JP2015141557A - 入力装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズの多い環境下ではノイズの影響を軽減できるとともに、ノイズの少ない環境下では応答遅延を少なくすることができる入力装置を提供する。【解決手段】複数の検出位置における物体の近接状態の検出結果としてセンサ部１０から検出データが出力され、その検出データに含まれるノイズがノイズ量算出部２２においてノイズ量ＮVとして算出される。そして、フィルタ部２４において検出データに含まれたノイズを減衰させる場合に、当該算出されたノイズ量ＮVに応じて、ノイズ量ＮVが大きいほどノイズの減衰量が大きくなり、ノイズ量ＮVが小さいほどノイズの減衰量が小さくなるように、ローパスフィルタ処理のノイズ減衰特性が変更される。【選択図】図１

Description

本発明は、コンピュータやスマートフォン等の情報機器において情報の入力に用いられる入力装置に係り、特に、指やペンなどの物体が操作面に近接した領域を特定し、その特定した領域に基づいて情報を入力する入力装置に関するものである。

ノートブック型ＰＣがタブレット端末、スマートフォンなどの情報機器の入力インターフェースとして、指やペンなどの物体の接触位置を検出するセンサを備えたタッチパッドやタッチパネルなどの装置が広く普及している。物体の接触位置を検出するセンサには、抵抗膜方式や静電容量方式など種々のタイプが存在するが、近年では、複数の接触箇所を検出する「マルチタッチ」への対応が可能な静電容量方式のセンサの採用が増加している。

一般的な静電容量方式のセンサでは、格子状に配置された複数の電極において電極間の静電容量（相互容量）や電極とグランドとの間の静電容量（自己容量）が検出される。下記の特許文献１に記載される静電容量式タッチセンサは、Ｘ方向に沿って配線された複数のＸ電極と、Ｙ方向に沿って配線された複数のＹ電極を有する（図１）。指などの操作体がＸ電極（Ｙ電極）に近づくと、操作体とＸ電極（Ｙ電極）との間に静電結合が形成され、Ｘ電極（Ｙ電極）の静電容量が増加する。各Ｘ電極，Ｙ電極における静電容量を監視することにより、操作体の近接位置を検出することができる。

特開２０１２−１９８６０７号公報

上述した特許文献１に記載される入力装置では、対象座標及び対象座標の前後に取得された所定数の座標をもとに移動平均を行い、その平均値を補正座標に設定することによりノイズの除去が行われる。このようなノイズ除去を実施することにより、ノイズの多い環境下であっても座標のふらつき等が抑えられ、誤動作を生じ難くすることができる。しかしながら、センサの出力信号に対して移動平均などのノイズ除去処理を行うと、高域成分が減衰してしまうため、センサの入力に対する応答が遅くなる。特許文献１に記載される入力装置では、ノイズの少ない環境でも、ノイズの多い環境と同様なノイズ除去処理が行われるため、ノイズ除去処理による遅延が大きいという問題がある。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ノイズの多い環境下ではノイズの影響を軽減できるとともに、ノイズの少ない環境下では応答遅延を少なくすることができる入力装置を提供することにある。

本発明に係る入力装置は、複数の検出位置において物体の近接状態を検出し、当該検出結果を検出データとして出力するセンサ部と、前記複数の検出位置における前記検出データに基づいて、物体の近接位置を示す位置データを算出する位置データ算出部と、前記センサ部から出力される前記検出データに含まれるノイズの影響を軽減して前記位置データ算出部に入力する第１処理、及び、前記位置データ算出部から出力される前記位置データに含まれるノイズの影響を軽減する第２処理の少なくとも一方を行うフィルタ部と、前記検出データに含まれるノイズ量を算出するノイズ量算出部とを備える。前記フィルタ部は、前記ノイズ量算出部において算出されるノイズ量に応じて、前記ノイズ量が大きいほどノイズの影響の軽減量が大きくなり、前記ノイズ量が小さいほどノイズの影響の軽減量が小さくなるように、前記第１処理及び前記第２処理の少なくとも一方における処理方法を変更する。
上記の構成によれば、前記検出データに含まれるノイズの影響を軽減させる前記第１処理や、前記位置データに含まれるノイズの影響を軽減させる前記第２処理において、前記検出データに含まれる前記ノイズ量が大きいほどノイズの影響の軽減量が大きくなり、前記ノイズ量が小さいほどノイズの影響の軽減量が小さくなるように、処理方法が変更される。

好適に、前記フィルタ部は、前記センサ部から出力される前記検出データに含まれるノイズを減衰させて前記位置データ算出部に入力する第１ローパスフィルタ処理、及び、前記位置データ算出部から出力される前記位置データに含まれるノイズを減衰させる第２ローパスフィルタ処理の少なくとも一方を行ってもよい。また、前記フィルタ部は、前記ノイズ量算出部において算出されるノイズ量に応じて、前記ノイズ量が大きいほどノイズの減衰量が大きくなり、前記ノイズ量が小さいほどノイズの減衰量が小さくなるように、前記第１ローパスフィルタ処理及び前記第２ローパスフィルタ処理の少なくとも一方におけるノイズの減衰特性を変更してもよい。
上記の構成によれば、前記検出データに含まれるノイズを減衰させる前記第１ローパスフィルタ処理や、前記位置データに含まれるノイズを減衰させる前記第２ローパスフィルタ処理において、前記検出データに含まれる前記ノイズ量が大きいほどノイズの減衰量が大きくなり、前記ノイズ量が小さいほどノイズの減衰量が小さくなるように、ノイズの減衰特性が変更される。従って、ノイズの多い環境下ではローパスフィルタ処理のノイズ減衰量が大きくなるようにノイズ減衰特性を変更することでノイズの影響が軽減され、ノイズの少ない環境下ではローパスフィルタ処理のノイズ減衰量が小さくなるようにノイズ減衰特性を変更することで応答遅延が少なくなる。

好適に、前記フィルタ部は、前記第１ローパスフィルタ処理及び前記第２ローパスフィルタ処理の少なくとも一方において、ローパスフィルタ処理の対象とする一連の対象値における直近の少なくとも１つの対象値に第１重み係数を乗じて得た値と、前記ローパスフィルタ処理の直近の処理結果に第２重み係数を乗じて得た値とを加算した結果に基づいて、新たなローパスフィルタ処理の処理結果を算出してよい。また、この場合、前記フィルタ部は、前記ノイズ量算出部において算出されるノイズ量に応じて、前記ノイズ量が大きくなるほど、前記第１重み係数に対して前記第２重み係数を相対的に増大させ、前記ノイズ量が小さくなるほど、前記第１重み係数に対して前記第２重み係数を相対的に減少させてよい。

好適に、前記センサ部は、物体の近接状態に応じて静電容量が変化するキャパシタを形成する検出電極と、前記キャパシタに駆動電圧を印加する駆動部と、前記駆動電圧の印加に伴って前記キャパシタが充電又は放電される際に前記検出電極において伝送される電荷に応じた前記検出データを生成する検出データ生成部とを有してよい。
この場合、前記ノイズ量算出部は、複数の前記検出データの差異に応じて前記ノイズ量を算出してよい。また、上記入力装置は、一の前記ノイズ量の算出に用いられる複数の前記検出データを生成する場合、前記検出電極へのノイズの入力がなければ前記検出電極において伝送される前記電荷がほぼ同一になるように、各々の前記検出データを生成する際の前記駆動部における前記駆動電圧の印加条件を設定するセンサ制御部を有してよい。

好適に、前記センサ部は、前記検出電極との間でそれぞれ前記キャパシタを形成する複数の駆動電極を有してよい。前記センサ制御部は、前記位置データの算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記複数の駆動電極から順番に一の駆動電極を選択し、当該選択した一の駆動電極と前記検出電極とが形成する前記キャパシタに前記駆動電圧を印加するように前記駆動部を制御してよい。また、前記センサ制御部は、前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記複数の駆動電極の少なくとも一部と前記検出電極とが形成する複数の前記キャパシタに共通の前記駆動電圧を印加するか、若しくは、前記複数の駆動電極の少なくとも一部をフローティング状態にするように前記駆動部を制御してよい。
これにより、前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する場合、幾つかの前記駆動電極がまとめて同一の状態（電圧を印加された状態、又は、フローティング状態）に設定されるため、前記位置データの算出に用いられる前記検出データを生成する場合に比べて、前記検出データの生成に要する時間が短くなる。

好適に、前記センサ制御部は、前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記駆動電圧を一定に保つように前記駆動部を制御してよい。
これにより、前記検出電極には、前記駆動電圧の変化に起因した電荷が伝送されなくなり、主としてノイズに起因した電荷が伝送されるようになる。

好適に、前記センサ部は、前記検出電極を複数有してよい。この場合、前記ノイズ量算出部は、前記複数の検出電極について、前記ノイズ量の算出用に生成された前記複数の検出データの差異に応じたノイズ量をそれぞれ算出し、当該算出した複数のノイズ量における最大値をノイズ量の算出結果として選択してよい。

好適に、前記センサ制御部は、前記位置データの算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記駆動電圧を一定の周波数で変化させるように前記駆動部を制御し、前記駆動電圧の変化と同期したタイミングで前記検出電極において伝送される前記電荷をサンプリングし、当該サンプリングの結果に応じた前記検出データを生成するように前記検出データ生成部を制御してよい。また、前記センサ制御部は、前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記検出電極において伝送される前記電荷を一定の周波数でサンプリングし、当該サンプリングの結果に応じた前記検出データを生成するように前記検出データ生成部を制御してよい。更に、前記センサ制御部は、前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する動作を、複数のサンプリング周波数についてそれぞれ複数回行うように前記検出データ生成部を制御してよい。
前記ノイズ量算出部は、前記複数のサンプリング周波数の各々について生成された複数の検出データに基づいて、前記複数のサンプリング周波数の各々について前記ノイズ量を算出してよい。
上記入力装置は、前記複数のサンプリング周波数の各々について算出された前記ノイズ量に応じて、前記ノイズが相対的に最も小さいサンプリング周波数を選択するサンプリング周波数選択部を有してよい。
前記フィルタ部は、前記サンプリング周波数選択部において選択されたサンプリング周波数について算出された前記ノイズ量に応じて、前記減衰特性の変更を行ってよい。
前記センサ制御部は、前記位置データの算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記サンプリング周波数選択部において選択されたサンプリング周波数で前記駆動電圧を変化させるように前記駆動部を制御してよい。

好適に、前記ノイズ量算出部は、繰り返し算出した前記ノイズ量の算出結果に平均化処理を施してよい。この場合、前記フィルタ部は、前記ノイズ量算出部において前記平均化処理を施されたノイズ量の算出結果に基づいて前記減衰特性の変更を行ってよい。

好適に、前記センサ制御部は、前記位置データの算出に用いられる前記検出データを第１の周期ごとに生成するとともに、一の前記ノイズ量の算出に用いられる複数の前記検出データを生成する動作を前記第１の周期ごとに少なくとも１回行うように前記駆動部及び前記検出データ生成部を制御してよい。この場合、前記ノイズ量算出部は、前記検出データ生成部において前記第１の周期ごとに生成される複数の前記検出データに基づいて、前記第１の周期ごとに少なくとも１つの前記ノイズ量を算出してよい。

本発明によれば、ノイズの多い環境下ではノイズの影響を軽減できるとともに、ノイズの少ない環境下では応答遅延を少なくすることができる。

第１の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。 第１の実施形態に係る入力装置の動作の一例を示すタイムチャートである。図２Ａは、位置データが算出される周期の詳細を表したタイムチャートであり、図２Ｂは、各サンプリング周波数のノイズ量が確定する周期を表したタイムチャートである。 ノイズスキャンにおいてノイズ量算出用の検出データを生成する動作を説明するための図である。 指を介して検出電極にノイズが入力される状態を例示する図である。図４Ａは、指との容量結合によって各検出電極にノイズが入力される状態を示し、図４Ｂは、各検出電極について算出されるノイズ量を示す。 検出電極へ一時的に指が接近した場合に検出電極において伝送される電荷の波形を示すグラフである。図５Ａは比較的ノイズが小さい場合を示し、図５Ｂは比較的ノイズが大きい場合を示す。 第１の実施形態に係る入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。 検出データに含まれるノイズとノイズ量算出部で算出されるノイズ量との関係を示す図である。 ローパスフィルタ処理の係数と応答遅延及びノイズ低減効果との関係を示す図である。 検出データに含まれるノイズとノイズ量算出部で算出されるノイズ量との関係を示す図であり、ローパスフィルタ処理を行わない場合と、固定の係数でローパスフィルタ処理を行う場合と、ノイズ量に応じてローパスフィルタ処理の係数を変更する場合との比較を示す。 ノイズ量算出部で算出されるノイズ量と応答遅延との関係を示す図であり、ローパスフィルタ処理を行わない場合と、固定の係数でローパスフィルタ処理を行う場合と、ノイズ量に応じてローパスフィルタ処理の係数を変更する場合との比較を示す。 第２の実施形態に係る入力装置の動作の一例を示すタイムチャートである。図１１Ａは、位置データが算出される周期の詳細を表したタイムチャートであり、図１１Ｂは、各サンプリング周波数のノイズ量が確定する周期を表したタイムチャートである。 第２の実施形態に係る入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。 第３の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。 第３の実施形態に係る入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。 第４の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。 図１５に示す入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。 第４の実施形態に係る入力装置の他の構成例を示す図である。 図１７に示す入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明の第１の実施形態に係る入力装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、第１の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。図１に示す入力装置は、センサ部１０と、処理部２０と、記憶部３０と、インターフェース部４０を有する。
本実施形態に係る入力装置は、センサ部１０に指やペンなどの物体を近接させることによって、その近接位置に応じた情報を入力する装置である。なお、本明細書における「近接」とは、接触した状態で近くにあることと、接触しない状態で近くにあることを両方含む。

［センサ部１０］
センサ部１０は、操作面に分布した複数の検出位置において、指やペンなどの物体の近接状態をそれぞれ検出する。例えばセンサ部１０は、物体の近接に応じて静電容量が変化するキャパシタ（容量性センサ素子）１２がマトリクス状に形成されたセンサマトリクス１１と、キャパシタ１２の静電容量に応じた検出データを生成する検出データ生成部１３と、キャパシタ１２に駆動電圧を印加する駆動部１４を有する。

センサマトリクス１１は、縦方向に延在した複数の駆動電極Ｌ_xと、横方向に延在した複数の検出電極Ｌ_yを備える。複数の駆動電極Ｌ_xは横方向へ平行に並び、複数の検出電極Ｌ_yは縦方向へ平行に並ぶ。複数の駆動電極Ｌ_xと複数の検出電極Ｌ_yが格子状に交差しており、互いに絶縁されている。駆動電極Ｌ_xと検出電極Ｌ_yの交差部付近に、容量性センサ素子としてのキャパシタ１２が形成される。なお、図１の例では電極（Ｌ_x，Ｌ_y）の形状が短冊状に描かれているが、他の任意の形状（ダイヤモンドパターンなど）でもよい。

駆動部１４は、センサマトリクス１１の各キャパシタ１２に駆動電圧を印加する回路である。具体的には、駆動部１４は、処理部２０の制御に従って、複数の駆動電極Ｌ_Xから順番に一の駆動電極Ｌ_xを選択し、当該選択した一の駆動電極Ｌ_xの電位を周期的に変化させる。駆動電極Ｌ_xの電位が所定の範囲で変化することにより、この駆動電極Ｌ_xと検出電極Ｌ_yとの交差点付近に形成されたキャパシタ１２に印加される駆動電圧が所定の範囲で変化し、キャパシタ１２において充電や放電が生じる。

検出データ生成部１３は、駆動部１４による駆動電圧の印加に伴ってキャパシタ１２が充電又は放電される際に各検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷に応じた検出データを生成する。すなわち、検出データ生成部１３は、駆動部１４の駆動電圧の周期的な変化と同期したタイミングで、各検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷をサンプリングし、そのサンプリングの結果に応じた検出データを生成する。

例えば、検出データ生成部１３は、キャパシタ１２の静電容量に応じた電圧を出力する静電容量−電圧変換回路（ＣＶ変換回路）と、ＣＶ変換回路の出力信号をデジタル信号に変換し、検出データとして出力するアナログ−デジタル変換回路（ＡＤ変換回路）を有する。
ＣＶ変換回路は、駆動部１４の駆動電圧が周期的に変化してキャパシタ１２が充電又は放電される度に、処理部２０の制御に従って、検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷をサンプリングする。具体的には、ＣＶ変換回路は、検出電極Ｌ_yにおいて正又は負の電荷が伝送される度に、この電荷若しくはこれに比例した電荷を参照用のキャパシタに移送し、参照用のキャパシタに発生する電圧に応じた信号を出力する。例えば、ＣＶ変換回路は、検出電極Ｌ_yにおいて周期的に伝送される電荷若しくはこれに比例した電荷の積算値や平均値に応じた信号を出力する。ＡＤ変換回路は、処理部２０の制御に従って、ＣＶ変換回路の出力信号を所定の周期でデジタル信号に変換し、検出データとして出力する。

なお、上述の例において示したセンサ部１０は、電極間（Ｌ_x，Ｌ_y）に生じる静電容量（相互容量）を容量性センサ素子として利用し、その静電容量の変化によって物体の近接を検出するものであるが、この例に限らず、他の種々の方式によって物体の近接を検出してもよい。例えば、センサ部１０は、物体の接近によって電極とグランドの間に生じる静電容量（自己容量）を検出する方式でもよい。自己容量を検出する方式の場合、検出電極に駆動電圧が印加される。

［処理部２０］
処理部２０は、入力装置の全体的な動作を制御する回路であり、例えば、記憶部３０に格納されるプログラムの命令コードに従って処理を行うＣＰＵや、特定の機能を実現するロジック回路を含んで構成される。処理部２０の処理は、全てＣＰＵにおいてプログラムに基づいて実現してもよいし、その一部若しくは全部をロジック回路で実現してもよい。

図１の例において、処理部２０は、センサ制御部２１と、ノイズ量算出部２２と、フィルタ部２４と、位置データ算出部２５と、サンプリング周波数選択部２６を有する。

センサ制御部２１は、駆動部１４における駆動電極Ｌ_xの選択と駆動電圧の発生、並びに、検出データ生成部１３における電荷のサンプリングと検出データの生成が適切に行われるように、これらの回路を制御する。

センサ制御部２１は、位置データ算出部２５において位置データの算出に用いられる検出データを生成する場合（メインスキャン）、複数の駆動電極Ｌ_xから順番に一の駆動電極Ｌ_xを選択し、当該選択した一の駆動電極Ｌ_xと検出電極Ｌ_yとが形成するキャパシタ１２に駆動電圧を印加するように駆動部１４を制御する。
この場合、センサ制御部２１は、サンプリング周波数選択部２６によって選択された一定のサンプリング周波数で駆動電圧を変化させるように駆動部１４を制御する。また、センサ制御部２１は、駆動電圧の変化と同期したタイミングで各検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷をサンプリングし、当該サンプリングの結果に応じた各検出電極Ｌ_yの検出データを生成するように検出データ生成部１３を制御する。

他方、センサ制御部２１は、ノイズ量算出部２２おいて一の瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出に用いられる複数の検出データを生成する場合（ノイズスキャン）、検出電極Ｌ_yへのノイズの入力がなければ検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷がほぼ同一になるように、複数の検出データの各々を生成する際の駆動部１４における駆動電圧の印加条件を設定する。これにより、複数の検出データに生じた差異に基づいて、検出電極Ｌ_yに入力されたノイズの大きさを算出することが可能となる。

具体的には、センサ制御部２１は、ノイズ量算出部２２おいて一の瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出に用いられる複数の検出データを生成する場合、複数の駆動電極Ｌ_xの少なくとも一部と検出電極Ｌ_yとが形成する複数のキャパシタ１２に共通の駆動電圧を印加するように駆動部１４を制御する。この場合の駆動電圧は、検出データ生成部１３と同じサンプリング周波数で変化させてもよいし、一定に保ってもよい。あるいは、センサ制御部２１は、複数の駆動電極Ｌ_xの少なくとも一部をフローティング状態にしてもよい。
センサ制御部２１は、上述した駆動部１４の制御と並行して、検出データ生成部１３の制御も行う。すなわち、センサ制御部２１は、各検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷を一定の周波数でサンプリングし、当該サンプリングの結果に応じた検出データを各検出電極Ｌ_yについて生成するように検出データ生成部１３を制御する。

また、センサ制御部２１は、瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出に用いられる各検出電極Ｌ_yの検出データを生成する上述した動作を、所定の複数のサンプリング周波数についてそれぞれ複数回行うように、検出データ生成部１３を制御する。これにより、各検出電極Ｌ_yの瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出に必要な検出データが、複数のサンプリング周波数についてそれぞれ生成される。

更に、センサ制御部２１は、位置データ算出部２５において位置データの算出に用いられる検出データを周期Ｔ_REPORTごとに生成するとともに、ノイズ量算出部２２において一の瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出に用いられる複数の検出データを生成する動作を周期Ｔ_REPORTごとに少なくとも１回行うように駆動部１４及び検出データ生成部１３を制御する。

ノイズ量算出部２２は、センサ部１０において生成された検出データに含まれるノイズ量を算出する。具体的には、ノイズ量算出部２２は、瞬時ノイズ量算出部２２１とノイズ量平均化部２２２を有する。

瞬時ノイズ量算出部２２１は、センサ部１０においてノイズ量の算出用に生成された複数の検出データに基づいて、それらの差異に応じた瞬時ノイズ量Ｎ_DFを算出する。例えば、２つの検出データが生成される場合、瞬時ノイズ量算出部２２１は、２つの検出データの差の絶対値を瞬時ノイズ量Ｎ_DFとして算出する。また、３以上の検出データが生成される場合、瞬時ノイズ量算出部２２１は、複数の検出データにおける最大値と最小値との差の絶対値や、複数の検出データのばらつきを示す統計量（分散、標準偏差など）を瞬時ノイズ量Ｎ_DFとして算出してもよい。

瞬時ノイズ量算出部２２１は、センサ部１０に設けられた複数の検出電極Ｌ_yの各々について瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出用に複数の検出データが生成されると、上述した複数の検出データの差異に応じた瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出を検出電極Ｌ_yごとに行う。そして、瞬時ノイズ量算出部２２１は、複数の検出電極Ｌ_yについて算出した複数の瞬時ノイズ量Ｎ_DFのうち、最も値の大きい瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）を、瞬時ノイズ量の算出結果として選択する。

また、瞬時ノイズ量算出部２２１は、複数のサンプリング周波数についてそれぞれノイズ量算出用の各検出電極Ｌ_yの検出データが生成されると、上述した瞬時ノイズ量Ｎ_DFの算出をサンプリング周波数ごとに行う。

ノイズ量平均化部２２２は、瞬時ノイズ量算出部２２１において繰り返し算出される瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）に平均化処理を施す。例えば、ノイズ量平均化部２２２は、瞬時ノイズ量算出部２２１において算出された一連の所定数の瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）を積算し、平均化されたノイズ量Ｎ_Vとして出力する。なお、瞬時ノイズ量Ｎ_DFの平均化の方法は、単純な積算に限らず、任意の平均化処理によって行ってもよい。例えば、所定数の瞬時ノイズ量Ｎ_DFを積算した結果に対して、更に適当な平均化処理（加重平均など）を施してもよい。

フィルタ部２４は、センサ部１０から出力される位置データ算出用の検出データに含まれるノイズを、ローパスフィルタ処理によって減衰させる。これにより、検出データに含まれる高い周波数のノイズ成分が低減される。

また、フィルタ部２４は、ノイズ量算出部２２において算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じて、ローパスフィルタ処理におけるノイズの減衰特性を変更する。すなわち、フィルタ部２４は、ノイズ量Ｎ_Vが大きいほどノイズの減衰量が大きくなり、ノイズ量Ｎ_Vが小さいほどノイズの減衰量が小さくなるように、ローパスフィルタ処理におけるノイズの減衰特性を変更する。具体的には、フィルタ部２４は、ノイズ量Ｎ_Vが大きいほどカットオフ周波数が低くなり、ノイズ量Ｎ_Vが小さいほどカットオフ周波数が高くなるように、ローパスフィルタ処理の減衰特性を変更する。
フィルタ部２４は、例えば次の式で表されるローパスフィルタ処理を行う。

式（１）において、「ＳＤ」はローパスフィルタ処理の対象とする検出データ（対象値）を示し、「Ｋ」は係数を示し、「ＦＳＤ_OLD」はローパスフィルタ処理の直近の処理結果を示し、「ＦＳＤ_NEW」はローパスフィルタ処理の新たな処理結果を示す。式（１）によれば、フィルタ部２４は、検出データＳＤに重み係数「１／Ｋ」を乗じて得た値と、ローパスフィルタ処理の直近の処理結果ＦＳＤ_OLDに重み係数「（Ｋ−１）／Ｋ」を乗じて得た値とを加算することにより、ローパスフィルタ処理の新たな処理結果ＦＳＤ_NEWを算出する。

フィルタ部２４は、式（１）における係数Ｋを、ノイズ量算出部２２において算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じて変更する。すなわち、フィルタ部２４は、ノイズ量Ｎ_Vが大きくなるほど係数Ｋを増大させ、ノイズ量Ｎ_Vが小さくなるほど係数Ｋを減少させる。例えばフィルタ部２４は、適当な比例定数αによって、係数Ｋをノイズ量Ｎ_Vに比例して変化させる。この場合、係数Ｋは次の式で表される。

式（１），式（２）によれば、ノイズ量Ｎ_Vが大きくなるほど、検出データＳＤの重み係数「１／Ｋ」に対して直近の処理結果ＦＳＤ_OLDの重み係数「（Ｋ−１）／Ｋ」が相対的に増大するため、カットオフ周波数が低域にシフトして、ノイズの減衰量が大きくなる。また、ノイズ量Ｎ_Vが小さくなるほど、検出データＳＤの重み係数「１／Ｋ」に対して直近の処理結果ＦＳＤ_OLDの重み係数「（Ｋ−１）／Ｋ」が相対的に減少するため、カットオフ周波数が高域にシフトし、ノイズの減衰量が小さくなる。

位置データ算出部２５は、センサ部１０から出力される複数の検出位置における検出データに基づいて、物体の近接位置を示す位置データを算出する。例えば、位置データ算出部２５は、センサ部１０の検出結果に基づいて、操作面上の各位置において物体が近接しているか否かを示す２次元データを生成し、記憶部３０に格納する。位置データ算出部２５は、この２次元データに基づいて、物体が近接している操作面上の領域を特定し、その領域の位置を示す座標（例えば領域の重心の座標）を位置データとして算出する。

サンプリング周波数選択部２６は、所定の複数のサンプリング周波数についてそれぞれノイズ量算出部２２により算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じて、ノイズが相対的に最も小さいサンプリング周波数を選択する。サンプリング周波数選択部２６において低ノイズのサンプリング周波数が選択されると、フィルタ部２４は、当該選択されたサンプリング周波数について算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じて、ローパスフィルタ処理の減衰特性の変更を行う。また、センサ制御部２１は、位置データ算出部２５において位置データの算出に用いられる検出データを生成する場合（メインスキャン）、当該選択されたサンプリング周波数で駆動電圧を変化させるように、駆動部１４を制御する。

［記憶部３０］
記憶部３０は、処理部２０において処理に使用される定数データや変数データを記憶する。処理部２０がＣＰＵを含む場合、記憶部３０はそのＣＰＵにおいて実行されるプログラムを記憶してもよい。記憶部３０は、例えば、ＤＲＡＭやＳＲＡＭなどの揮発性メモリ、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリを含んで構成される。

［インターフェース部４０］
インターフェース部４０は、入力装置と他の制御装置（入力装置を搭載する情報機器のコントロール用ＩＣなど）との間でデータをやり取りするための回路である。処理部２０は、記憶部３０に記憶される情報（物体の位置データ、物体数など）をインターフェース部４０から図示しない制御装置へ出力する。

ここで、上述した構成を有する入力装置の動作について、図２〜図６を参照して説明する。

図２は、本実施形態に係る入力装置の動作の一例を示すタイムチャートである。図２Ａは、位置データが算出される周期Ｔ_REPORTの詳細を表したタイムチャートであり、図２Ｂは、各サンプリング周波数のノイズ量Ｎ_Vが確定する周期Ｔ_xを表したタイムチャートである。
図２における「ＭＳＣＡＮ」は、位置データ算出用の検出データを生成するためにセンサマトリクス１１を走査する「メインスキャン」の期間を示す。また「ＮＳＣＡＮ」は、ノイズ量算出用の検出データを生成するためにセンサマトリクス１１を走査する「ノイズスキャン」の期間を示す。

周期Ｔ_REPORTは、物体（指など）の接近による静電容量の変化や位置データの算出結果をインターフェース部４０から上位装置へ報告する周期であり、特に指の移動軌跡を正しく捉えることができるよう十分短い時間に設定される。

図２Ａにおいて示すように、センサ制御部２１は、各周期Ｔ_REPORTにおいてメインスキャンを実施するようにセンサ部１０を制御する。メインスキャンの走査期間Ｔ_Mは、周期Ｔ_REPORTより短い。

また、センサ制御部２１は、ノイズ量算出用の検出データを生成するためのノイズスキャンを各周期Ｔ_REPORTにおいて一回ずつ実施するようにセンサ部１０を制御する。ノイズスキャンの走査期間Ｔ_Nは、メインスキャンの走査期間Ｔ_Mに比べて短い。

更に、センサ制御部２１は、各周期Ｔ_REPORTのノイズスキャンにおいて使用するサンプリング周波数を、複数のサンプリング周波数から順番に選択する。例えば図２Ａの場合、センサ制御部２１は、「ｆ_s0」，「ｆ_s1」，「ｆ_s2」の順で３つのサンプリング周波数を巡回的に選択する。従って、センサ制御部２１は、「３×Ｔ_REPORT」の期間で全サンプリング周波数のノイズスキャンを行う。

センサ制御部２１は、上述した全サンプリング周波数のノイズスキャンを複数回（図２Ｂの例では４回）行う。ノイズ量平均化部２２２は、この複数回のノイズスキャンによって瞬時ノイズ量算出部２２１がサンプリング周波数ごとに算出した複数個の瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）に基づいて、各サンプリング周波数での平均化されたノイズ量Ｎ_Vを算出する。図２Ｂの例では、３つのサンプリング周波数（ｆ_s0，ｆ_s1，ｆ_s2）についてそれぞれ４回のノイズスキャンを実施するため、全サンプリング周波数のノイズ量Ｎ_Vが算出される周期Ｔ_xは「１２×Ｔ_REPORT」となる。

サンプリング周波数選択部２６は、周期Ｔ_xごとに算出される全サンプリング周波数のノイズ量Ｎ_Vに基づいて、検出データに含まれるノイズが最も小さくなるサンプリング周波数を選択する。センサ制御部２１は、この低ノイズのサンプリング周波数でメインスキャンを行い、フィルタ部２４は、この低ノイズのサンプリング周波数について算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じてノイズ減衰特性を変更する。

図３は、ノイズスキャンにおいてノイズ量算出用の検出データを生成する動作を説明するための図である。
図３における点線の波形は、温度変化や指の接近による検出データのゆっくりとした変化を表す。実際の検出データは、点線の波形のようにゆっくり変化する成分に、比較的変化の速いノイズ成分が重畳されている。

センサ制御部２１は、ノイズスキャンの走査期間Ｔ_N内において、検出電極Ｌ_yごとに複数の検出データ（図３の例では２つの検出データ）を生成するようにセンサ部１０を制御する。ノイズスキャンの走査期間Ｔ_Nは周期Ｔ_REPORTに比べて十分短く、この走査期間Ｔ_Nにおいて指が移動することによる検出データの変化は微小である。瞬時ノイズ量算出部２２１は、同一の走査期間Ｔ_Nにおいて生成された複数の検出データの差異に応じて、検出データの瞬時ノイズ量Ｎ_DFを算出する。

図４は、指を介して検出電極Ｌ_yにノイズが入力される状態を例示する図である。図４Ａは、指との容量結合によって各検出電極Ｌ_yにノイズが入力される状態を示し、図４Ｂは、各検出電極Ｌ_yについて算出される瞬時ノイズ量Ｎ_DFを示す。
検出電極Ｌ_yへのノイズの混入経路として最も直接的なものは、図４Ａにおいて示すように、指（人体）を介した経路である。図２における「Ｃ_SF0」〜「Ｃ_SF4」は、各検出電極Ｌ_yと指との容量結合を示す。主にこのような容量結合を介して、ノイズ源のノイズ電圧Ｖ_NOISEに応じた電荷Ｑ_NOISEが検出電極Ｌ_yにおいて伝送され、検出データのノイズ成分となる。

瞬時ノイズ量Ｎ_DFの測定においては、指の動きに比べて十分短い走査期間Ｔ_Nにおける複数の検出データの差異（ノイズに起因した差異）を検出できればよく、駆動電極Ｌ_xと検出電極Ｌ_yとの相互容量Ｃ_DSに蓄積される電荷（指の接近に応じて変化する電荷）を検出する必要はない。そのため、ノイズスキャン時に駆動部１４から各駆動電極Ｌ_xに与える電圧は任意でよい。
例えば、センサ制御部２１は、図４Ａにおいて示すように、全駆動電極Ｌ_xを駆動部１４の電圧源Ｖ_DRVから切り離してフローティング状態にしてもよいし、全駆動電極Ｌ_xの電圧を一定に保ってもよい。あるいは、センサ制御部２１は、検出データ生成部１３のサンプリング周波数と同じ周波数で全駆動電極Ｌ_xの電圧を変化させてもよい。また、センサ制御部２１は、全ての駆動電極Ｌ_xを同じ状態にする必要はなく、例えば、一部の駆動電極Ｌ_xの電圧を周期的に変化させながら、他の一部の駆動電極Ｌ_xをフローティング状態若しくは一定電圧にしてもよい。

ただし、センサ制御部２１は、複数の検出データの差異に応じて瞬時ノイズ量Ｎ_DFを算出できるようにするため、ノイズ量算出用の複数の検出データ（図３の例では走査期間Ｔ_N内の２つの検出データ）を生成する場合、検出電極Ｌ_yへのノイズの入力がなければ検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷がほぼ同一になるように、各検出データ生成時の駆動電圧の印加条件を設定する必要がある。
最も単純には、ノイズ量算出用の複数の検出データを生成する際の駆動部１４における駆動電圧の印加条件を同一にすればよい。例えば図３の場合、駆動部１４における駆動電圧の印加条件を同一に保ったまま（例えば全ての駆動電極Ｌ_xをフローティング状態若しくは一定電圧にしたまま）、検出データの生成を２回連続して行えばよい。
あるいは、検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷が無ノイズの場合にほぼ同一になるという条件が満たされるのであれば、ノイズ量算出用の複数の検出データを生成する際の駆動部１４における駆動電圧の印加条件がそれぞれ異なっていてもよい。

また、センサ部１０のセンサマトリクス１１に設けられた複数の検出電極Ｌ_yへ図４Ａに示すように指が接近した場合、各検出電極Ｌ_yについて算出される瞬時ノイズ量Ｎ_DFは、図４Ｂにおいて示すように、指と検出電極Ｌ_yとの距離に応じて異なる。通常は、指に近い検出電極Ｌ_yほど瞬時ノイズ量Ｎ_DFが大きくなる。瞬時ノイズ量算出部２２１は、複数の検出電極Ｌ_yについて算出された瞬時ノイズ量Ｎ_DFを比較し、最も大きい瞬時ノイズ量Ｎ_DFＭＡＸを、ノイズ量算出結果として選択する。瞬時ノイズ量算出部２２１は、ノイズスキャンを実施する度に、各検出電極Ｌ_yの最大の瞬時ノイズ量Ｎ_DFＭＡＸを選択する。

図５は、検出電極Ｌ_yへ一時的に指が接近した場合に検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷の波形を示すグラフである。図５Ａは比較的ノイズが小さい場合を示し、図５Ｂは比較的ノイズが大きい場合を示す。
図５において示すように、検出電極Ｌ_yに入力されるノイズの振幅が大きくなるほど、検出電極Ｌ_yにおいて伝送される電荷の波形におけるノイズの振幅が大きくなる。電荷の波形におけるノイズの振幅が大きくなると、走査期間Ｔ_Nにおける電荷の変化が大きくなるため、電荷のサンプリング結果に応じて生成される検出データの差が大きくなり、瞬時ノイズ量Ｎ_DFが大きくなる。

図６は、第１の実施形態に係る入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。図６に示すフローチャートは、周期Ｔ_REPORTごとに繰り返される動作を表す。

まず、周期Ｔ_REPORTの初めにおいて、センサ制御部２１は、前回の周期Ｔ_REPORTでサンプリング周波数選択部２６が選択した周波数をメインスキャンのサンプリング周波数に設定し（ＳＴ１００）、メインスキャンを実行する（ＳＴ１０５）。センサ制御部２１は、駆動部１４によって複数の駆動電極Ｌ_xから順番に一の駆動電極Ｌ_xを選択し、当該選択した一の駆動電極Ｌ_xの電位をステップＳＴ１００で設定した周波数で周期的に変化させる。駆動電極Ｌ_xの電位が変化すると、駆動電極Ｌ_xと検出電極Ｌ_yとの交差点付近に形成されたキャパシタ１２に印加される駆動電圧が変化し、キャパシタ１２において充電や放電が生じる。キャパシタ１２の充電や放電に伴い各検出電極Ｌ_yにおいて電荷が伝送されるとき、センサ制御部２１は、検出データ生成部１３において各検出電極Ｌ_yの電荷を上記設定した周波数でサンプリングし、そのサンプリングの結果に応じた検出データを検出電極Ｌ_yごとに生成する。全ての駆動電極Ｌ_xについて上記のような電圧駆動を行うことにより、センサマトリクス１１の操作面上の各検出位置におけるキャパシタ１２の静電容量に対応した検出データが生成され、これらの検出データが２次元データの形式で記憶部３０に記憶される。

メインスキャンが完了すると、次にセンサ制御部２１は、所定の複数のサンプリング周波数から一のサンプリング周波数を選択し、ノイズスキャンのサンプリング周波数として設定する（ＳＴ１１０）。複数のサンプリング周波数には予め巡回的な順番が定められており（図２の例ではｆ_s0，ｆ_s1，ｆ_s2，ｆ_s0，ｆ_s1，ｆ_s2，…）、前回の周期Ｔ_REPORTにおけるサンプリング周波数から、今回の周期Ｔ_REPORTにおけるサンプリング周波数が決まる。

センサ制御部２１は、ステップＳＴ１１０において設定したサンプリング周波数でノイズスキャンを行う（ＳＴ１１５）。例えばセンサ制御部２１は、駆動部１４によって全駆動電極Ｌ_xをフローティング状態若しくは一定の電位の状態とする。そして、センサ制御部２１は、各検出電極Ｌ_yの電荷を検出データ生成部１３において上記設定した周波数でサンプリングし、そのサンプリングの結果に応じた検出データを検出電極Ｌ_yごとに生成する。センサ制御部２１は、駆動部１４による駆動電極Ｌ_xの駆動電圧の印加条件を同一に保ったまま、検出データ生成部１３において各検出電極Ｌ_yの検出データの生成を複数回行う。

検出電極Ｌ_yごとに複数の検出データが得られると、瞬時ノイズ量算出部２２１は、複数の検出データの差異に応じた瞬時ノイズ量Ｎ_DFを検出電極Ｌ_yごとに算出する。そして、瞬時ノイズ量算出部２２１は、算出した複数の瞬時ノイズ量Ｎ_DFを比較し、最も値の大きい瞬時ノイズ量Ｎ_DFＭＡＸを瞬時ノイズ量の算出結果として選択する。

ノイズ量平均化部２２２は、瞬時ノイズ量算出部２２１において算出された瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）を、記憶部３０においてサンプリング周波数ごとに格納されたノイズ量積算値に加算する（ＳＴ１２０）。すなわち、ノイズ量平均化部２２２は、ステップＳＴ１１０において設定されたサンプリング周波数に対応するノイズ量積算値を記憶部３０から読み出し、瞬時ノイズ量算出部２２１において算出された瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）をこのノイズ量積算値に加算し、加算結果を記憶部３０に書き戻す。

ここで、ノイズ量平均化部２２２は、ノイズスキャン用のサンプリング周波数として所定の順番における最後の周波数（図２の例ではｆ_s2）が設定されており（ＳＴ１２５）、かつ、ステップＳＴ１２０における瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）の積算回数が所定の回数（図２の例では４回）に達したならば（ＳＴ１３０）、各サンプリング周波数の平均化されたノイズ量Ｎ_Vを確定する。ノイズ量平均化部２２２は、記憶部３０に格納されている前回の各サンプリング周波数のノイズ量Ｎ_Vを、当該確定した最新のノイズ量Ｎ_Vにそれぞれ更新する（ＳＴ１３５）。

この場合、ノイズ量平均化部２２２は、ステップＳＴ１２０のノイズ量積算値をそのまま最新のノイズ量Ｎ_Vとしてもよい。あるいは、ノイズ量平均化部２２２は、前回のノイズ量Ｎ_VとステップＳＴ１２０のノイズ量積算値との加重平均を求めるなど、更に追加の平均化処理を施した上で、その処理結果を最新のノイズ量Ｎ_Vとしてもよい。

ノイズ量平均化部２２２においてノイズ量Ｎ_Vの更新が行われると、サンプリング周波数選択部２６は、複数のサンプリング周波数について算出された複数のノイズ量Ｎ_Vを比較し、最もノイズ量Ｎ_Vが小さいサンプリング周波数を、メインスキャン用のサンプリング周波数として選択する。サンプリング周波数選択部２６は、記憶部３０に記憶されている現在のメインスキャン用のサンプリング周波数を、ステップＳＴ１４０で新たに選択したサンプリング周波数に更新する（ＳＴ１４０）。次の周期Ｔ_REPORTのステップＳＴ１００では、この記憶部３０に記憶したサンプリング周波数の情報に基づいて、メインスキャンのサンプリング周波数が設定される。

サンプリング周波数選択部２６においてメインスキャン用の新しいサンプリング周波数が選択されると、フィルタ部２４は、ローパスフィルタ処理の減衰特性に関わる係数を、当該選択されたサンプリング周波数についてノイズ量算出部２２が算出したノイズ量Ｎ_Vに基づいて新たに設定する（ＳＴ１４５）。例えばフィルタ部２４は、式（１）におけるローパスフィルタ処理の係数Ｋを、式（２）における「Ｋ＝α・Ｎ_V」の関係により、ノイズ量Ｎ_Vに基づいて新たに設定する。

フィルタ部２４は、ステップＳＴ１０５のメインスキャンによって得られた位置データ算出用の検出データに例えば式（１）に示すローパスフィルタ処理を施して、検出データに含まれるノイズを減衰させる（ＳＴ１５０）。このとき、フィルタ部２４は、ステップＳＴ１２５〜ＳＴ１４５の処理によって係数Ｋが更新された場合は、当該更新された係数Ｋによってローパスフィルタ処理を行い、係数Ｋが更新されていない場合は、前回の周期Ｔ_REPORTと同じ係数Ｋを用いてローパスフィルタ処理を行う。

フィルタ部２４において検出データのローパスフィルタ処理が行われると、位置データ算出部２５は、このフィルタ処理後の検出データに基づいて、物体の近接位置を示す位置データを算出する（ＳＴ１５５）。すなわち、位置データ算出部２５は、フィルタ処理後の検出データからなる２次元データを、物体の近接の有無を示す２値データからなる２次元データに変換し、この変換された２次元データに基づいて、物体が近接している操作面上の領域の位置を示す位置データを算出する。

ステップＳＴ１００〜ＳＴ１５５の処理が終わり、新たな周期Ｔ_REPORTが開始すると、処理部２０は再びステップＳＴ１００に戻り（ＳＴ１８０）、上述した処理を繰り返す。

次に、本実施形態に係る入力装置におけるローパスフィルタ処理のノイズ低減効果と応答遅延との関係について、図７〜図１０を参照して説明する。

図７は、ノイズ量算出部２２で算出されるノイズ量Ｎ_Vと検出データのノイズとの関係を示す図である。検出データのノイズは、検出データのばらつき（標準偏差σの３倍の値）を表す。図７において示すように、ノイズ量算出部２２で算出されるノイズ量Ｎ_Vと検出データのノイズとは、ほぼ比例関係にある。

図８は、式（１）に示すローパスフィルタ処理の係数Ｋと応答遅延及びノイズ低減効果との関係を示す図である。図８において、曲線ＣＶ１は応答遅延（フィルタ処理後の検出データが規定値の９０％に達するまでの周期）を示し、曲線ＣＶ２は検出データのノイズ（標準偏差σ）の低減効果を示す。図８において示すように、式（１）に示すローパスフィルタ処理では、係数Ｋを大きくするほどノイズ低減効果が向上するが、応答遅延も増大してしまう。

図９は、検出データに含まれるノイズとノイズ量算出部２２で算出されるノイズ量との関係を示す図であり、ローパスフィルタ処理を行わない場合と、固定の係数Ｋでローパスフィルタ処理を行う場合と、ノイズ量Ｎ_Vに応じてローパスフィルタ処理の係数Ｋを変更する場合との比較を示す。曲線ＣＶ３はローパスフィルタ処理を行わない場合を示し、曲線ＣＶ４は係数Ｋを「２」に固定する場合を示し、曲線ＣＶ５は係数Ｋをノイズ量Ｎ_Vに応じて変更する場合を示す。

ローパスフィルタ処理の係数Ｋは、例えば、「装置のノイズ許容限界値Ｎ_V-LIMIT」、「装置の機能限界値Ｎ_S-LIMIT」及び「応答遅延限界Ｄ_LIMIT」をそれぞれ満たすように決定される。装置のノイズ許容限界値Ｎ_V-LIMITは、装置に加えられるノイズの上限値を示す。装置の機能限界値Ｎ_S-LIMITは、位置データの算出エラー（座標の揺れや飛び）によって機能不全とならない検出データのノイズ（ばらつき）の上限値を示す。応答遅延限界Ｄ_LIMITは、仕様上許容される応答遅延の上限値を示す。

図９の例によると、ローパスフィルタ処理を行わない場合は、曲線ＣＶ３において示すように、装置のノイズ許容限界値Ｎ_V-LIMITに相当するノイズを加えられたときに、検出データのノイズが装置の機能限界値Ｎ_S-LIMITを超えてしまう。これらの条件を満たすためには、ローパスフィルタ処理が必要となる。
係数Ｋを「２」に設定して検出データのローパスフィルタ処理を行うと、装置の機能限界値Ｎ_S-LIMITに相当するノイズを加えられたときに、検出データのノイズは装置の機能限界値Ｎ_S-LIMITをやや下回る。
従って、係数Ｋを「２」を固定してローパスフィルタ処理を行えば、曲線ＣＶ４において示すように、装置のノイズ許容限界値Ｎ_V-LIMITと装置の機能限界値Ｎ_S-LIMITの両方を満たすことができる。

ところが、装置に加えられるノイズがノイズ許容限界値Ｎ_V-LIMITより小さくなると、これに比例して検出データのノイズも減少する。ノイズ量Ｎ_Vがノイズ許容限界値Ｎ_V-LIMITより小さいときは、係数Ｋを「２」より小さくしても、装置の機能限界値Ｎ_S-LIMITを超えないようにすることができる。
そこで、本実施形態に係る入力装置では、例えば式（２）に示す関係を満たすように、ノイズ量Ｎ_Vが小さくなるにつれて係数Ｋを小さくする。このように係数Ｋを変更する場合でも、図９の曲線ＣＶ５において示すように、装置のノイズ許容限界値Ｎ_V-LIMITと装置の機能限界値Ｎ_S-LIMITの両方を満たすことができる。また、係数Ｋを小さくすることにより、次の図において示すように、応答遅延を小さくすることができる。

図１０は、ノイズ量算出部２２で算出されるノイズ量Ｎ_Vと応答遅延との関係を示す図であり、ローパスフィルタ処理を行わない場合と、固定の係数Ｋでローパスフィルタ処理を行う場合と、ノイズ量Ｎ_Vに応じてローパスフィルタ処理の係数Ｋを変更する場合との比較を示す。曲線ＣＶ６はローパスフィルタ処理を行わない場合を示し、曲線ＣＶ７は係数Ｋを「２」に固定する場合を示し、曲線ＣＶ８は係数Ｋをノイズ量Ｎ_Vに応じて変更する場合を示す。
図１０において示すように、ノイズ量Ｎ_Vに応じてローパスフィルタ処理の係数Ｋを変更することによって（ＣＶ８）、固定の係数Ｋでローパスフィルタ処理を行う場合に比べて（ＣＶ７）、特に低ノイズ時の応答遅延が大幅に改善される。

以上説明したように、本実施形態に係る入力装置によれば、複数の検出位置における物体の近接状態の検出結果としてセンサ部１０から検出データが出力され、その検出データに含まれるノイズがノイズ量算出部２２においてノイズ量Ｎ_Vとして算出される。そして、フィルタ部２４において検出データに含まれたノイズを減衰させる場合に、当該算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じて、ノイズ量Ｎ_Vが大きいほどノイズの減衰量が大きくなり、ノイズ量Ｎ_Vが小さいほどノイズの減衰量が小さくなるように、ローパスフィルタ処理のノイズ減衰特性が変更される。
従って、ノイズの多い環境下ではローパスフィルタ処理のノイズ減衰量が大きくなるようにノイズ減衰特性を変更することでノイズの影響を軽減できるとともに、ノイズの少ない環境下ではローパスフィルタ処理のノイズ減衰量が小さくなるようにノイズ減衰特性を変更することで応答遅延を少なくすることができる。
また、低ノイズ環境下での応答性を確保しつつ高ノイズ環境下でノイズ減衰量を高めることができるため、センサ入力部に抵抗やインダクタ（フェライトビーズ）などのＥＭＣ対策用の電気部品を付加せずにノイズの影響を軽減することが可能となり、装置構成を簡略化できる。

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
上述した第１の実施形態に係る入力装置では、１つの周期Ｔ_REPORTにおいて実施されるノイズスキャンのサンプリング周波数は１つだけであったが、本実施形態に係る入力装置では、１つの周期Ｔ_REPORTにおいて全てのサンプリング周波数のノイズスキャンが行われる。本実施形態に係る入力装置の構成は、次に述べるように処理部２０の動作に関して異なる他は、図１に示す入力装置と同様である。

図１１は、第２の実施形態に係る入力装置の動作の一例を示すタイムチャートである。図１１Ａは、位置データが算出される周期Ｔ_REPORTの詳細を表したタイムチャートであり、図１１Ｂは、各サンプリング周波数のノイズ量が確定する周期Ｔ_xを表したタイムチャートである。図１１の例において、サンプリング周波数は全部で２つ（ｆ_s0，ｆ_s1）であり、全てのサンプリング周波数ついてのノイズスキャンが１つの周期Ｔ_REPORT内で行われる。４つの周期Ｔ_REPORTにおいて、全サンプリング周波数（ｆ_s0，ｆ_s1）のノイズスキャンがそれぞれ４回実施されると、サンプリング周波数ごとに、４つの瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）の積算値に基づいて平均化されたノイズ量Ｎ_Vが算出される。

図１２は、第２の実施形態に係る入力装置の動作を説明するためのフローチャートであり、図６と同様に、周期Ｔ_REPORTごとに繰り返される動作を表す。
図１２において、ステップＳＴ１００〜ＳＴ１２０までの処理は、図６に示すフローチャートと同じである。図１２のフローチャートでは、メインスキャンが行われた後（ＳＴ１０５）、同じ周期Ｔ_REPORT内で、全てのサンプリング周波数についてノイズスキャンが行われる（ＳＴ１１０〜ＳＴ１２５Ａ）。次いで、瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）の積算数が所定の回数（図１１の例では４回）に達している場合は、図６と同様なステップＳＴ１３５〜ＳＴ１４５によってサンプリング周波数とローパスフィルタ係数Ｋの更新が実行された後、検出データのローパスフィルタ処理（ＳＴ１５０）及び位置データの算出（ＳＴ１５５）が行われる。瞬時ノイズ量（Ｎ_DFＭＡＸ）の積算数が所定の回数に達していない場合は、ステップＳＴ１３５〜ＳＴ１４５の処理を実行せず、検出データのローパスフィルタ処理（ＳＴ１５０）及び位置データの算出（ＳＴ１５５）が行われる。

以上説明したように、１つの周期Ｔ_REPORT内において全てのサンプリング周波数のノイズスキャンを行うことによって、ノイズ量Ｎ_Vとサンプリング周波数の更新頻度を高めることができるため、ノイズが急変する環境下でも、フィルタ部２４において適切なノイズ減衰特性を設定できるとともに、適切なサンプリング周波数において低ノイズの検出データを取得することができる。

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
上述した実施形態に係る入力装置では、位置データ算出部２５に入力される検出データに対してローパスフィルタ処理が行われるが、本実施形態に係る入力装置では、位置データ算出部２５において算出された位置データに対してローパスフィルタ処理が行われる。

図１３は、第３の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。図１３に示す入力装置は、図１に示す入力装置において検出データのローパスフィルタ処理を行うフィルタ部２４を省略し、その代わりに、位置データのローパスフィルタ処理を行うフィルタ部２７を設けたものであり、他の構成は図１に示す入力装置と同様である。

フィルタ部２７は、位置データ算出部２５において算出された位置データに含まれるノイズを、ローパスフィルタ処理によって減衰させる。また、フィルタ部２７は、ノイズ量算出部２２において算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じて、ローパスフィルタ処理におけるノイズの減衰特性を変更する。すなわち、フィルタ部２７は、ノイズ量Ｎ_Vが大きいほどノイズの減衰量が大きくなり、ノイズ量Ｎ_Vが小さいほどノイズの減衰量が小さくなるように、ローパスフィルタ処理におけるノイズの減衰特性を変更する。
フィルタ部２７は、例えば次の式で表されるローパスフィルタ処理を行う。

式（３）において、「ＰＤ」はローパスフィルタ処理の対象とする位置データ（対象値）を示し、「Ｌ」は係数を示し、「ＦＰＤ_OLD」はローパスフィルタ処理の直近の処理結果を示し、「ＦＰＤ_NEW」はローパスフィルタ処理の新たな処理結果を示す。式（３）によれば、フィルタ部２５は、位置データＰＤに重み係数「１／Ｌ」を乗じて得た値と、ローパスフィルタ処理の直近の処理結果ＦＰＤ_OLDに重み係数「（Ｌ−１）／Ｌ」を乗じて得た値とを加算することにより、ローパスフィルタ処理の新たな処理結果ＦＰＤ_NEWを算出する。

フィルタ部２７は、式（３）における係数Ｌを、ノイズ量算出部２２において算出されたノイズ量Ｎ_Vに応じて変更する。すなわち、フィルタ部２７は、ノイズ量Ｎ_Vが大きくなるほど係数Ｌを増大させ、ノイズ量Ｎ_Vが小さくなるほど係数Ｌを減少させる。例えばフィルタ部２７は、適当な比例定数βによって、係数Ｌをノイズ量Ｎ_Vに比例して変化させる。この場合、係数Ｌは次の式で表される。

図１４は、第３の実施形態に係る入力装置の動作を説明するためのフローチャートであり、周期Ｔ_REPORTごとに繰り返される動作を表す。図１４に示すフローチャートは、図６に示すフローチャートにおける検出データのフィルタ処理（ＳＴ１５０）を省略し、その代わりに、フィルタ部２７による位置データのフィルタ処理（ＳＴ１６０）を設けたものであり、他の処理については図６のフローチャートと同じである。

以上のように、位置データのローパスフィルタ処理を行う場合でも、外来ノイズの影響を効果的に軽減できる。また、ローパスフィルタ処理のノイズ減衰特性をノイズ量Ｎ_Vに応じて変更することにより、上述した第１，第２の実施形態と同様に、低ノイズ時の応答遅延を少なくすることができる。

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
上述した実施形態に係る入力装置では、複数のサンプリング周波数から選択した低ノイズのサンプリング周波数によってメインスキャンが行われるが、本実施形態に係る入力装置では、単一のサンプリング周波数によってメインスキャンが行われる。

図１５は、第４の実施形態に係る入力装置の構成の一例を示す図である。図１５に示す入力装置は、図１に示す入力装置におけるサンプリング周波数選択部２６を省略したものであり、他の構成については図１に示す入力装置と同様である。

図１６は、図１５に示す入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。図１６に示すフローチャートは、図６に示すフローチャートにおいてサンプリング周波数の選択に関わる処理（ＳＴ１００，ＳＴ１１０，ＳＴ１２５，ＳＴ１４０）を省略したものである。また、サンプリング周波数が単一であるため、ステップＳＴ１２０Ａでは単一のサンプリング周波数について瞬時ノイズ量Ｎ_DFの積算が行われ、ステップＳＴ１３５Ａでは単一のサンプリング周波数についてのノイズ量Ｎ_Vが更新される。その他の処理については、図６に示すフローチャートと同様である。

なお、図１５に示す入力装置では、検出データについてローパスフィルタ処理が行われるが、次の図１７に示す入力装置では、位置データについてローパスフィルタ処理が行われる。

図１７は、第４の実施形態に係る入力装置の他の構成例を示す図である。図１７に示す入力装置は、図１３に示す入力装置におけるサンプリング周波数選択部２６を省略したものであり、他の構成については図１３に示す入力装置と同様である。

図１８は、図１７に示す入力装置の動作を説明するためのフローチャートである。図１８に示すフローチャートは、図１４に示すフローチャートにおいてサンプリング周波数の選択に関わる処理（ＳＴ１００，ＳＴ１１０，ＳＴ１２５，ＳＴ１４０）を省略したものである。また、サンプリング周波数が単一であるため、ステップＳＴ１２０Ａでは単一のサンプリング周波数について瞬時ノイズ量Ｎ_DFの積算が行われ、ステップＳＴ１３５Ａでは単一のサンプリング周波数についてのノイズ量Ｎ_Vが更新される。その他の処理については、図１４に示すフローチャートと同様である。

以上のように、メインスキャンを単一のサンプリング周波数で行う場合でも、外来ノイズの影響を効果的に軽減できる。特に、サンプリング周波数の切り換えを行わなくても十分にノイズを低減可能な場合は、サンプリング周波数を単一の周波数とすることでノイズ量Ｎ_Vの更新頻度を高めることができるため、ノイズが急変する環境下でも、フィルタ部２４において適切なノイズ減衰特性を設定できる。

ここまで本発明の幾つかの実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態にのみ限定されるものではなく、更に種々のバリエーションを含んでいる。

上述した実施形態では、検出データにローパスフィルタ処理を施す例と、位置データにローパスフィルタ処理を施す例をそれぞれ挙げているが、本発明はこれに限定されない。本発明の他の実施形態では、検出データと位置データの両方にローパスフィルタ処理を施してもよい。

上述した実施形態では、ノイズ量算出用の検出データを取得するノイズスキャンをメインスキャンと独立に行っているが、本発明はこれに限定されない。本発明の他の実施形態では、ノイズスキャンを省略し、メインスキャンで得られる検出データのみでノイズ量の算出を行ってもよい。
例えば図１と同様な構成を有する入力装置において、センサ制御部２１は、位置データの算出に用いられる検出データを一定の周期で生成するように駆動部１４及び検出データ生成部１３を制御する。ノイズ量算出部２２は、位置データの算出用に一定の周期で生成された一連の検出データの差異に応じたノイズ量を算出する。

なお、ノイズスキャンを省略する場合でも、上述した実施形態と同様に、複数のサンプリング周波数からメインスキャン用の低ノイズのサンプリング周波数を選択することは可能である。例えば、センサ制御部２１は、周期Ｔ_REPORTごとに全サンプリング周波数のメインスキャンをそれぞれ少なくとも一回行い、ノイズ量算出部２２は、全サンプリング周波数についてそれぞれノイズ量を算出する。サンプリング周波数選択部２６は、全サンプリング周波数から最もノイズ量の小さいサンプリング周波数を特定する。位置データ算出部２５は、当該特定された低ノイズのサンプリング周波数で実施されるメインスキャンの検出データに基づいて位置データを算出する。

また、ノイズスキャンを省略する場合、ノイズスキャンに比べてメインスキャンの時間が長いため、ノイズスキャンを独立に行う場合に比べてノイズ量の算出に要する時間が長くなってしまう。ところが、メインスキャンの時間を短くするためにサンプリング回数を減らしてしまうと、検出データに含まれるノイズ成分が信号成分に比べて相対的に増大してしまう（Ｓ／Ｎ比が低下してしまう）という問題が生じる。そこで、この場合、位置データ算出部２５は、一定の周期で生成される検出データを所定サイクル数分ずつ積算し、当該積算した検出データに基づいて位置データを算出してもよい。すなわち、メインスキャンのサンプリング回数を通常より減らしてスキャン時間を短くする代わりに、位置データ算出部２５は、複数回のメインスキャンで得られる検出データの積算値に基づいて位置データを算出する。これにより、メインスキャンのサンプリング回数を減らしてノイズ量の算出時間を短くした場合でも、サンプリング回数の減少によるＳ／Ｎ比の低下を抑制できる。

上述した実施形態では、ノイズ量に応じてローパスフィルタ処理の減衰特性を変更しているが、本発明はこれに限定されない。本発明の他の実施形態では、ノイズ量が大きい場合にローパスフィルタ処理を実行し、ノイズ量が小さい場合にローパスフィルタ処理を停止するようにしてもよい。このようにしても、高ノイズ時においてノイズの影響を軽減できるとともに、低ノイズ時において応答遅延を少なくすることができる。

上述した実施形態では、検出データのノイズをローパスフィルタ処理で減衰させることによりノイズの影響を軽減しているが、本発明はこれに限定されない。本発明の他の実施形態では、ノイズ量が通常のレベルの場合に有効な機能（例えばタップ動作の検出機能など）を、ノイズ量が大きい場合に停止させてもよい。これにより、強いノイズが入力された場合でも、特定の機能については確実に誤動作を防止できる。
また、本発明の更に他の実施形態では、ノイズ量が大きい場合に所定の誤動作防止の機能が働くようにしてもよい。例えば、既定値以上の非常に大きいノイズ量が検出された場合、その後ノイズ量が下がった直後に１回だけ回路や測定パラメータの初期化を行う機能である。周期性や連続性の非常に強い想定外のノイズを受けると、回路に誤動作が発生したり、誤った設定が行われたり、フィルタ部に想定外の値が入力されたりする可能性がある。そのような場合、何らかの誤動作が発生しても、ノイズ量が低下して元の状態に戻ったことをトリガにして回路や測定パラメータを初期化することで、自動的に正常動作へ復帰できる可能性が非常に高くなる。
また、位置データの変化量が所定量以上になるまでポインタを移動させないようにしてポインタのフラツキを抑えるいわゆるジッタフィルタの機能を、ノイズ量が大きい場合は有効にし、ノイズ量が小さい場合には無効にする、というような制御を行ってもよい。

１０…センサ部、１１…センサマトリクス、１２…キャパシタ（容量性センサ素子）、１３…検出データ生成部１３、１４…駆動部、２０…処理部、２１…センサ制御部、２２…ノイズ量算出部、２２１…瞬時ノイズ量算出部、２２２…ノイズ量平均化部、２４，２７…フィルタ部、２５…位置データ算出部、２６…サンプリング周波数選択部、３０…記憶部、４０…インターフェース部、Ｌ_x…駆動電極、Ｌ_y…検出電極、Ｎ_DF…瞬時ノイズ量、Ｎ_V…ノイズ量。

Claims (10)

1. 複数の検出位置において物体の近接状態を検出し、当該検出結果を検出データとして出力するセンサ部と、
   前記複数の検出位置における前記検出データに基づいて、物体の近接位置を示す位置データを算出する位置データ算出部と、
   前記センサ部から出力される前記検出データに含まれるノイズの影響を軽減して前記位置データ算出部に入力する第１処理、及び、前記位置データ算出部から出力される前記位置データに含まれるノイズの影響を軽減する第２処理の少なくとも一方を行うフィルタ部と、
   前記検出データに含まれるノイズ量を算出するノイズ量算出部とを備え、
   前記フィルタ部は、前記ノイズ量算出部において算出されるノイズ量に応じて、前記ノイズ量が大きいほどノイズの影響の軽減量が大きくなり、前記ノイズ量が小さいほどノイズの影響の軽減量が小さくなるように、前記第１処理及び前記第２処理の少なくとも一方における処理方法を変更することを特徴とする入力装置。
2. 前記フィルタ部は、
   前記センサ部から出力される前記検出データに含まれるノイズを減衰させて前記位置データ算出部に入力する第１ローパスフィルタ処理、及び、前記位置データ算出部から出力される前記位置データに含まれるノイズを減衰させる第２ローパスフィルタ処理の少なくとも一方を行い、
   前記ノイズ量算出部において算出されるノイズ量に応じて、前記ノイズ量が大きいほどノイズの減衰量が大きくなり、前記ノイズ量が小さいほどノイズの減衰量が小さくなるように、前記第１ローパスフィルタ処理及び前記第２ローパスフィルタ処理の少なくとも一方におけるノイズの減衰特性を変更する
   ことを特徴とする請求項１に記載の入力装置。
3. 前記フィルタ部は、
   前記第１ローパスフィルタ処理及び前記第２ローパスフィルタ処理の少なくとも一方において、ローパスフィルタ処理の対象とする一連の対象値における直近の少なくとも１つの対象値に第１重み係数を乗じて得た値と、前記ローパスフィルタ処理の直近の処理結果に第２重み係数を乗じて得た値とを加算した結果に基づいて、新たなローパスフィルタ処理の処理結果を算出し、更に、
   前記ノイズ量算出部において算出されるノイズ量に応じて、前記ノイズ量が大きくなるほど、前記第１重み係数に対して前記第２重み係数を相対的に増大させ、前記ノイズ量が小さくなるほど、前記第１重み係数に対して前記第２重み係数を相対的に減少させる
   ことを特徴とする請求項２に記載の入力装置。
4. 前記センサ部は、
   物体の近接状態に応じて静電容量が変化するキャパシタを形成する検出電極と、
   前記キャパシタに駆動電圧を印加する駆動部と、
   前記駆動電圧の印加に伴って前記キャパシタが充電又は放電される際に前記検出電極において伝送される電荷に応じた前記検出データを生成する検出データ生成部と
   を有し、
   前記ノイズ量算出部は、複数の前記検出データの差異に応じて前記ノイズ量を算出し、
   一の前記ノイズ量の算出に用いられる複数の前記検出データを生成する場合、前記検出電極へのノイズの入力がなければ前記検出電極において伝送される前記電荷がほぼ同一になるように、各々の前記検出データを生成する際の前記駆動部における前記駆動電圧の印加条件を設定するセンサ制御部を有する
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載の入力装置。
5. 前記センサ部は、前記検出電極との間でそれぞれ前記キャパシタを形成する複数の駆動電極を有し、
   前記センサ制御部は、
   前記位置データの算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記複数の駆動電極から順番に一の駆動電極を選択し、当該選択した一の駆動電極と前記検出電極とが形成する前記キャパシタに前記駆動電圧を印加するように前記駆動部を制御し、
   前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記複数の駆動電極の少なくとも一部と前記検出電極とが形成する複数の前記キャパシタに共通の前記駆動電圧を印加するか、若しくは、前記複数の駆動電極の少なくとも一部を共にフローティング状態にするように前記駆動部を制御する
   ことを特徴とする請求項４に記載の入力装置。
6. 前記センサ制御部は、前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記駆動電圧を一定に保つように前記駆動部を制御する
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載の入力装置。
7. 前記センサ部は、前記検出電極を複数有しており、
   前記ノイズ量算出部は、前記複数の検出電極について、前記ノイズ量の算出用に生成された前記複数の検出データの差異に応じたノイズ量をそれぞれ算出し、当該算出した複数のノイズ量における最大値をノイズ量の算出結果として選択する、
   ことを特徴とする請求項４乃至６のいずれか一項に記載の入力装置。
8. 前記センサ制御部は、
   前記位置データの算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記駆動電圧を一定の周波数で変化させるように前記駆動部を制御し、前記駆動電圧の変化と同期したタイミングで前記検出電極において伝送される前記電荷をサンプリングし、当該サンプリングの結果に応じた前記検出データを生成するように前記検出データ生成部を制御し、
   前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記検出電極において伝送される前記電荷を一定の周波数でサンプリングし、当該サンプリングの結果に応じた前記検出データを生成するように前記検出データ生成部を制御し、更に、
   前記ノイズ量の算出に用いられる前記検出データを生成する動作を、複数のサンプリング周波数についてそれぞれ複数回行うように前記検出データ生成部を制御し、
   前記ノイズ量算出部は、前記複数のサンプリング周波数の各々について生成された複数の検出データに基づいて、前記複数のサンプリング周波数の各々について前記ノイズ量を算出し、
   前記複数のサンプリング周波数の各々について算出された前記ノイズ量に応じて、前記ノイズが相対的に最も小さいサンプリング周波数を選択するサンプリング周波数選択部を有し、
   前記フィルタ部は、前記サンプリング周波数選択部において選択されたサンプリング周波数について算出された前記ノイズ量に応じて、前記減衰特性の変更を行い、
   前記センサ制御部は、前記位置データの算出に用いられる前記検出データを生成する場合、前記サンプリング周波数選択部において選択されたサンプリング周波数で前記駆動電圧を変化させるように前記駆動部を制御する
   ことを特徴とする請求項４乃至７のいずれか一項に記載の入力装置。
9. 前記ノイズ量算出部は、繰り返し算出した前記ノイズ量の算出結果に平均化処理を施し、
   前記フィルタ部は、前記ノイズ量算出部において前記平均化処理を施されたノイズ量の算出結果に基づいて前記減衰特性の変更を行う
   ことを特徴とする請求項４乃至８のいずれか一項に記載の入力装置。
10. 前記センサ制御部は、前記位置データの算出に用いられる前記検出データを第１の周期ごとに生成するとともに、一の前記ノイズ量の算出に用いられる複数の前記検出データを生成する動作を前記第１の周期ごとに少なくとも１回行うように前記駆動部及び前記検出データ生成部を制御し、
    前記ノイズ量算出部は、前記検出データ生成部において前記第１の周期ごとに生成される複数の前記検出データに基づいて、前記第１の周期ごとに少なくとも１つの前記ノイズ量を算出する、
    ことを特徴とする請求項４乃至９のいずれか一項に記載の入力装置。