JP2015082676A

JP2015082676A - コンデンサマイクロホン

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Publication number: JP2015082676A
Application number: JP2013218170A
Authority: JP
Inventors: 秋野　裕; Yutaka Akino; 裕秋野
Original assignee: Audio Technica KK
Current assignee: Audio Technica KK
Priority date: 2013-10-21
Filing date: 2013-10-21
Publication date: 2015-04-27
Anticipated expiration: 2033-10-21
Also published as: US20150110307A1; US9432776B2; JP6257262B2

Abstract

【課題】回路構成が簡易な２線式のコンデンサマイクロホンにおいて、出力信号の歪を小さくし、ダイナミックレンジを大きくする。
【解決手段】コンデンサマイクロホン１０は、振動板とこの振動板に対向して配置された固定極を有するコンデンサマイクロホンユニット１と、インピーダンス変換器２としてのＦＥＴ２１と、前記ＦＥＴの動作電源を生成するトランジスタ３１と、を有し、前記ＦＥＴのゲートには、前記固定極または振動板が接続され、前記ゲートに接続された固定極に対向する振動板、または、前記ゲートに接続された振動板に対向する固定極は接地され、前記ＦＥＴのソースには、前記トランジスタのベースが接続され、前記ＦＥＴのドレインには、前記トランジスタのエミッタが接続され、前記トランジスタのベースと接地との間には、前記トランジスタのベース電位を設定する抵抗３２が配置される。
【選択図】図１

Description

本発明は、コンデンサマイクロホンに関するものである。

コンデンサマイクロホンは、振動板と、これに対向して固定極が配置されてなるコンデンサマイクロホンユニットを備えている。コンデンサマイクロホンユニットは、この振動板と固定極により形成されるコンデンサの静電容量が、振動板の振動に応じて変化することを利用して、電気信号を取り出す音響電気変換器である。すなわち、振動板が音波により振動すると、静電容量が変化するので、この静電容量の変化を電気信号に変換して出力する。このように、コンデンサマイクロホンの信号源インピーダンスは静電容量であるから、入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器を必要とする。インピーダンス変換器には、主にＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が用いられる。コンデンサマイクロホンユニットとＦＥＴとの接続は、例えば、固定極をＦＥＴのゲートに接続し、振動板を接地する。ＦＥＴを用いたインピーダンス変換器を備えるコンデンサマイクロホンにおいて、信号出力を取り出す方法として、ＦＥＴのソースを接地してドレインから信号出力を取り出す方法（例えば、特許文献１を参照）と、ＦＥＴのドレインを接地してソースから信号出力を取り出す方法が知られている。

特開平８−３３０９０号公報

ＦＥＴのドレインから信号出力を取り出す方法は、２線式又はプラグインパワーと呼ばれ、簡易なマイクロホンにおいて広く用いられている。一方、ＦＥＴのソースから信号出力を取り出す方法は、３線式又はソースフォロワーと呼ばれ、２線式と比較すると出力信号の歪みが少なく、高いダイナミックレンジを得ることが出来る。したがって、３線式は、主にスタジオ収音用のマイクロホンなどに用いられる。

ここで、従来例として知られている上記２つの方法について、回路構成の例を図で示しながら説明する。図８は、２線式のコンデンサマイクロホンの例を示す回路図である。図９は、３線式のコンデンサマイクロホンの例を示す回路図である。

図８に示すように、２線式のコンデンサマイクロホン１００は、コンデンサマイクロホンユニット１０１とインピーダンス変換器１０２に対して動作電源を供給する電源回路１０５が、単芯シールド線１０６によって接続される。電源回路１０５が備える電源Ｖｃｃは、負荷抵抗ＲＬを介して単芯シールド線１０６の単芯に接続されている。コンデンサマイクロホンユニット１０１とインピーダンス変換器１０２における接地線と電源回路１０５の接地線は、単芯シールド線１０６のシールドによって結線されている。すなわち、単芯シールド線１０６の単芯は、電源線でもあり、インピーダンス変換器１０２に用いられるＦＥＴのドレインが接続される信号線でもある。

また、図９に示すように、３線式のコンデンサマイクロホン１００ａは、コンデンサマイクロホンユニット１０１とインピーダンス変換器１０２に対して動作電源を供給する電源回路１０５ａが、２芯シールド線１０６ａによって接続されている。電源回路１０５ａが備える電源Ｖｃｃは、２芯シールド線１０６ａの１芯に接続されインピーダンス変換器のＦＥＴのドレインに接続されている。この１芯が電源線となる。また、負荷抵抗ＲＬを介して２芯シールド線１０６ａの他の１芯に接続されている。この他の１芯は、インピーダンス変換器１０２のＦＥＴのソースに接続されていて、これが信号線となる。また、コンデンサマイクロホンユニット１０１における接地線と電源回路１０５ａの接地線は、２芯シールド線１０６ａのシールドを用いて接続されている。

図８に示すように、単芯シールド線を用いる２線式のコンデンサマイクロホンは、簡易な回路によって構成できる。しかし、信号出力をインピーダンス変換器１０２が備えるＦＥＴのドレインから取り出すことで、出力インピーダンスが高く、また、信号が歪み易いという欠点がある。これに対し、図９に示した３線式のコンデンサマイクロホンは、２線式のコンデンサマイクロホンに比べて複雑な回路構成になるが、信号の歪みが少なく、ダイナミックレンジが高いという利点がある。したがって、２線式のコンデンサマイクロホンにおいて、３線式の利点を備えるものが望ましい。

言い換えると、簡易な回路構成となる２線式でありながら、出力信号の歪が小さく、ダイナミックレンジが高いコンデンサマイクロホンが望ましい。

そこで本発明は、回路構成が簡単になる２線式でありながら、出力信号における歪みが少なく、かつ、高いダイナミックレンジを得ることができるコンデンサマイクロホンを提供することを目的とする。

本発明は、コンデンサマイクロホンに関するものであって、振動板とこの振動板に対向して配置された固定極を有するコンデンサマイクロホンユニットと、インピーダンス変換器としてのＦＥＴと、上記ＦＥＴの動作電源を生成するトランジスタと、を有し、上記ＦＥＴのゲートには、上記固定極または振動板が接続され、上記ゲートに接続された固定極に対向する振動板、または、上記ゲートに接続された振動板に対向する固定極は接地され、上記ＦＥＴのソースには、上記トランジスタのベースが接続され、上記ＦＥＴのドレインには、上記トランジスタのエミッタが接続され、上記トランジスタのベースと接地との間には、上記トランジスタのベース電位を設定する抵抗が配置されている、ことを最も主な特徴とする。

本発明によれば、回路構成が簡単になる２線式でありながら、出力信号における歪みが少なく、かつ、高いダイナミックレンジを得ることができる。

本発明に係るコンデンサマイクロホンの実施形態を示す回路図である。上記コンデンサマイクロホンの周波数応答の測定例を示すグラフである。上記コンデンサマイクロホンの全高調波歪率の測定例を示すグラフである。上記コンデンサマイクロホンの雑音スペクトルの測定例を示すグラフである。従来のコンデンサマイクロホンの周波数応答の測定例を示すグラフである。従来コンデンサマイクロホンの全高調波歪率の測定例を示すグラフである。従来のコンデンサマイクロホンの雑音スペクトルの測定例を示すグラフである。従来のコンデンサマイクロホンであって、２線式の例を示す回路図である。従来のコンデンサマイクロホンであって、３線式の例を示す回路図である。

以下、本発明に係るコンデンサマイクロホンの実施形態について、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明に係るコンデンサマイクロホン１０の実施形態を示す回路図である。図１に示すように、コンデンサマイクロホン１０は、コンデンサマイクロホンユニット１と、インピーダンス変換器２と、バッファ回路３と、を備えていて、単芯シールド線５を介して動作電源を供給する電源回路４に接続される。

コンデンサマイクロホンユニット１は、振動板と、振動板と隙間を空けて対向配置される固定極と、を有してなる。振動板と固定極により形成されるコンデンサの静電容量は、音波による振動板の振動に応じて変化する。この静電容量の変化を電気信号として取り出すことで、コンデンサマイクロホンユニット１の信号出力を取り出すことができる。コンデンサマイクロホンユニット１の出力インピーダンスは高いので、入力インピーダンスが極めて高いＦＥＴ２１を備えたインピーダンス変換器２をコンデンサマイクロホンユニット１の後段に配置する。

また、コンデンサマイクロホン１０は、インピーダンス変換器２の後段にトランジスタ３１とブリーダー抵抗３２によって構成されるバッファ回路３を配置している。バッファ回路３については後述する。

図１において、例えば、コンデンサマイクロホンユニット１の固定極がインピーダンス変換器２に接続され、コンデンサマイクロホンユニット１の振動板が接地されている。すなわち、インピーダンス変換器２に用いられるＦＥＴ２１のゲートにコンデンサマイクロホンユニット１の固定極が接続されていて、このＦＥＴ２１のドレインからコンデンサマイクロホンユニット１の信号出力が取り出されるように構成されている。

コンデンサマイクロホンユニット１とインピーダンス変換器２及びバッファ回路３に対して動作電源を供給する電源回路４は、単芯シールド線５によってバッファ回路３に接続されている。電源回路４が備える電源４１は、負荷抵抗４２を介して単芯シールド線５の単芯に接続されている。コンデンサマイクロホンユニット１と及びバッファ回路３における接地線と、電源回路４における接地線とは、単芯シールド線５のシールドにより接続されている。すなわち、単芯シールド線５の単芯は、電源線でもあり、信号線でもある。

また、ＦＥＴ２１のドレインはトランジスタ３１のエミッタに接続されていて、ＦＥＴ２１のソースは、トランジスタ３１のベースに接続されている。したがって、トランジスタ３１がＯＮになると、トランジスタ３１のベース−エミッタ間の順方向降下電圧（Ｖ_ＢＥ）が、ＦＥＴ２１のドレイン−ソース間に印加される。Ｖ_ＢＥは概ね０．７ｖ程度である。このＶ_ＢＥがＦＥＴ２１の動作電源（ドレイン−ソース間電圧：Ｖ_ｂｓとなる。すなわち、トランジスタ３１がＦＥＴ２１の動作電源となるＶ_ＤＳを生成する。

トランジスタ３１を備えるバッファ回路３はエミッタフォロワ回路であるから、トランジスタ３１のベースに対してＦＥＴ２１のソースから入力される信号は電流増幅される。また、バッファ回路３の動作によって、出力インピーダンスが下がる。これによって、単芯シールド線５を用いて電源回路４とバッファ回路３とを接続しても、コンデンサマイクロホンユニット１の信号出力を取り出すことができる。

バッファ回路３は、トランジスタ３１のベース電位を設定するために、トランジスタ３１のベースと接地との間に、ブリーダー抵抗３２を備えている。このブリーダー抵抗３２の値は、電源回路４が備える電源４１の電圧との関係において決定される。たとえば、電源４１の電圧が９Ｖであって、負荷抵抗４２が２ｋΩであるときのブリーダー抵抗３２の値は、３０ｋΩ程度が適当である。

以上の構成を備えるコンデンサマイクロホン１０によれば、簡易な回路構成となる２線式でありながら、低い出力インピーダンスで信号出力を取り出すことができる。これによって、歪が小さく、ダイナミックレンジを高くすることができる。

以下、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０における回路構成による特性と、図８に示した従来例における回路構成による特性との違いについて、所定の同一条件下で測定した結果を例示して比較しながら説明する。以下において示す各特性を示すグラフは、コンデンサマイクロホン１０の回路構成と、従来例の回路構成において、マイクユニットの代わりにダミーコンデンサＣｉを接続し、ダミー入力信号Ｖｉｎを入力信号として測定したものである。なお、ダミーコンデンサＣｉの静電容量は３３ｐＦであって、ダミー入力信号Ｖｉｎの入力レベルは−４０ｄＢである。

まず、周波数応答について比較する。図２は、コンデンサマイクロホン１０の周波数応答の測定例を示すグラフである。また、図５は、従来例の周波数応答の測定例を示すグラフである。

図２及び図５は、横軸がダミー入力信号Ｖｉｎの周波数であって、縦軸が出力レベルを示している。負荷として、１００ｋΩの抵抗と６００Ωの抵抗を接続した場合の周波数応答を測定した例である。

図５に示すように、従来例は、負荷の大きさによって出力レベルが大きく変化している。すなわち、１００ｋΩを負荷とした場合の出力レベルは概ね−３４ｄＢであるのに対し、６００Ωを負荷とした場合の出力レベルは概ね−４６ｄＢである。このように、負荷を大きくすることで出力レベルが高くなるということは、従来例の出力インピーダンスが高いことを示している。従来例の出力インピーダンスを算出すると、概ね１．８ｋΩになる。

これに対して、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０の周波数応答は、図２に示すように、負荷を１００ｋΩとしても６００Ωとしても出力レベルは概ね−４１ｄＢ前後である。このように、負荷の大きさが変化しても、出力レベルが変化しないということは、コンデンサマイクロホン１０の出力インピーダンスが低いということを示している。コンデンサマイクロホン１０の出力インピーダンスを算出すると、概ね１６Ωになる。

このように、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０は、従来例よりも出力インピーダンスを低くすることができる。また、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０によれば、従来例よりも、周波数の変化による出力レベルの変動が小さい。負荷が１００ｋΩであっても６００Ωであっても、出力レベルは低周波数帯域から高周波帯域までほぼ一定である。

次に、全高調波歪率（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：ＴＨＤ）について比較する。図３は、コンデンサマイクロホン１０の全高調波歪率の測定例を示すグラフである。また、図６は、従来例の全高調波歪率の測定例を示すグラフである。全高調波歪率により、出力信号における歪率の許容値（１％歪）となる入力信号のレベルを判定することができる。

図６に示すように、従来例では、１％の歪率が発生する入力レベルは、−４２．４ｄＢである。すでに述べたように、ダミー入力信号Ｖｉｎの入力レベルは−４０ｄＢであるから、図５に示した周波数応答を測定するときには、従来例は出力信号が歪んでいる。

これに対して、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０は、１％の歪率が発生する入力レベルは、図３に示すように、＋９．２７ｄＢである。したがって、従来例に比べて５０ｄＢもの大きな入力があっても出力は歪まないことになる。

このように、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０は、従来例よりも出力信号における歪みが少ない。

次に、雑音スペクトルについて比較する。図４は、コンデンサマイクロホン１０の雑音スペクトルの測定例を示すグラフである。また、図７は、従来例の雑音スペクトルの測定例を示すグラフである。

図４及び図７に示すように、従来例の聴感補正（Ａ−ｗｅｉｇｈｔ）の値が、−１１２．５ｄＢＶであるのに対し（図７）、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０の聴感補正（Ａ−ｗｅｉｇｈｔ）の値は、−１１８．５ｄＢＶである（図４）。

ダイナミックレンジは、１％の歪率が発生する入力レベルと聴感補正の値の幅である。すなわち、従来例のダイナミックレンジは、７０ｄＢ（＝１１２．５−４２．４）であるが、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０のダイナミックレンジは、１２７．７ｄＢ（＝１１８．５＋９．２７）である。以上説明したように、コンデンサマイクロホン１０によれば、従来のものに比べて、高いダイナミックレンジを得ることが出来る。

本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０の特性と従来例の特性を比較すると、以下の表１のようになる。
（表１）

表１に示すように、本実施形態に係るコンデンサマイクロホン１０は、２線式でありながら、ダイナミックレンジは、電圧比にして７６７倍にもなる。

以上説明したとおり、本発明に係るコンデンサマイクロホン１０によれば、電源線と信号線を共用するプラグインパワー方式であっても３線式が備える利点を兼ねることができる。すなわち、簡易な回路構成でありながら、出力信号の歪みが小さく、ダイナミックレンジが高いコンデンサマイクロホンを得ることが出来る。

１コンデンサマイクロホンユニット
２インピーダンス変換器
３バッファ回路
４電源回路
５単芯シールド線
１０コンデンサマイクロホン

Claims

振動板とこの振動板に対向して配置された固定極を有するコンデンサマイクロホンユニットと、
インピーダンス変換器としてのＦＥＴと、
上記ＦＥＴの動作電源を生成するトランジスタと、
を有し、
上記ＦＥＴのゲートには、上記固定極または振動板が接続され、
上記ゲートに接続された固定極に対向する振動板、または、上記ゲートに接続された振動板に対向する固定極は接地され、
上記ＦＥＴのソースには、上記トランジスタのベースが接続され、
上記ＦＥＴのドレインには、上記トランジスタのエミッタが接続され、
上記トランジスタのベースと接地との間には、上記トランジスタのベース電位を設定する抵抗が配置されている、
ことを特徴とするコンデンサマイクロホン。
上記コンデンサマイクロホンユニットの出力信号は、上記ＦＥＴのドレインから引き出す２線式である、
請求項１記載のコンデンサマイクロホン。
上記コンデンサマイクロホンへの動作電源の供給は、電源線と信号線とを共用するプラグインパワー方式による、
請求項１記載のコンデンサマイクロホン。
上記ＦＥＴの動作電源を供給する電源回路と、
単芯シールド線を介して接続される、
請求項１記載のコンデンサマイクロホン。
上記単芯シールド線の単芯は、電源線であり、かつ、信号線である、
請求項４記載のコンデンサマイクロホン。