算することで、高速引き込み処理を行う第１の補正ステップと、
   前記ＤＣオフセットを、前記第１の補正ステップで補正された復調信号の平均値から求める第２のオフセット算出ステップと、
   前記第２のオフセット算出ステップで求めたＤＣオフセットによって局部発振器の発振周波数を補正することで、低速引き込み処理を行う第２の補正ステップとを備え、
   前記第１のオフセット算出ステップは、前記復調信号から減算するＤＣオフセットを、予め定める時間毎に、該時間の経過に伴い減少させてゆくことを特徴とする無線受信機の周波数補正方法。

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