JP2015065781A - フライングキャパシタ形マルチレベル電力変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】フライングキャパシタ形のマルチレベル変換器はスイッチ素子数が多い分、又はコンデンサ数が多い分、短絡検知回路数又は電流検出器数が多くなり、装置構成が複雑で、装置が大型化、高価格化となる。【解決手段】２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチを直列接続した２Ｎ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定する。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電動機駆動などを目的としたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路に関し、特に電力変換回路に使用する半導体スイッチ素子の短絡故障の検出方法と短絡故障した半導体スイッチ素子を特定する方式に関する。

図８に、直流から交流に変換する２レベルインバータの電力変換回路の一般形を示す。
ＤＰが直流電源（電圧Ｅｄ）で、正側電位をＰ、負側電位をＮとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していない整流器と大容量のコンデンサなどによって構成することが可能である。

Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、ＱｚがＩＧＢＴとダイオードからなる半導体スイッチ、ＧＤｕ、ＧＤｖ、ＧＤｗ、ＧＤｘ、ＧＤｙ、ＧＤｚが各ＩＧＢＴを駆動するためのゲート駆動回路で、制御回路ＣＮＴからのゲート駆動信号Ｓ１〜Ｓ６によってＩＧＢＴがオンオフされる。またＡＣＭが本システムの負荷例である交流電動機である。本構成の場合、ＩＧＢＴのスイッチングによって交流部には直流電源DPのＰ電位またはＮ電位が出力可能となるため２レベルの変換回路となる。

ＣＤは電流検出器である。半導体スイッチの上下アームに電源短絡が生じた場合に直流電源からの放電電流を検出して制御回路ＣＮＴに送出し、制御回路でその電流値の大きさを所定値と比較して電源短絡かどうかを判定し、電源短絡と判定した場合には全ての半導体スイッチをオフして被害の拡大を防止する。電源短絡に至るケースとしては、ノイズや制御回路からの誤信号などにより上下アームの各半導体スイッチに同時にオン信号が印加された場合や、上下アームの何れかの半導体スイッチが短絡故障し、次に対向アームの半導体スイッチにオン信号が印加された場合である。

図９にフライングキャパシタ形の３レベル変換回路を示す。本回路は直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ４を４個直列接続した回路を接続し、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ３のエミッタとの間にコンデンサＣ１を接続した構成である。ここで、半導体スイッチＴ２とＴ３の接続点を交流端子とする。このコンデンサＣ１がフライングキャパシタで、その平均的電圧は直流電源DPの電圧Ｅｄに対してＥｄ／２に制御される。本回路構成によって交流端子には、下記（１）〜（４）の動作で４通りの電位が出力可能となる。
（１）Ｅｄ（Ｔ１、Ｔ２がオン）
（２）Ｅｄ−Ｅｄ／２（Ｔ１、Ｔ３がオン）
（３）０＋Ｅｄ／２（Ｔ２、Ｔ４がオン）
（４）０（Ｔ３、Ｔ４がオン）
ここで（２）と（３）は同一電圧（Ｅｄ／２）の出力電圧となるが、交流部の電流の正方向を出力方向とした場合、（２）の場合はコンデンサＣ１は充電される動作となり、（３）の場合は放電される動作となるため、その出力時間を選択的に制御することでコンデンサＣ１の電圧を平均的にＥｄ／２に維持することが可能となる。

また図１６、図１７、図１８に本回路の応用例としてフライングキャパシタを複数個適用したマルチレベル電力変換回路を示す。図１６が４レベルのマルチレベル変換回路、図１７が５レベルのマルチレベル変換回路、図１８が６レベルのマルチレベル変換回路である。同様な方法で（ｎ−２）個のフライングキャパシタを適用すればｎレベルのマルチレベル変換回路が構成可能となる。ここで、ｎは３以上の整数とする。

図１６に示す４レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に６個の半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチＴ３とＴ４の接続点を交流端子に、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ４のエミッタとの間にコンデンサＣ１を、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ２を、各々接続した構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／３、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／３とすることにより、交流端子には４個のレベルの電圧Ｅｄ、２Ｅｄ／３、Ｅｄ／３、０を選択的に出力することができる。

図１７に示す５レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に８個の半導体スイッチＴ１〜Ｔ８の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチＴ４とＴ５の接続点を交流端子に、半導体スイッチＴ４のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ１を、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ６のエミッタとの間にコンデンサＣ２を、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ７のエミッタとの間にコンデンサＣ３を、各々接続した構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／４、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／４＝Ｅｄ／２、コンデンサＣ３の電圧を３Ｅｄ／４とすることにより、交流端子には５個のレベルの電圧Ｅｄ、３Ｅｄ／４、２Ｅｄ／４＝Ｅｄ／２、Ｅｄ／４．０を選択的に出力することができる。

図１８に示す６レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に１０個の半導体スイッチＴ１〜Ｔ１０の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチＴ５とＴ６の接続点を交流端子に、半導体スイッチＴ５のコレクタとＴ６のエミッタとの間にコンデンサＣ１を、半導体スイッチＴ４のコレクタとＴ７のエミッタとの間にコンデンサＣ２を、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ８のエミッタとの間にコンデンサＣ３を、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ９のエミッタとの間にコンデンサＣ４を、各々接続した構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／５、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／５、コンデンサＣ３の電圧を３Ｅｄ／５、コンデンサＣ４の電圧を４Ｅｄ／５とすることにより、交流端子には５個のレベルの電圧Ｅｄ、４Ｅｄ／５、３Ｅｄ／５、２Ｅｄ／５．Ｅｄ／５、０を選択的に出力することができる。
フライングキャパシタ形電力変換回路は、特許文献１、特許文献２などに示されている。

次に、短絡故障保護について説明する。一般に電力変換回路を構成している半導体スイッチが、何らかの原因で故障（破壊）した場合、通常短絡状態となる。図１９に、２レベルインバータ回路の１相分の回路での短絡故障時の動作を示す。半導体スイッチとしては、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴを用いた例である。直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴＡとＴＢの直列回路が接続された回路構成において、半導体スイッチＴＢが短絡故障した状態で、半導体スイッチＴＡにオン指令が入力されると、破線で示すような直流電源短絡電流Ｉｓが流れる。この状態が所定時間以上続くと半導体スイッチＴＡも短絡破壊し、完全な直流電源短絡状態となり、装置としての被害が拡大する。これを防止するために、何らかの方法で過電流状態を検出し、検出後速やかに直流電源との接続を遮断する方法が取られる。一般に、図１９に示すようにＩＧＢＴのゲート駆動回路ＧＤにアーム短絡検知回路（詳細回路例は図２０参照）を設ける、或いは図８に示す例のように直流部やコンデンサと直列に電流検出器（シャント抵抗による検出も含む）ＣＤを接続する方式が用いられる。

図２０にアーム短絡検知回路を内蔵したゲート駆動回路例を示す。制御回路からのオンオフ信号をフォトカプラーＰＣ１で絶縁し、この信号をトランジスタＱｆ、Ｑｒで増幅してＩＧＢＴＴＭをオンオフさせるゲート駆動回路である。ダイオードＤｄでＩＧＢＴＴＭのコレクタ電圧を検出して、この電圧が過電流によりツェナーダイオードの電圧で決まる所定値以上に上昇した場合にはトランジスタＱｓをオンさせ、ゲート信号をオフにするとともに、フォトカプラーＰＣ２で制御回路側へ短絡故障信号を送出するものである。ここで、抵抗Ｒ１とコンデンサＣｄはタイマー回路を構成し、オン信号の立上り時はタイマー回路で決まる時間だけ過電流検出回路をマスクする。ＣＰ，ＣＮは駆動回路の電源、ＲＧはゲート抵抗、R2はフォトカプラーPC2の電流を抑制するための抵抗、ＤｂはトランジスタＱｓの逆電圧防止用ダイオードである。
これら短絡電流検知方法は、非特許文献１などに示されている。

特開２００９−１７７９６１号公報 特表２００９−５２５７１７号公報

「富士ＩＧＢＴモジュールアプリケーションマニュアル」、２００４年２月、ＲＨ９８４

図１０〜図１３に３レベルのフライングキャパシタ形変換回路における半導体スイッチが短絡故障した時の短絡電流の経路を示す。図１０が半導体スイッチＴ２が短絡した場合の短絡電流経路を、図１１が半導体スイッチＴ３が短絡した場合の短絡電流経路を、図１２が半導体スイッチＴ１が短絡故障した時の短絡電流経路を、図１３が半導体スイッチＴ４が短絡故障した時の短絡電流経路を、各々示す。
半導体スイッチＴ２又はＴ３が故障した場合は、コンデンサＣ１→半導体スイッチＴ２→半導体スイッチＴ３を介した経路で短絡電流Ｉａが流れ、この電流を検出する必要がある。また、半導体スイッチＴ１又はＴ４が故障した場合は、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ１→半導体スイッチＴ４を介した経路で短絡電流Ｉｂが流れ、この電流を検出する必要がある。

図８、図１９では２レベルの変換回路を例としたが、本方式の考え方をそのまま図９に示すようなマルチレベル変換回路に適用すると、図１４に示すように各スイッチ素子のゲート駆動回路毎に短絡検知回路を設けるか、図１５に示すように直流電源部とコンデンサ毎に電流検出器の接続が必要となる。図１４に示す回路は、３レベルのフライングキャパシタ形変換回路であるが、各半導体スイッチＴ１〜Ｔ４に各々過電流保護付のゲート駆動回路ＧＤ１〜ＧＤ４を用いた回路図である。ここで、ダイオードＤ１〜Ｄ４は各半導体スイッチのコレクタ電圧検出用である。図１５に示す回路は、３レベルのフライングキャパシタ形変換回路の直流電源ＤＰに電流検出器ＣＤ２を、コンデンサＣ１に電流検出器ＣＤ１を設けた回路図である。

以上のようにフライングキャパシタ形のマルチレベル変換器はスイッチ素子数が多い分、又はコンデンサ数が多い分、短絡検知回路数または電流検出器数が多くなるという問題がある。特に図６の従来例の直流部に電流検出器を設ける方式をベースとした場合、フライングキャパシタ方式では、直流電源部と各コンデンサ部に電流検出器を各々設ける必要が生じ、装置構成が複雑で、装置の大型化、高価格化が問題となる。
従って、本発明の課題は、フライングキャパシタ形のマルチレベル変換器において、電流検出器の使用数を削減可能で、装置の小型化、低価格化を実現できる短絡故障検出回路を提供することである。

上述の課題を解決するために、第１の発明においては、直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源の正側端子と負側端子間に接続した、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子から成る２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチを直列接続した２Ｎ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定する。

第２の発明においては、第１の発明における前記電流検出器の検出値の極性がコンデンサ電荷の放電方向であった場合は、前記コンデンサと並列接続された半導体スイッチの何れかが故障と判定し、充電方向であった場合は前記コンデンサと並列接続されていない半導体スイッチの何れかが故障と判定する。

第３の発明においては、第１又は第２の発明における前記電流検出器の検出値の極性とともに、各半導体スイッチへのオンオフ指令信号との対比によって故障した半導体スイッチを特定する。

第４の発明においては、第３の発明における前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｓ半導体スイッチ直列回路の前記直流電源回路の正端子側及び負端子側に各々接続された半導体スイッチとからなる４個の半導体スイッチで構成された４Ｓ半導体スイッチ直列回路の各半導体スイッチを前記直流電源の正側方向から順に第１〜第４の半導体スイッチとした時、前記検出値の極性が放電方向で第２の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第３の半導体スイッチが故障、前記極性が放電方向で第３の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第２の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第１の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第４の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第４の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第１の半導体スイッチが故障、と各々判定する。

第５の発明においては、フライングキャパシタが２個以上接続された４レベル以上のフライングキャパシタ形のマルチレベル変換回路において、交流端子側に接続されたコンデンサと、直流電源側に接続されたコンデンサ又は直流電源部と、前記交流端子側から前記直流電源側に向けて配置された複数のコンデンサの一つおきのコンデンサとに、電流検出器を接続する。

第６の発明においては、第５の発明における過電流を検出した電流検出器とその電流極性に該当するフライングキャパシタが接続されている半導体スイッチへのオンオフ指令信号によって、故障した半導体スイッチを特定する。

本発明では、従来方式と比較して約半数の電流検出器を直流電源又はコンデンサと接続して電流を検出し、制御回路からのオンオフ信号を用いて、短絡故障した素子を特定するようにした。
この結果、従来方式より少ない数の電流検出器を用いて全ての半導体スイッチの短絡故障を検知することが可能となり、小型、低コストの装置を構築することが可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。 第１の実施例の動作説明図Ａである。 第１の実施例の動作説明図Ｂである。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 本発明の第４の実施例を示す回路図である。 本発明の第５の実施例を示す回路図である。 従来の一般的な電力変換回路システム図である ３レベルフライングキャパシタ形電力変換回路を示す。 ３レベルフライングキャパシタ形電力変換回路の短絡故障動作図Ａである。 ３レベルフライングキャパシタ形電力変換回路の短絡故障動作図Ｂである。 ３レベルフライングキャパシタ形電力変換回路の短絡故障動作図Ｃである。 ３レベルフライングキャパシタ形電力変換回路の短絡故障動作図Ｄである。 従来の短絡故障検出回路を適用した回路図例Ａである。 従来の短絡故障検出回路を適用した回路図例Ｂである。 ４レベルフライングキャパシタ形電力変換回路を示す。 ５レベルフライングキャパシタ形電力変換回路を示す。 ６レベルフライングキャパシタ形電力変換回路を示す。 従来の短絡故障時の動作説明図である。 従来の短絡故障保護回路付ゲート駆動回路例である。

本発明の要点は、１相分の回路において、２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチを直列接続した２Ｎ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定する点である。さらに、コンデンサの数を複数個使用する回路においては、１個置きのコンデンサに電流検出器を設け、さらにゲート駆動信号との対比で故障素子を特定する。

図１に、本発明の第１の実施例を示す。Ｎ＝２の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを適用した例で説明する。直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ４の直列回路が、半導体スイッチＴ２とＴ３との接続点に交流端子が、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ３のエミッタとの間にコンデンサＣ１と電流検出器ＣＤの直列回路が、各々接続された３レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の１相分の回路構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／２とすることで、３レベルの交流出力が可能である。

このような構成における半導体スイッチＴ２が短絡故障した時の動作図を図２に示す。半導体スイッチＴ２が故障した状態で、半導体スイッチＴ３にオン信号が与えられると、コンデンサＣ１が電源となって、コンデンサＣ１→半導体スイッチＴ２→半導体スイッチＴ３→電流検出器ＣＤ→コンデンサＣ１の経路で短絡電流Ｉａが流れる。従って、電流検出器で検出される電流検出値が過電流相当の値であることと、電流極性がコンデンサからの放電方向であることから、半導体スイッチＴ２が短絡故障であることを特定することができる。半導体スイッチＴ３が短絡故障した場合も同様の動作と原理で故障素子を特定することができる。

半導体スイッチＴ１が短絡故障した時の動作図を図３に示す。半導体スイッチＴ１が故障した状態で、半導体スイッチＴ４にオン信号が与えられると、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／２との差電圧で、直流電源ＤＰが電源となって、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ→半導体スイッチＴ４→コンデンサＣ１の経路で短絡電流Ｉｂが流れる。従って、電流検出器で検出される電流検出値が過電流相当の値であることと、電流極性がコンデンサを充電する方向であることから、半導体スイッチＴ１が短絡故障であることを特定することができる。半導体スイッチＴ４が短絡故障した場合も同様の動作と原理で故障素子を特定することができる。

図７に、短絡故障した半導体スイッチを特定する動作フロー図を示す。ブロックＢＬ１及びＢＬ２によって過電流状態であるかを判定し、過電流と判定されると電流極性が判別された後、ブロックＢＬ３によって半導体スイッチのオン指令は半導体スイッチＴ２側かＴ３側かを判別する。半導体スイッチＴ２側の場合は半導体スイッチＴ３が故障と判定し、半導体スイッチＴ３側の場合は半導体スイッチＴ２が故障と判定する。同様にブロックＢＬ４によって半導体スイッチＴ１又はＴ４の故障を判定する。すなわち本動作フローによってどの半導体スイッチが故障したかを判定することが可能となる。判定後はブロックＢＬ５とＢＬ６によってシステムの停止を図る動作フローである。
同様の方法で、後述の４レベル以上の方式においても、同様のアルゴリズムによって短絡故障した半導体スイッチの特定が可能となる。

図４に、本発明の第２の実施例を示す。Ｎ＝３の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを適用した例で説明する。直流電源ＤＰ及び交流端子側のコンデンサＣ１とに電流検出器を接続した回路構成である。直列に電流検出器ＣＤ２を接続した直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の直列回路が、半導体スイッチＴ３とＴ４との接続点に交流端子が、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ４のエミッタとの間にコンデンサＣ１と電流検出器ＣＤ１の直列回路が、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ２が、各々接続された４レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の１相分の回路構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／３、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／３とすることで、４レベルの交流出力が可能である。

半導体スイッチＴ２〜Ｔ５の何れかが故障した時の動作は、実施例１と同様である。半導体スイッチＴ３又はＴ４が短絡故障した時は、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ４のオンオフ信号との関係から特定することができる。

また、半導体スイッチＴ２又はＴ５が短絡故障した時は、コンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３とコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／３との差電圧で、コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ２→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ１→半導体スイッチＴ５→コンデンサＣ２の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ５のオンオフ信号との関係から特定することができる。

また、半導体スイッチＴ１又はＴ６が短絡故障した時は、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３との差電圧で、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ６→電流検出器ＣＤ２→直流電源ＤＰの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ２を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ１又はＴ６のオンオフ信号との関係から特定することができる。

図５に、本発明の第３の実施例を示す。実施例２との違いは、電流検出器ＣＤ２がコンデンサＣ２と直列に接続されている点である。交流端子側のコンデンサＣ１と直流電源側のコンデンサＣ２に電流検出器を接続した回路構成である。半導体スイッチＴ３又はＴ４が短絡故障した時は、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ４のオンオフ信号との関係から特定することができる。

また、半導体スイッチＴ２又はＴ５が短絡故障した時は、コンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３とコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／３との差電圧で、コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ２→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ１→半導体スイッチＴ５→電流検出器ＣＤ２→コンデンサＣ２の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ５のオンオフ信号との関係から、又は電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ２を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ５のオンオフ信号との関係から、特定することができる。

また、半導体スイッチＴ１又はＴ６が短絡故障した時は、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ２の電圧２Ｅｄ／３との差電圧で、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ２→電流検出器ＣＤ２→半導体スイッチＴ６→直流電源ＤＰの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ２を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ１又はＴ６のオンオフ信号との関係から特定することができる。

図６に、本発明の第４の実施例を示す。Ｎ＝４の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴを適用した例で説明する。交流端子側のコンデンサＣ１及び直流電源側のコンデンサＣ３と直列に電流検出器を接続した回路構成である。また、交流電源側のコンデンサから直流電源側のコンデンサの1個置きに電流検出器が接続された回路構成である。直流電源ＤＰの正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に半導体スイッチＴ１〜Ｔ８の直列回路が、半導体スイッチＴ４とＴ５との接続点に交流端子が、半導体スイッチＴ４のコレクタとＴ５のエミッタとの間にコンデンサＣ１と電流検出器ＣＤ１の直列回路が、半導体スイッチＴ３のコレクタとＴ６のエミッタとの間にコンデンサＣ２が、半導体スイッチＴ２のコレクタとＴ７のエミッタとの間にコンデンサＣ３と電流検出器ＣＤ２の直列回路が、各々接続された５レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の１相分の回路構成である。直流電源ＤＰの電圧をＥｄとした時、コンデンサＣ１の電圧をＥｄ／４、コンデンサＣ２の電圧を２Ｅｄ／４＝Ｅｄ／２、コンデンサＣ３の電圧を３Ｅｄ／４とすることで、５レベルの交流出力が可能である。

半導体スイッチＴ２〜Ｔ７の何れかが故障した時の動作は、実施例２又は３と同様である。半導体スイッチＴ４又はＴ５が短絡故障した時は、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ４のオンオフ信号との関係から特定することができる。

また、半導体スイッチＴ３又はＴ６が短絡故障した時は、コンデンサＣ２の電圧Ｅｄ／２とコンデンサＣ１の電圧Ｅｄ／４との差電圧で、コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ３→コンデンサＣ１→電流検出器ＣＤ１→半導体スイッチＴ６→コンデンサＣ２の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ１で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ１を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ３又はＴ６のオンオフ信号との関係から特定することができる。

また、半導体スイッチＴ２又はＴ７が短絡故障した時は、コンデンサＣ３の電圧３Ｅｄ／４とコンデンサＣ２の電圧Ｅｄ／２との差電圧で、コンデンサＣ３→半導体スイッチＴ２→コンデンサＣ２→半導体スイッチＴ７→電流検出器ＣＤ２→コンデンサＣ３の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ３を放電する方向であること、及び半導体スイッチＴ２又はＴ７のオンオフ信号との関係から特定することができる。

また、半導体スイッチＴ１又はＴ８が短絡故障した時は、直流電源ＤＰの電圧ＥｄとコンデンサＣ３の電圧３Ｅｄ／４との差電圧で、直流電源ＤＰ→半導体スイッチＴ１→コンデンサＣ３→電流検出器ＣＤ２→半導体スイッチＴ８→直流電源ＤＰの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器ＣＤ２で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサＣ３を充電する方向であること、及び半導体スイッチＴ１又はＴ８のオンオフ信号との関係から特定することができる。

同様の方法で、４レベル以上のフライングキャパシタ形電力変換回路においても、図７に示すアルゴリズムにより、短絡故障した半導体スイッチを特定することができる。
電流検出器としては、ＣＴ、シャント抵抗、ロゴスキーコイル、磁気センサーなど直接的、間接的に短絡電流が流れる経路中の電流を検出できるものであれば適用可能である。
また、図面上はコンデンサの低電位側に電流検出器を設置したが、高電位側に設置しても同様に実現できる。

本発明は、フライングキャパシタ形電力変換回路における短絡故障した半導体スイッチを特定するための電流検出器の回路への挿入方法と特定方法であり、フライングキャパシタ形電力変換回路を適用する高圧電動機駆動装置、系統連系用変換装置などへの適用が可能である。

Ｔ１〜Ｔ１０・・・半導体スイッチ（ＩＧＢＴ） ＤＰ・・・直流電源
ＣＤ、ＣＤ１、ＣＤ２・・・電流検出器 Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ
Ｑｕ，Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ・・・半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）
ＴＡ、ＴＢ、ＴＭ・・・半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）
ＧＤ、ＧＤ１〜ＧＤ４・・・ゲート駆動回路 Ｄ１〜Ｄ４・・・ダイオード
ＧＤｕ、ＧＤｖ、ＧＤｗ、ＧＤｘ、ＧＤｙ、ＧＤｚ・・・ゲート駆動回路
ＡＣＭ・・・電動機 ＣＮＴ・・・制御回路
ＰＣ１、ＰＣ２・・・フォトカプラー 、Ｄｂ、Ｄｄ・・・ダイオード
Ｑｆ、Ｑｒ、Ｑｓ・・・トランジスタ Ｃｄ・・・コンデンサ
ＣＰ、ＣＮ・・・駆動電源 ＺＤ・・・ツェナーダイオード
Ｒ１、Ｒ２、ＲＧ・・・抵抗

Claims (6)

1. 直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、１相分の回路として、直流電源の正側端子と負側端子間に接続した、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子から成る２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の半導体スイッチを直列接続した２Ｎ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定することを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
2. 請求項１に記載のマルチレベル電力変換回路において、前記電流検出器の検出値の極性がコンデンサ電荷の放電方向であった場合は、前記コンデンサと並列接続された半導体スイッチの何れかが故障と判定し、充電方向であった場合は前記コンデンサと並列接続されていない半導体スイッチの何れかが故障と判定することを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
3. 請求項１又は２に記載のマルチレベル電力変換回路おいて、前記検出値の極性とともに、各半導体スイッチへのオンオフ指令信号によって故障した半導体スイッチを特定することを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
4. 請求項３に記載のマルチレベル電力変換回路おいて、前記２Ｎ半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々１個の半導体スイッチからなる２Ｓ半導体スイッチ直列回路と、前記２Ｓ半導体スイッチ直列回路の前記直流電源回路の正端子側及び負端子側に各々接続された半導体スイッチとからなる４個の半導体スイッチで構成された４Ｓ半導体スイッチ直列回路の各半導体スイッチを前記直流電源の正側方向から順に第１〜第４の半導体スイッチとした時、前記検出値の極性が放電方向で第２の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第３の半導体スイッチが故障、前記極性が放電方向で第３の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第２の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第１の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第４の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第４の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第１の半導体スイッチが故障、と各々判定することを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
5. フライングキャパシタが２個以上接続された４レベル以上のフライングキャパシタ形のマルチレベル変換回路において、交流端子側に接続されたコンデンサと、直流電源側に接続されたコンデンサ又は直流電源部と、前記交流端子側から前記直流電源側に向けて配置された複数のコンデンサの一つおきのコンデンサとに、電流検出器を接続することを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
6. 請求項５に記載のマルチレベル電力変換回路において、過電流を検出した電流検出器とその電流極性に該当するフライングキャパシタが接続されている半導体スイッチへのオンオフ指令信号によって、故障した半導体スイッチを特定することを特徴とするマルチレベル電力変換回路。