JP2015130570A - 伝送システムおよび方法、並びに受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】ＲＦ信号が誘電体導波路を伝送している最中に生じるノイズの影響や、複数の誘電体導波路を近距離に配置した場合のクロストークの影響を除去する。
【解決手段】送信器Ｔｘが、入力されたデジタル信号からなる送信データ信号ＴＳを差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号ＴＰおよびＮ相（逆相）送信信号ＴＮを生成して、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力し、受信器Ｒｘが、送信器Ｔｘから誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを介して伝送されたＰ相（正相）受信信号ＲＰおよびＮ相（逆相）受信信号ＲＮを受信して、元の送信データ信号ＴＳを示すデジタル信号からなる受信データ信号ＲＳを復調して出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、伝送技術に関し、特に誘電体導波路を伝送媒体とし、デジタルデータ信号をＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を介して送信器から受信器へ伝送する誘電体導波路伝送技術に関する。

従来、高速な信号伝送を行う手法として、誘電体導波路を伝送媒体として用いて、送信データ信号をＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を介して送信器から受信器へ伝送する伝送システムが検討されている（非特許文献１）。
このような、誘電体導波路を伝送媒体とした伝送システムでは、金属配線を伝送媒体とした伝送システムに比べて、伝送信号の高周波帯域成分の信号損失が小さくできる点で優れており、光ファイバや光導波路を用いた光インターコネクション技術に必要なμｍオーダーの微細な調心精度が不要のため、簡易な実装が可能な方式として期待されている。

S. Fukuda et al., "A 12.5 + 12.5 Gb/s Full-Duplex Plastic Waveguide Interconnect", IEEE International Solid-State Circuits Conference 2011, pp. 150-151

図１２は、従来の伝送システムの構成を示すブロック図である。
このような従来技術では、図１２に示すように、送信器において、入力されたデジタルの送信データ信号を単相のＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を用いて信号伝送を行い、受信器において、誘電体導波路を介して受信したＲＦ信号を単相入力のローノイズアンプ（ＬＮＡ）で増幅した後、復調器によって元の送信データ信号を示す受信データ信号に復調する。
このため、誘電体導波路を信号が伝送する最中に生じるノイズの影響を低減することが困難という問題があった。また、複数の誘電体導波路を実装する際に、導波路間の距離が近いほど、導波路間で大きな干渉が生じるため、複数の誘電体導波路を高い密度で集積して実装することが難しいという課題があった。

例えば、図１２で示すように、誘電体導波路を伝送している際に大きなノイズが生じた場合、すなわちノイズレベルに比べて受信する信号の強度が小さい場合、受信器によって受信信号から元の差動ベースバンド信号に復調する際、論理が切り替わるタイミングのタイミングエラー（timing err）や論理状態エラー（logic error）が生じる。
また、従来技術では、受信器にバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を搭載することによって、信号伝送に用いる周波数帯以外のノイズ成分を低減する対策も考えられるが、このような対策では、伝送信号に用いる周波数帯と同周波数帯に生じたノイズ成分を除去することができないという課題があった。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、ＲＦ信号が誘電体導波路を伝送している最中に生じるノイズの影響や、複数の誘電体導波路を近距離に配置した場合のクロストークの影響を除去できる誘電体導波路伝送技術を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる伝送システムは、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信器と、前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、その差動成分を復調することにより、元の送信データを示す受信データ信号を出力する受信器とを備えている。

また、本発明にかかる上記伝送システムの一構成例は、前記受信器が、前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備えている。

また、本発明にかかる上記伝送システムの一構成例は、前記スキュー調整回路が、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記伝送システムの一構成例は、前記スキュー調整回路が、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号のピーク振幅電圧、または、前記復調器から出力される前記受信データ信号のピーク振幅値を検出し、当該ピーク振幅電圧が最大となるように、前記第１の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御する第１の遅延制御回路を備えている。

また、本発明にかかる上記伝送システムの一構成例は、前記スキュー調整回路が、前記復調器から出力される前記受信データ信号から検出したデューティが特定の値となるように、あるいは、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号の立ち上がりまたは立ち下がりの時間、または、前記受信ＲＦ信号のジッタ量が最小となるように、前記第２の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御する第２の遅延制御回路を備えている。

また、本発明にかかる上記伝送システムの一構成例は、前記スキュー調整回路が、前記第１の可変遅延回路により前記ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与えることにより前記スキューを調整した後、前記第２の可変遅延回路により当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与えることにより前記スキューを調整するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記伝送システムの一構成例は、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか一方に、これらＰ相受信信号とＮ相受信信号との間の許容遅延差より大きい固定時間長の遅延を与え、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか他方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整するようにしたものである。

また、本発明にかかる上記伝送システムの一構成例は、前記Ｐ相送信信号およびＮ相送信信号のうち、一方が前記送信データ信号を変調して得られたＲＦ信号からなり、他方が一定電位を示す信号からなるものである。

また、本発明にかかる伝送方法は、送信器が、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信ステップと、受信器が、前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、その差動成分を復調することにより、元の送信データを示す受信データ信号を出力する受信ステップとを備えている。

また、本発明にかかる受信器は、送信器が、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす伝送路のそれぞれへ出力する伝送システムで用いられる受信器であって、前記伝送路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器とを備えている。

本発明によれば、受信器において、２つの誘電体導波路から受信した差動のＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分に基づいて受信データ信号が生成される。したがって、これら誘電体導波路を伝搬中のＲＦ信号に生じるノイズの影響を除去することができ、受信感度や伝送距離を向上させることが可能となる。

また、伝送するＲＦ信号と同周波数帯のクロストークによる影響もノイズ同様に除去することができ、同じ周波数帯のＲＦ信号を伝送する複数の誘電体導波路を高密度に集積することが可能となる。この際、異なる周波数帯を用いた周波数分割技術によってクロストークの影響を除去することも考えられるが、特に高い周波数帯を扱うトランシーバにおいては、周波数帯の異なるトランシーバの開発コストさらには回路コストが非常に大きくなる。本実施の形態によれば、このような周波数帯の異なるトランシーバが不要となるため、伝送システム全体の低コスト化を実現することが可能となる。

第１の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。 スキューの影響を示す信号波形図である。 第２の実施の形態にかかる受信器およびスキュー調整回路の構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態にかかるスキュー調整回路の動作例を示す信号波形図である。 第２の実施の形態にかかる受信器およびスキュー調整回路の他の構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態にかかるスキュー調整回路の他の動作例を示す信号波形図である。 第３の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。 第４の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。 第４の実施の形態にかかるスキュー調整回路の動作例を示す信号波形図である。 第５の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。 従来の伝送システムの構成を示すブロック図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる伝送システムについて説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。

この伝送システム１は、誘電体導波路を伝送媒体とし、入力された送信データ信号をＲＦ信号に変調した後、誘電体導波路を介して送信器から受信器へ伝送する機能を有している。
本実施の形態にかかる伝送システム１は、対をなす誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを用いた差動伝送の構成を用いることで、送信信号が誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを伝送している最中に生じるノイズの影響や、これら誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを近距離に配置した場合のクロストークの影響を除去するようにしたものである。

図１に示すように、伝送システム１は、送信器Ｔｘ、受信器Ｒｘ、およびこれら送信器Ｔｘと受信器Ｒｘとの間を接続する、対をなす誘電体導波路ＬＰ，ＬＮとから構成されている。

送信器Ｔｘは、デジタル信号からなる送信データ信号ＴＳから、差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号ＴＰおよびＮ相（逆相）送信信号ＴＮを生成して、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力する機能を有している。
この送信器Ｔｘには、主な機能部として、変調器１１と増幅器（ＰＡ）１２とが設けられている。

変調器１１は、入力された送信データ信号ＴＳを差動の送信ＲＦ信号に変調して出力する機能を有している。
増幅器１２は、変調器１１から出力された差動の送信ＲＦ信号をそれぞれ増幅し、得られたＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮを、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力する機能を有している。これらＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮは、動作周波数および変調形式が同一で、極性が反転したＲＦ信号からなる。

受信器Ｒｘは、送信器Ｔｘから誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを介して伝送されたＰ相（正相）受信信号ＲＰおよびＮ相（逆相）受信信号ＲＮを受信して、元の送信データ信号ＴＳを示すデジタル信号からなる受信データ信号ＲＳを復調して出力する機能を有している。
この受信器Ｒｘには、主な機能部として、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）２１と復調器２２とが設けられている。

ローノイズアンプ２１は、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分を増幅し、差動の受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎとして出力する機能を有している。
復調器２２は、ローノイズアンプ２１から出力された受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎを復調し、得られた受信データ信号ＲＳを出力する機能を有している。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図１を参照して、本実施の形態にかかる伝送システム１の動作について説明する。
まず、送信器Ｔｘは、変調器１１により、入力された送信データ信号ＴＳを差動の送信ＲＦ信号に変調して出力し、増幅器１２により、変調器１１から出力された差動の送信ＲＦ信号をそれぞれ増幅し、得られたＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮを、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力する。

受信器Ｒｘは、ローノイズアンプ２１により、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分を増幅し、差動の受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎとして出力し、復調器２２により、ローノイズアンプ２１から出力された受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎを復調し、得られた受信データ信号ＲＳを出力する。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、送信器Ｔｘが、入力されたデジタル信号からなる送信データ信号ＴＳを差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号ＴＰおよびＮ相（逆相）送信信号ＴＮを生成して、それぞれ対応する誘電体導波路ＬＰ，ＬＮへ出力し、受信器Ｒｘが、送信器Ｔｘから誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを介して伝送されたＰ相（正相）受信信号ＲＰおよびＮ相（逆相）受信信号ＲＮを受信して、元の送信データ信号ＴＳを示すデジタル信号からなる受信データ信号ＲＳを復調して出力するようにしたものである。

これにより、受信器Ｒｘにおいて、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信した差動のＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分に基づいて受信データ信号ＲＳが生成される。したがって、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを伝搬中のＲＦ信号に生じるノイズの影響を除去することができ、受信感度や伝送距離を向上させることが可能となる。

また、伝送するＲＦ信号と同周波数帯のクロストークによる影響もノイズ同様に除去することができ、同じ周波数帯のＲＦ信号を伝送する複数の誘電体導波路を高密度に集積することが可能となる。この際、異なる周波数帯を用いた周波数分割技術によってクロストークの影響を除去することも考えられるが、特に高い周波数帯を扱うトランシーバにおいては、周波数帯の異なるトランシーバの開発コストさらには回路コストが非常に大きくなる。本実施の形態によれば、このような周波数帯の異なるトランシーバが不要となるため、伝送システム１全体の低コスト化を実現することが可能となる。

なお、本実施の形態では、送信器Ｔｘの変調器１１および増幅器１２について、入出力とも差動構成にした場合を例として説明したが、送信器Ｔｘから差動のＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮが出力される構成であれば、これに限るものではない。
また、本実施の形態では、受信器Ｒｘのローノイズアンプ２１および復調器２２について、入出力とも差動構成にした場合を例として説明したが、受信器Ｒｘで差動のＰ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮを受信される構成であれば、これに限るものではない。

また、本実施の形態では、送信データ信号ＴＳが差動デジタル信号からなる場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、単相デジタル信号からなる送信データ信号ＴＳを入力として、送信器Ｔｘから差動のＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮを出力するようにしてもよい。
また、本実施の形態では、受信データ信号ＲＳが差動デジタル信号からなる場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、単相デジタル信号からなる受信データ信号ＲＳを、受信器Ｒｘで生成して出力するようにしてもよい。

［第２の実施の形態］
次に、図２を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図２は、第２の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。
本実施の形態は、図２に示すように、受信器Ｒｘにスキュー調整回路２３が設けられている点が、第１の実施の形態と異なる。

伝送システム１において、送信器Ｔｘと受信器Ｒｘとを接続する２本の誘電体導波路ＬＰ，ＬＮは、送信器Ｔｘと受信器Ｒｘとの間の距離が遠くなるほど、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを完全な等長とすることは難しい。このように、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮが完全な等長でない場合、これら誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを個別に伝送する２つのＲＦ信号間にスキューが発生するため、これら誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分が変化する。

図３は、スキューの影響を示す信号波形図である。
図３に示すように、周期長Ｔからなる動作周波数を持つＰ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮに、１／３周期長（＝Ｔ／３）のスキューが生じた場合、スキューなしの場合に得られる差動成分ＲＤの振幅電圧Ｖｐｐに比べて、得られる差動成分ＲＤの振幅電圧は半分（＝Ｖｐｐ／２）となり、１／２周期長（＝Ｔ／２）のスキューが生じる、差動成分ＲＤの信号振幅はゼロ（Ｖｐｐ＝０）となる。

一般的に、差動ＲＦ信号を用いた信号伝送を行う場合、これら差動ＲＦ信号としてデータレートよりも高い動作周波数帯を用いるため、正確なスキュー調整回路が必要となる。また、２つのＲＦ信号間に生じるスキューの量は、これらＲＦ信号がそれぞれ個別に伝送される２つの誘電体導波路の経路長の差によって決まる。このため、誘電体導波路を用いた差動伝送を想定した場合、金属配線を用いてＮＲＺ信号を差動伝送する場合と同程度の可変範囲を持ち、かつ、より高精度のスキュー調整が必要となる。

図４は、第２の実施の形態にかかる受信器およびスキュー調整回路の構成を示すブロック図である。
図４に示すように、本実施の形態にかかる受信器Ｒｘで用いられるスキュー調整回路２３には、主な回路部として、高精度可変遅延回路（第１の可変遅延回路）２３ＡＰ，２３ＡＮと、離散可変遅延回路（第２の可変遅延回路）２３ＢＰ，２３ＢＮとが設けられている。

高精度可変遅延回路２３ＡＰは、誘電体導波路ＬＰから受信したＲＦ信号からなるＰ相受信信号ＲＰに対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔ以下の遅延を与え、得られたＰ相受信信号ＲＰ１を出力する高精度な可変遅延回路である。
高精度可変遅延回路２３ＡＮは、誘電体導波路ＬＮから受信したＲＦ信号からなるＮ相受信信号ＲＮに対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔ以下の遅延を与え、得られたＮ相受信信号ＲＮ１を出力する高精度な可変遅延回路である。

離散可変遅延回路２３ＢＰは、高精度可変遅延回路２３ＡＰから出力されたＰ相受信信号ＲＰ１に対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔを単位として、指定された整数ｎ倍の周期長Ｔ×ｎ遅延を与えた後、Ｐ相受信信号ＲＰ２としてローノイズアンプ２１へ出力する離散遅延回路である。
離散可変遅延回路２３ＢＮは、高精度可変遅延回路２３ＡＮから出力されたＮ相受信信号ＲＮ１に対して、ＲＦ信号の動作周波数の周期長Ｔを単位として、指定された整数ｎ倍の周期長Ｔ×ｎ遅延を与えた後、Ｎ相受信信号ＲＮ２としてローノイズアンプ２１へ出力する離散遅延回路である。

［第２の実施の形態の動作］
次に、図５を参照して、本実施の形態にかかるスキュー調整回路２３の動作について説明する。図５は、第２の実施の形態にかかるスキュー調整回路の動作例を示す信号波形図である。
ここでは、Ｎ相受信信号ＲＮに対してＰ相受信信号ＲＰが遅延する方向に発生した、ＲＦ信号の周期長Ｔの２倍と周期長Ｔより小さいΔＴＡとからなるスキュー（＝２Ｔ＋ΔＴＡ）を、先行するＮ相受信信号ＲＮに対して高精度可変遅延回路２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＮで遅延を与えることによりスキューを調整する場合を例として説明する。この際、高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの遅延はゼロである。

まず、高精度可変遅延回路２３ＡＮは、誘電体導波路ＬＮから受信したＮ相受信信号ＲＮに対して周期長Ｔより小さいΔＴＡ分の高精度可変遅延を与え、Ｎ相受信信号ＲＮ１として出力する。ΔＴＡについては、例えば、Ｎ相受信信号ＲＮの正側ピークのタイミングとＰ相受信信号ＲＰの負側ピークのタイミングとのタイミング差に基づき検出すればよい。

次に、離散可変遅延回路２３ＢＮは、高精度可変遅延回路２３ＡＮから出力されたＮ相受信信号ＲＮ１に対して、周期長Ｔの２倍の時間長を持つ２Ｔ分の離散可変遅延を与え、Ｎ相受信信号ＲＮ２として出力する。２Ｔについては、例えば、Ｎ相受信信号ＲＮ１の先頭タイミングとＰ相受信信号ＲＰ１の先頭タイミングとタイミング差に基づき検出すればよい。
これにより、離散可変遅延回路２３ＢＰから出力されるＰ相受信信号ＲＰ２に対して、キューがゼロのＮ相受信信号ＲＮ２を、離散可変遅延回路２３ＢＮで得ることができる。

また、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの遅延量が厳密に周期長Ｔの整数倍ではない場合、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮによるスキュー調整後の両信号に僅かなスキューが残る。
このような場合、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの後段に、高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮをそれぞれ直列接続し、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮによるスキュー調整後、これら高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮで高精度可変遅延を与えるようにしてもよい。

図６は、第２の実施の形態にかかる受信器およびスキュー調整回路の他の構成を示すブロック図である。図７は、第２の実施の形態にかかるスキュー調整回路の他の動作例を示す信号波形図である。
図６において、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの後段に、高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮがそれぞれ設けられている。

これにより、図７に示すように、離散可変遅延回路２３ＢＮにより、２Ｔ分の離散可変遅延が与えられたＮ相受信信号ＲＮ２に対して、離散可変遅延回路２３ＢＮの後段の高精度可変遅延回路２３ＣＮにより、周期長Ｔより小さいΔＴＢ分の高精度可変遅延が与えられて、Ｐ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮを得ることができる。

［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、受信器Ｒｘに、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間に発生したスキューを調整するスキュー調整回路２３を設けるとともに、このスキュー調整回路２３を、直列接続した高精度可変遅延回路２３ＡＰおよび離散可変遅延回路２３ＢＰと、直列接続した高精度可変遅延回路２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＮから構成し、高精度可変遅延回路２３ＡＰおよび離散可変遅延回路２３ＢＰで、Ｐ相受信信号ＲＰに対してＲＦ信号の周期長Ｔより小さい高精度遅延と、周期長Ｔの整数倍の離散遅延とをそれぞれ個別に与えるとともに、高精度可変遅延回路２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＮで、Ｎ相受信信号ＲＮに対してＲＦ信号の周期長Ｔより小さい高精度遅延と、周期長Ｔの整数倍の離散遅延とをそれぞれ個別に与えるようにしたものである。

これにより、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間に発生したスキューが、周期長Ｔより小さい高精度遅延と周期長Ｔの整数倍の離散遅延とに分解されてそれぞれ調整されるため、それぞれの遅延量に応じた高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮで、効率よく高い精度でスキューを調整することができる。

また、本実施の形態において、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの後段に高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮを設けて、周期長Ｔの整数倍の離散遅延を与えた後、さらに周期長Ｔより小さい高精度可変遅延を与えるようにしてもよい。これにより、離散遅延後に残った僅かなスキューを微調整することができ、極めて高い精度でスキューを調整することが可能となる。

また、本実施の形態では、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮによる調整後、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮを調整し、場合によってはその後、高精度可変遅延回路２３ＣＰ，２３ＣＮを再調整するスキュー調整フローを示したが、Ｐ信号の負側ピークのタイミングとＮ側信号の正側ピークのタイミングのずれが小さい場合（Ｐ信号とＮ信号の差動信号の振幅電圧がローノイズアンプ２１および復調器２２の受信感度よりも大きい場合）、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮによって、およそのスキュー調整を行った後に、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮによるスキュー調整フローも可能である。

また、本実施の形態では、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮ→離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの順に配置した場合を例として説明したが、配置順序についてはこれに限定されるものではなく、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮ→高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮの順に配置することも可能である。

また、本実施の形態では、Ｐ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮのそれぞれに対応して、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮを設けた場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮの線路長のうち、いずれか一方が固定的に常に長い場合には、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮおよび離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮのうち、線路長が長い誘電体導波路に対応する一方の高精度可変遅延回路（２３ＡＰ，２３ＡＮ）と離散可変遅延回路（２３ＢＰ，２３ＢＮ）の組を削除して、線路長が短い誘電体導波路に対応する一方の高精度可変遅延回路（２３ＡＰ，２３ＡＮ）と離散可変遅延回路（２３ＢＰ，２３ＢＮ）の組だけでスキュー調整回路２３を構成してもよい。

［第３の実施の形態］
次に、図８を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図８は、第３の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。

本実施の形態は、スキュー調整回路２３において、Ｐ相受信信号ＲＰまたはＮ相受信信号ＲＮのいずれか一方に、これらＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間の許容遅延差より大きい固定時間長ＴＬ分の遅延を与え、Ｐ相受信信号ＲＰまたはＮ相受信信号ＲＮのいずれか他方を、高精度可変遅延回路（２３ＡＰ，２３ＡＮ）と離散可変遅延回路（２３ＢＰ，２３ＢＮ）の直列接続で遅延させることにより、スキューを調整する点が、第２の実施の形態と異なる。

すなわち、本実施の形態において、スキュー調整回路２３には、Ｐ相受信信号ＲＰに対応して、第２の実施の形態と同様に高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの直列接続が設けられており、Ｎ相受信信号ＲＮに対しては、高精度可変遅延回路２３ＡＮと離散可変遅延回路２３ＢＮの接続回路に代えて、固定遅延回路２３Ｄが設けられている。
固定遅延回路２３Ｄは、Ｎ相受信信号ＲＮに対して、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮとの間の許容遅延差より大きい固定時間長ＴＬの遅延を与えた後、Ｎ相受信信号ＲＮ２としてローノイズアンプ２１へ出力する固定遅延回路である。

これにより、見かけ上、Ｎ相受信信号ＲＮより先にＰ相受信信号ＲＰが受信器Ｒｘで受信される状態、すなわちＮ相受信信号ＲＮがＰ相受信信号ＲＰに対して遅延している状態を常に作り出すことができる。このため、スキュー調整回路２３において、Ｐ相受信信号ＲＰに対して遅延を与える高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの直列接続だけで、Ｐ相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮのスキューを除去することができ、スキュー調整回路２３さらには受信器Ｒｘの回路規模を簡素化することが可能となる。

また、本実施の形態では、第２の実施の形態のうち、高精度可変遅延回路２３ＡＮと離散可変遅延回路２３ＢＮの接続回路に代えて、固定遅延回路２３Ｄを設けた場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、第２の実施の形態のうち、高精度可変遅延回路２３ＡＰと離散可変遅延回路２３ＢＰの直列接続に代えて、固定遅延回路２３Ｄを設けてもよい。
これにより、見かけ上、Ｐ相受信信号ＲＰより先にＮ相受信信号ＲＮが受信器Ｒｘで受信される状態、すなわちＰ相受信信号ＲＰがＮ相受信信号ＲＮに対して遅延している状態を常に作り出すことができ、前述と同様に、スキュー調整回路２３さらには受信器Ｒｘの回路規模を簡素化することが可能となる。

［第４の実施の形態］
次に、図９を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図９は、第４の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。

本実施の形態は、図９に示すように、受信器Ｒｘに遅延制御回路３０を設けて、ローノイズアンプ２１から差動出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎの振幅情報、および復調器２２から差動出力される受信データ信号ＲＳのデューティ情報に基づき、スキュー調整回路２３をフィードバック制御することによりスキューを自動する点が、第２の実施の形態と異なる。

本実施の形態において、遅延制御回路３０には、高精度遅延制御回路（第１の遅延制御回路）３１と、離散遅延制御回路（第２の遅延制御回路）３２とが設けられている。
高精度遅延制御回路３１は、ローノイズアンプ２１から差動出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎの振幅情報を検出し、その検出結果に基づき高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮの遅延量を調整する機能を有している。
離散遅延制御回路３２は、復調器２２から差動出力される受信データ信号ＲＳのデューティ情報を検出し、その検出結果に基づき離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの遅延量を調整する機能を有している。

図１０は、第４の実施の形態にかかるスキュー調整回路の動作例を示す信号波形図である。
図１０に示すように、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの間のスキューが、動作周波数の周期長Ｔの整数倍である場合、これらＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分ＲＤのピーク振幅電圧は最大となり、ローノイズアンプ２１から出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅電圧も最大となる。

よって、高精度遅延制御回路３１において、ローノイズアンプ２１から出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅電圧を検出し、このピーク振幅電圧が最大になるように高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮの遅延量をフィードバック制御することで、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの位相を揃えることができる。

また、図１０に示すように、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮから受信したＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングがずれている場合、これらＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの差動成分ＲＤの振幅持続時間Ｄｄは、Ｐ相受信信号ＲＰの振幅持続時間Ｄｐと異なる。これにより、復調器２２で復調された受信データ信号ＲＳは、送信データ信号ＴＳと立ち上がりや立ち下がりでタイミングずれが生じるため、送信器Ｔｘに入力された送信データ信号ＴＳとデューティ（パルス幅）が変化する。

よって、離散遅延制御回路３２において、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳのデューティ比が、所望の値、例えば送信データ信号ＴＳのデューティ比と等しい値となるよう、あるいは受信データ信号ＲＳが誤判定されにくいデューティ比５０％となるように、離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの遅延量をフィードバック制御することで、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃えることができる。

したがって、本実施の形態によれば、高精度遅延制御回路３１により、ローノイズアンプ２１から差動出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅情報をフィードバックした高精度可変遅延制御が実施され、離散遅延制御回路３２により、復調器２２から差動出力される受信データ信号ＲＳのデューティ情報をフィードバックした離散可変遅延制御が実施されることになる。
これにより、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮに対するスキュー調整を自動化することが可能となる。

この際、図３に示したように、動作周波数の１／２周期長（＝Ｔ／２）のスキューが生じて、差動成分ＲＤの信号振幅電圧、さらには復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳの振幅電圧がゼロ（Ｖｐｐ＝０）となるため、離散遅延制御回路３２による離散可変遅延制御ができなくなる場合がある。また、この受信データ信号ＲＳの振幅電圧がゼロとなる状態は、１／２周期長のスキューに周期長Ｔの整数倍のスキューが加えられた状態でも同様に発生するため、周期長Ｔの整数倍でスキュー調整する離散可変遅延制御により、この状態から脱出することはできない。

このため、本実施の形態において、高精度遅延制御回路３１によりＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの位相を揃えた後、この位相同期完了に基づいて高精度遅延制御回路３１から離散遅延制御回路３２に出力された位相同期完了信号３０Ｓに応じて、離散遅延制御回路３２によりＰ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃えるようにしてもよい。
これにより、離散遅延制御回路３２により離散可変遅延制御を行う場合には、必ずスキューが周期長Ｔの整数倍となるため、離散遅延制御回路３２による離散可変遅延制御が実施可能な状態とすることができ、安定したスキュー調整を実現することが可能となる。この際、スキュー調整制御の順序が規定されるだけで、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮと離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮの配置順序については限定されるものではない。

また、本実施の形態では、ローノイズアンプ２１から出力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅情報を高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮにフィードバックする場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、復調器２２において包絡線検波方式等を用いた場合、入力される受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎのピーク振幅電圧が大きい程、復調後の受信データ信号ＲＳのピーク振幅電圧も大きくなる。このため、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳのピーク振幅情報を検出して、高精度可変遅延回路２３ＡＰ，２３ＡＮにフィードバックすることによって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの位相を揃える方法も可能である。

また、本実施の形態では、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳのデューティを離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックする場合を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、図１０に示した差動成分ＲＤは、高精度可変遅延制御後、ピーク振幅電圧が最大となる前にそれより小さな（およそ半分）振幅電圧が出力されるため、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳの立ち上がりや立ち下がりの時間が大きくなる。このため、これら立ち上がりや立ち下がりの時間を検出して、これらが最小になるように離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックすることによって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃える方法も可能である。

また、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳの立ち上がりや立ち下がりの時間が増加したり、デューティが変動することによって、受信データ信号ＲＳのジッタ量が大きくなることも考えられる。このため、受信データ信号ＲＳのジッタ量を検出し、このジッタ量が最小になるように離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックすることによって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮの先頭タイミングを揃える方法も可能である。

なお、前述した立ち上がり／立ち下がりの時間やジッタ量を離散可変遅延回路２３ＢＰ，２３ＢＮにフィードバックする方法について、送信器Ｔｘに入力される送信データ信号ＴＳのデューティ情報が分からない場合にも利用可能であるという利点がある。
また、図１０では、ＡＳＫ変調された相受信信号ＲＰおよびＮ相受信信号ＲＮを例としてスキュー調整回路２３の動作を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、復調器２２から出力される受信データ信号ＲＳが、Ｈｉｇｈ状態かＬｏｗ状態かの２電位を判定する形式の信号、例えばＮＲＺ形式やＲＺ形式の信号であればよい。

［第５の実施の形態］
次に、図１１を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる伝送システム１について説明する。図１１は、第５の実施の形態にかかる伝送システムの構成を示すブロック図である。

本実施の形態は、図１１に示すように、送信器Ｔｘから出力されるＰ相送信信号ＴＰおよびＮ相送信信号ＴＮのうち、Ｐ相送信信号ＴＰのみが振幅電圧を有するＲＦ信号となっており、Ｎ相送信信号ＴＮはグラウンド（接地電位）に接続した振幅電圧ゼロの信号である点が、第１および第２の実施の形態と異なる。

Ｎ相送信信号ＴＮに振幅電圧ゼロの基準信号を送信することで、Ｎ側の受信信号として誘電体導波路伝送中に生じるノイズやクロストークの影響のみが伝搬される。２つの誘電体導波路ＬＰ，ＬＮが等長配線されている場合、Ｐ相送信信号ＴＰとＮ相送信信号ＴＮとの差分を取ると、誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを伝搬中に生じたノイズやクロストークの影響が除去されたＰ相受信信号ＲＰを取り出すことが可能となり、それを基に受信データ信号ＲＳを復調することができる。

また、２つの誘電体導波路ＬＰ，ＬＮが等長配線されていない場合、受信器Ｒｘに備わるスキュー調整回路２３によって、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮのそれぞれに生じるノイズの先頭タイミングまたはピーク振幅電圧のタイミングを揃えることで、ローノイズアンプ２１による差動増幅された受信ＲＦ信号２１Ｐ，２１Ｎにおいてノイズ除去効果を最大化できる。なお、Ｐ相受信信号ＲＰとＮ相受信信号ＲＮのそれぞれに生じるノイズの先頭タイミングやピーク振幅電圧にほとんどスキューが発生しない場合、スキュー調整回路２３を省いて、Ｐ相送信信号ＴＰとＮ相送信信号ＴＮとをローノイズアンプ２１へ直接入力してもよい。

また、本実施の形態では、Ｎ相送信信号ＴＮとしてグラウンドに接続した振幅電圧ゼロ信号を用いた例を示したが、振幅電圧がゼロの一定電位であれば、いずれの電位であってもよい。また、本実施の形態では、Ｐ相送信信号ＴＰに振幅電圧を有するＲＦ信号を用い、Ｎ相送信信号ＴＮに振幅電圧ゼロの信号を用いた例を示したが、Ｐ相送信信号ＴＰに振幅電圧ゼロの信号を用い、Ｎ相送信信号ＴＮに振幅電圧を有するＲＦ信号を用いてもよい。また、本実施の形態では、伝送媒体として誘電体導波路ＬＰ，ＬＮを用いた場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、金属配線などの他の伝送媒体を用いた伝送システムにも適用できる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

１…伝送システム、Ｔｘ…送信器、１１…変調器、１２…増幅器（ＰＡ）、Ｒｘ…受信器、ＲＳ…受信データ信号、２１…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、２１Ｐ，２１Ｎ…受信ＲＦ信号、２２…復調器、２３…スキュー調整回路、２３ＡＰ，２３ＡＮ…高精度可変遅延回路（第１の可変遅延回路）、２３ＢＰ，２３ＢＮ…離散可変遅延回路（第２の可変遅延回路）、２３ＣＰ，２３ＣＮ…高精度可変遅延回路、３０…遅延制御回路、３０Ｓ…位相同期完了信号、３１…高精度遅延制御回路（第１の遅延制御回路）、３２…離散遅延制御回路（第２の遅延制御回路）、ＬＰ，ＬＮ…誘電体導波路、ＴＳ…送信データ信号、ＲＳ…受信データ信号、ＴＰ…Ｐ相送信信号、ＴＮ…Ｎ相送信信号、ＲＰ，ＲＰ１，ＲＰ２…Ｐ相受信信号、ＲＮ，ＲＮ１，ＲＮ２，ＲＮ３…Ｎ相受信信号、ＲＤ…差動成分。

Claims (10)

1. 入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信器と、
   前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、その差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信器と
   を備えることを特徴とする伝送システム。
2. 請求項１に記載の伝送システムにおいて、
   前記受信器は、
   前記誘電体導波路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号との間のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、
   前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、
   前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して前記受信データ信号を出力する復調器と
   を備えることを特徴とする伝送システム。
3. 請求項２に記載の伝送システムにおいて、
   前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号ごとに、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与える第１の可変遅延回路と、入力されたＲＦ信号に対して当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与える第２の可変遅延回路との直列接続を設け、これらＰ相受信信号およびＮ相受信信号のうちいずれか先に到着した一方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整することを特徴とする伝送システム。
4. 請求項３に記載の伝送システムにおいて、
   前記スキュー調整回路は、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号のピーク振幅電圧、または、前記復調器から出力される前記受信データ信号のピーク振幅値を検出し、当該ピーク振幅電圧が最大となるように、前記第１の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御する第１の遅延制御回路を備えることを特徴とする伝送システム。
5. 請求項３または請求項４に記載の伝送システムにおいて、
   前記スキュー調整回路は、前記復調器から出力される前記受信データ信号から検出したデューティが特定の値となるように、あるいは、前記ローノイズアンプから出力される前記受信ＲＦ信号の立ち上がりまたは立ち下がりの時間、または、前記受信ＲＦ信号のジッタ量が最小となるように、前記第２の可変遅延回路の遅延量をフィードバック制御する第２の遅延制御回路を備えることを特徴とする伝送システム。
6. 請求項３〜請求項５に記載の伝送システムにおいて、
   前記スキュー調整回路は、前記第１の可変遅延回路により前記ＲＦ信号の動作周波数の周期長以下の遅延を与えることにより前記スキューを調整した後、前記第２の可変遅延回路により当該ＲＦ信号の動作周波数の周期長の整数倍の遅延を与えることにより前記スキューを調整することを特徴とする伝送システム。
7. 請求項３〜請求項６に記載の伝送システムにおいて、
   前記スキュー調整回路は、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか一方に、これらＰ相受信信号とＮ相受信信号との間の許容遅延差より大きい固定時間長の遅延を与え、前記Ｐ相受信信号または前記Ｎ相受信信号のいずれか他方を前記直列接続で遅延させることにより、前記スキューを調整することを特徴とする伝送システム。
8. 請求項１または請求項２に記載の伝送システムにおいて、
   前記Ｐ相送信信号およびＮ相送信信号のうち、一方が前記送信データ信号を変調して得られたＲＦ信号からなり、他方が一定電位を示す信号からなることを特徴とする伝送システム。
9. 送信器が、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす誘電体導波路のそれぞれへ出力する送信ステップと、
   受信器が、前記誘電体導波路のそれぞれからＰ相（正相）受信信号およびＮ相（逆相）受信信号を受信し、その差動成分を復調することにより受信データ信号を出力する受信ステップと
   を備えることを特徴とする伝送方法。
10. 送信器が、入力された送信データ信号を変調して差動のＲＦ信号からなるＰ相（正相）送信信号とＮ相（逆相）送信信号を生成し、対をなす伝送路のそれぞれへ出力する伝送システムで用いられる受信器であって、
    前記伝送路のそれぞれから受信した前記Ｐ相受信信号および前記Ｎ相受信信号のスキューを除去して出力するスキュー調整回路と、
    前記スキュー調整回路から出力された前記Ｐ相受信信号と前記Ｎ相受信信号の差動成分を示す受信ＲＦ信号を出力するローノイズアンプと、
    前記ローノイズアンプから出力された前記受信ＲＦ信号を復調して受信データ信号を出力する復調器と
    を備えることを特徴とする受信器。

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