JP2015050680A - High frequency transmission line - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、高周波伝送技術に関し、特に入力された高周波信号を、多層配線基板の最上層から最下層まで貫通して伝搬させるための高周波伝送線路に関する。 The present invention relates to a high-frequency transmission technique, and more particularly to a high-frequency transmission line for propagating an input high-frequency signal from the uppermost layer to the lowermost layer of a multilayer wiring board.
従来、多層基板を垂直貫通する高周波伝送線路の構造として、高い特性インピーダンスを備えた擬似同軸線路構造を、多層基板上面に備えた高周波信号線路と接続する手法が記述されている。そこでは、互いの接続部での特性インピーダンスの不整合を抑制するため、高周波信号線路をあらかじめ高いインピーダンスにする手法が、非特許文献１で提案されている。
Conventionally, as a structure of a high-frequency transmission line that vertically penetrates a multilayer substrate, a method of connecting a pseudo-coaxial line structure having high characteristic impedance to a high-frequency signal line provided on the upper surface of the multilayer substrate has been described. Therefore, Non-Patent
図２９Ａは、従来の高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２９Ｂは、図２９ＡのＩ−Ｉ断面図である。図２９Ｃは、図２９Ａの左側面図である。図２９Ｄは、図２９ＢのII−II断面図である。
非特許文献１では、具体的には、図２９Ａ〜図２９Ｄに示すように、導体と絶縁体を交互に積層した多層基板の上面において、領域Ａに高周波信号線路としてマイクロストリップ線路が形成されている場合、領域Ｂでは高周波信号線路の直下に形成されたグランドプレーンを選択的に削除し、高周波信号線路の特性インピーダンスを高くしている。
FIG. 29A is a top view showing a configuration of a conventional high-frequency transmission line. 29B is a cross-sectional view taken along the line II of FIG. 29A. FIG. 29C is a left side view of FIG. 29A. FIG. 29D is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. 29B.
In
一般的に、特性インピーダンスは高周波信号線路が備えるインダクタンスと電気容量の商のルートに比例する。グランドプレーンの削除による電気容量の削減は、先に示した特性インピーダンスと電気容量の関係から、特性インピーダンスの上昇をもたらす。これにより、高い特性インピーダンスを備える擬似同軸線路構造と高周波信号線路の特性インピーダンスを接合部で一致させることが可能となり、接合部での反射損失が低減可能としている。この手法では、ＤＣから５ＧＨｚの周波数帯域で高周波反射損失の低減効果が示されている。しかしながら、５ＧＨ以上の周波数帯域では高周波反射損失の上昇が見え始めているとの記述も非特許文献１に同時に見られる。
In general, the characteristic impedance is proportional to the root of the quotient of the inductance and the capacitance of the high-frequency signal line. The reduction of the electric capacity by deleting the ground plane brings about an increase in the characteristic impedance from the relationship between the characteristic impedance and the electric capacity described above. As a result, the characteristic impedance of the pseudo coaxial line structure having a high characteristic impedance and that of the high-frequency signal line can be matched at the junction, and the reflection loss at the junction can be reduced. This technique shows a reduction effect of high-frequency reflection loss in a frequency band from DC to 5 GHz. However, Non-Patent
楕円形状のアンチパッド領域の直上に位置する表層に形成された高周波信号線路は、その真下にはグランドプレーンが無い。よって、この領域内においては、グランドに対する高周波信号線路の電気的な容量は急激に低下する。図２９Ｂに記載した領域Ｂでこの現象が発生する。高周波信号線路の特性インピーダンスを上昇させることで、高周波信号ビアとの特性インピーダンスが整合するが、アンチパッド領域上部以外に位置する高周波信号線路の特性インピーダンスは低いままである。よって、表層に備えられている高周波信号線路の中で、反射損失が生じることが容易に想定できる。 The high-frequency signal line formed on the surface layer located immediately above the elliptical antipad region does not have a ground plane immediately below it. Therefore, in this region, the electric capacity of the high-frequency signal line with respect to the ground is rapidly reduced. This phenomenon occurs in the region B described in FIG. 29B. Increasing the characteristic impedance of the high-frequency signal line matches the characteristic impedance with the high-frequency signal via, but the characteristic impedance of the high-frequency signal line located outside the antipad region remains low. Therefore, it can be easily assumed that reflection loss occurs in the high-frequency signal line provided on the surface layer.
さらに、アンチパッド領域上部に位置する高周波信号線路の特性インピーダンスを容量の低下によって増加させているが、擬似同軸線路構造における特性インピーダンスの上昇の寄与はインダクタンスの上昇分からもたらされており、特定の周波数帯域では特性インピーダンスを揃えることは出来るものの、広い範囲の周波数帯域で特性インピーダンスを整合させることは困難である。 Furthermore, although the characteristic impedance of the high-frequency signal line located above the anti-pad region is increased due to a decrease in capacitance, the contribution of the increase in characteristic impedance in the pseudo-coaxial line structure comes from the increase in inductance, Although the characteristic impedance can be made uniform in the frequency band, it is difficult to match the characteristic impedance in a wide frequency band.
実際、非特許文献１に記載されているＦｉｇｕｒｅ９の青実線で描かれたＴＤＲグラフ特性から明らかなように、６４ｍｉｌのクリアランスを備えた最適とされる楕円形状のアンチパッド領域を導入した場合でも、ある特定の立ち上がり時間を持つステップ波形に対して、最初にアンチパッド領域上部に位置する高周波信号線路において特性インピーダンスが上昇し、それ以降一定の値にならず、バウンドするグラフ特性が得られている。このようなＴＤＲグラフ特性は、広い周波数帯域で特性インピーダンスを整合できないことを物語っている。実際、先に示したように、５ＧＨ以上の周波数帯域では高周波反射損失の上昇が見え始めているとの記述も非特許文献１にはあり、５ＧＨｚまでしか実用的でないことを示している。
In fact, as is apparent from the TDR graph characteristic drawn by the solid blue line of FIG. 9 described in Non-Patent
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬させることができる高周波伝送線路を提供することを目的としている。 The present invention is to solve such problems, and a high-frequency transmission line capable of propagating a high-frequency signal of 10 GHz or more with a small passage loss and reflection loss in a bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It is intended to provide.
このような目的を達成するために、本発明にかかる高周波伝送線路は、グランドプレーンと絶縁体、あるいはグランドプレーンと半導体とが交互に積層された多層配線基板と、前記グランドプレーンが選択的に除去されたアンチパッド領域を、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された高周波信号ビアと、前記アンチパッド領域の外側に前記高周波信号ビアを囲うように点在配置されて、前記各グランドプレーンと接続するとともに、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された複数のグランドビアと、前記最上層に線状に形成されて、先端が前記高周波信号ビアの上端と接続された高周波信号線路とを備え、前記グランドプレーンのうち前記最上層の直下に形成された直下グランドプレーンは、前記アンチパッド領域のうち前記高周波信号ビアと接触しない範囲で、前記高周波信号線路が前記アンチパッド領域の外周縁と交差する交点から前記高周波信号ビアに向けて、当該直下グランドプレーンの端部が拡張された拡張部を有するものである。 In order to achieve such an object, a high-frequency transmission line according to the present invention selectively removes a ground plane and an insulator, or a multilayer wiring board in which a ground plane and a semiconductor are alternately laminated, and the ground plane. High-frequency signal vias formed by vertically penetrating the formed anti-pad regions from the uppermost layer to the lowermost layer of the multilayer wiring board, and scatteredly arranged so as to surround the high-frequency signal vias outside the anti-pad regions A plurality of ground vias connected to each ground plane and penetrating in a vertical direction from the uppermost layer to the lowermost layer of the multilayer wiring board; A high-frequency signal line connected to an upper end of the high-frequency signal via, and a ground plane formed immediately below the uppermost layer of the ground plane. The plane is an area of the antipad region that is not in contact with the high frequency signal via, and an end of the ground plane immediately below the high frequency signal via from an intersection where the high frequency signal line intersects with an outer peripheral edge of the antipad region. The part has an extended part.
また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁が、前記高周波信号線路の伸延方向と直交する直交方向に沿って、平面視略直線状に形成されているものである。 Further, in one configuration example of the high-frequency transmission line according to the present invention, an edge serving as a boundary with the antipad region in the extension portion is along an orthogonal direction orthogonal to the extending direction of the high-frequency signal line. It is formed in a substantially straight line shape in plan view.
また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁が、前記高周波信号ビアに向けて凸となる凸形状に形成されているものである。 Also, in one configuration example of the high-frequency transmission line according to the present invention, an edge that becomes a boundary with the anti-pad region in the extended portion is formed in a convex shape that protrudes toward the high-frequency signal via. It is what.
また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁が、前記高周波信号ビアと距離をおいて離間する凹部を有するものである。 Also, one configuration example of the high-frequency transmission line according to the present invention is such that an edge that becomes a boundary with the anti-pad region in the extension portion has a recess that is spaced apart from the high-frequency signal via. is there.
また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記高周波信号線路が、マイクロストリップ線路、または、グランデッドコプレーナ線路からなるものである。 In one configuration example of the high-frequency transmission line according to the present invention, the high-frequency signal line is a microstrip line or a grounded coplanar line.
本発明によれば、高周波信号線路に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域の電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路と高周波信号ビアとの接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。 According to the present invention, when a high-frequency signal input to the high-frequency signal line is bent from the substrate plane direction to the vertical direction, the electric capacity of the outer area of the bent area is reduced, and the electric field density distribution is lowered. Increases and the electric field density distribution increases. Therefore, reflection of the high frequency signal and radiation into the space can be more effectively suppressed at the connection point between the high frequency signal line where the high frequency signal is bent and the high frequency signal via, and the number of high frequency signals of 10 GHz or more is small. Propagation is possible with passage loss and reflection loss.
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本発明にかかる各実施の形態においては、導体層やビアを銅箔、絶縁体を代表的なＦＲ４を使用して図示しているが、決してこれに限ることはない。例えば、導体層やビアを金、絶縁体をセラミックやガラス、あるいは絶縁体の代替として半導体であるＳｉやＳｉＧｅ、ＧａＡｓ、ＩｎＰ等の材料にも適用可能であり、決してこれらに限るこがないことは言うまでもない。 Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In each of the embodiments according to the present invention, the conductor layer and the via are illustrated using copper foil and the insulator is representative FR4. However, the present invention is not limited to this. For example, it can be applied to materials such as Si, SiGe, GaAs, and InP, which are semiconductors instead of gold as the conductor layer and via, and ceramic or glass as the insulator, or as an alternative to the insulator. Needless to say.
［第１の実施の形態］
まず、図１Ａ〜図１Ｅを参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図１Ａは、第１の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１Ｂは、図１ＡのＩ−Ｉ断面図である。図１Ｃは、図１Ａの左側面図である。図１Ｄは、図１ＢのII−II断面図である。図１Ｅは、図１ＢのIII−III断面図である。
[First Embodiment]
First, with reference to FIG. 1A-FIG. 1E, the high
本実施の形態にかかる高周波伝送線路１０は、接地電位に接続された導体層である接地導体からなるグランドプレーン１１Ｇと絶縁体あるいは半導体からなる絶縁層１１Ｐとが交互に積層された多層配線基板１１において、基板平面に沿って入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げて、最上層（基板上面）から最下層（基板底面）まで垂直方向に伝搬させるための高周波伝送線路である。この高周波伝送線路１０は、例えば、１０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚ以下の高速電気信号が多層配線基板１１内を伝搬する電子機器や電子部品などに好適である。
The high-
図１Ａ〜図１Ｅに示すように、高周波伝送線路１０は、主に、多層配線基板１１、高周波信号線路１２、高周波信号ビア１４、グランドビア１５から構成されている。
As shown in FIGS. 1A to 1E, the high-
高周波信号線路１２は、金属などの導体からなり、多層配線基板１１の最上層に線状に形成されて、先端が高周波信号ビア１４の上端と接続されたマイクロストリップ線路である。
高周波信号ビア１４は、金属などの導体からなり、多層配線基板１１のうち、接地導体からなるグランドプレーン１１Ｇが平面視略円形状に選択的に除去されたアンチパッド領域１６の略中央を、多層配線基板１１の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成されたビアである。
The high-
The high-frequency signal via 14 is made of a conductor such as a metal, and the
グランドビア１５は、金属などの導体からなり、多層配線基板１１のうち、アンチパッド領域１６の外側に高周波信号ビア１４を囲うように略円周状に複数点在配置されて、各グランドプレーン１１Ｇと接続するとともに、多層配線基板１１の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成されたビアである。
これら高周波信号ビア１４、グランドビア１５、グランドプレーン１１Ｇにより、擬似同軸線路構造が構成されている。
The ground vias 15 are made of a conductor such as metal, and a plurality of
The high-frequency signal via 14, the ground via 15, and the
本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち、高周波信号線路１２の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を形成したものである。
In the present embodiment, the
具体的には、図１Ａに示したように、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁が、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘと直交する直交方向Ｙに沿って、平面視略直線状に形成されている。
この拡張部１３により、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路１２と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間での電界密度を上昇させている。
Specifically, as shown in FIG. 1A, the edge that becomes the boundary with the
The
図２Ａは、第１の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２Ｂは、図２ＡのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２Ｃは、図２ＡのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２Ｄは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２Ｅは、図２ＤのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２Ｆは、図２ＤのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。 FIG. 2A is a top view showing the configuration of the high-frequency transmission line according to the first embodiment. FIG. 2B is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 2A. 2C is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 2A. FIG. 2D is a top view showing a configuration of a high-frequency transmission line that does not have an extended portion in the ground plane directly below. FIG. 2E is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 2D. FIG. 2F is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 2D.
図２Ｃと図２Ｆとを比較して明らかなように、直下グランドプレーン１１Ｇの拡張部１３の有無によって電界強度分布の広がりが大きく異なり、図２Ｆの電界強度分布の方が広く、電界密度が低いことが分かる。
よって、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間における電気容量の大小も図２Ｆの方が小さいことも分かる。
As apparent from comparison between FIG. 2C and FIG. 2F, the spread of the electric field strength distribution varies greatly depending on the presence or absence of the extended
Therefore, it can be seen that the electric capacity between the high-
高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現される。ここで、Ｌは高周波信号線路のインダクタンス、Ｃは電気容量である。今、電気容量について注目すると、図２Ｆの電気容量が小さいことから、高周波伝送線路の特性インピーダンスが上昇することが分かる。
本実施の形態では、高周波信号線路１２と擬似同軸線路構造とのそれぞれの特性インピーダンスはＺ０で等しくなっていることから、互いの接続部の近傍においても特性インピーダンスをＺ０にすることが望ましいことは言うまでもない。これは、接続部における電界強度分布の安定性の有無として現れる。
The characteristic impedance Z of the high-frequency signal line is generally expressed as Z = √ (L / C). Here, L is the inductance of the high-frequency signal line, and C is the electric capacity. Now, focusing on the electric capacity, it can be seen that the characteristic impedance of the high-frequency transmission line increases because the electric capacity in FIG. 2F is small.
In the present embodiment, since the characteristic impedances of the high-
図３Ａは、第１の実施の形態にかかる高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図３Ｂは、図３ＡのＩ−Ｉ断面図である。図３Ｃは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図３Ｄは、図３ＣのII−II断面図である。
図３Ａおよび図３Ｂにおける電界強度分布３１は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けた場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示しており、図３Ｃおよび図３Ｄにおける電界強度分布３２は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示している。
FIG. 3A is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line according to the first embodiment. 3B is a cross-sectional view taken along the line II of FIG. 3A. FIG. 3C is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line that does not have an extension in the ground plane directly below. 3D is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. 3C.
The electric
本実施の形態は、拡張部１３を設けたことにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ内側領域２１と折り曲げ外側領域２２とでは電気容量が異なり、折り曲げ内側領域２１の電気容量の方が大きくなるという特徴を備えている。これにより、高周波信号線路１２で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域２１で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。
よって、図３Ａおよび図３Ｂの電界強度分布３１に示されているように、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路１２から高周波信号ビア１４に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
In the present embodiment, since the extended
Therefore, as shown in the electric
一方、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合、高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続部の近傍では特性インピーダンスの上昇が生じており、さらに基板平面方向から垂直方向への屈曲構造を備えている。このため、図３Ｃおよび図３Ｄの電界強度分布３２に示されているように、高周波信号は高周波信号ビア１４方向に伝搬し難くなり、屈曲部において大きな放射や反射が生じる。
On the other hand, when the
図４Ａは、第１の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図４Ｂは、第１の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図４Ａ，４Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図３Ｃに示した拡張部を持たない高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、図３Ａに示した拡張部を持つ本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 4A is a graph showing frequency characteristics of reflection loss obtained in the first embodiment. FIG. 4B is a graph showing the frequency characteristic of the passage loss obtained in the first embodiment. 4A and 4B, a characteristic L1 shows a three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high-frequency transmission line structure having no extension shown in FIG. 3C, and a characteristic L2 has the extension shown in FIG. 3A. The three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high frequency transmission line structure concerning a form is shown.
したがって、図４Ａ，図４Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as is apparent from FIGS. 4A and 4B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
［第１の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を設けたものである。
具体的には、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁を、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘと直交する直交方向Ｙに沿って、平面視略直線状に形成したものである。
[Effect of the first embodiment]
As described above, in the present embodiment, the
Specifically, an edge of the extended
これにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２では電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
As a result, when the high-frequency signal input to the high-
［第２の実施の形態］
次に、図５Ａ〜図５Ｅを参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図５Ａは、第２の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図５Ｂは、図５ＡのＩ−Ｉ断面図である。図５Ｃは、図５Ａの左側面図である。図５Ｄは、図５ＢのII−II断面図である。図５Ｅは、図５ＢのIII−III断面図である。
[Second Embodiment]
Next, with reference to FIG. 5A-FIG. 5E, the high
第１の実施の形態では、高周波信号線路１２がマイクロストリップ線路からなる場合を例として説明した。本実施の形態では、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合について説明する。
In the first embodiment, the case where the high-
本実施の形態において、高周波信号線路１２は、多層配線基板１１の最上層に線状に形成された金属などの導体と、絶縁層１１Ｐを介して最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇからなる底面グランドとを有する、特性インピーダンスＺ０のグランデッドコプレーナ線路から構成されている。
また、多層配線基板１１の最上層には、上部グランドプレーン１７が形成されている。この上部グランドプレーン１７は、接地電位に接続された金属などの導体層からなり、当該導体層が高周波信号ビア１４を中心として平面視略円環状に選択除去されてなる上部アンチパッド領域１６を挟んで、高周波信号ビア１４および高周波信号線路１２の周囲に形成された接地導体である。
In the present embodiment, the high-
An
本実施の形態にかかるその他の構造については、第１の実施の形態と同様であり、本実施の形態においても、最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を形成したものである。
この拡張部１３により、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路１２と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間での電界密度を上昇させている。
The other structure according to this embodiment is the same as that of the first embodiment. In this embodiment as well, the
The
図６Ａは、第２の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図６Ｂは、図６ＡのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図６Ｃは、図６ＡのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。図６Ｄは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図６Ｅは、図６ＤのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図６Ｆは、図６ＤのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。 FIG. 6A is a top view showing the configuration of the high-frequency transmission line according to the second embodiment. 6B is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 6A. 6C is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 6A. FIG. 6D is a top view showing a configuration of a high-frequency transmission line that does not have an extended portion in the ground plane directly below. 6E is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 6D. 6F is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 6D.
図６Ｃと図６Ｆとを比較して明らかなように、直下グランドプレーン１１Ｇの拡張部１３の有無によって電界強度分布の広がりが大きく異なり、図６Ｆの電界強度分布の方が広く、電界密度が低いことが分かる。
よって、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間における電気容量の大小も図６Ｆの方が小さいことも分かる。
6C and FIG. 6F, the spread of the electric field strength distribution varies greatly depending on the presence / absence of the extended
Therefore, it can be seen that the electric capacity between the high-
高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現される。ここで、Ｌは高周波信号線路のインダクタンス、Ｃは電気容量である。今、電気容量について注目すると、図６Ｆの電気容量が小さいことから、高周波伝送線路の特性インピーダンスが上昇することが分かる。
本実施の形態では、高周波信号線路１２と擬似同軸線路構造とのそれぞれの特性インピーダンスはＺ０で等しくなっていることから、互いの接続部の近傍においても特性インピーダンスをＺ０にすることが望ましいことは言うまでもない。これは、接続部における電界強度分布の安定性の有無として現れる。
The characteristic impedance Z of the high-frequency signal line is generally expressed as Z = √ (L / C). Here, L is the inductance of the high-frequency signal line, and C is the electric capacity. Now, focusing on the electric capacity, it can be seen that the characteristic impedance of the high-frequency transmission line is increased because the electric capacity in FIG. 6F is small.
In the present embodiment, since the characteristic impedances of the high-
図７Ａは、第２の実施の形態にかかる高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図７Ｂは、図７ＡのＩ−Ｉ断面図である。図７Ｃは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図７Ｄは、図７ＣのII−II断面図である。
図７Ａおよび図７Ｂにおける電界強度分布３１は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けた場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示しており、図７Ｃおよび図７Ｄにおける電界強度分布３２は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示している。
FIG. 7A is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line according to the second embodiment. 7B is a cross-sectional view taken along the line II of FIG. 7A. FIG. 7C is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line that does not have an extension in the ground plane directly below. FIG. 7D is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. 7C.
The electric
本実施の形態は、拡張部１３を設けたことにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ内側領域２１と折り曲げ外側領域２２とでは電気容量が異なり、折り曲げ内側領域２１の電気容量の方が大きくなるという特徴を備えている。これにより、高周波信号線路１２で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域２１で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。
よって、図７Ａおよび図７Ｂの電界強度分布３１に示されているように、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路１２から高周波信号ビア１４に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
In the present embodiment, since the extended
Therefore, as shown in the electric
一方、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合、高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続部の近傍では特性インピーダンスの上昇が生じており、さらに基板平面方向から垂直方向への屈曲構造を備えている。このため、図７Ｃおよび図７Ｄの電界強度分布３２に示されているように、高周波信号は高周波信号ビア１４方向に伝搬し難くなり、屈曲部において大きな放射や反射が生じる。
On the other hand, when the
図８Ａは、第２の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図８Ｂは、第２の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図８Ａ，図８Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図７Ｃに示した拡張部を持たない高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、図７Ａに示した拡張部を持つ本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 8A is a graph showing frequency characteristics of reflection loss obtained in the second embodiment. FIG. 8B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the second embodiment. 8A and 8B, the characteristic L1 shows the three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high-frequency transmission line structure without the extension shown in FIG. 7C, and the characteristic L2 has the extension shown in FIG. 7A. The three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high frequency transmission line structure concerning this form is shown.
したがって、図８Ａ，図８Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 8A and 8B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
［第２の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を設けたものである。
[Effects of Second Embodiment]
As described above, in the present embodiment, the
これにより、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２の電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
Thus, even when the high-
［第３の実施の形態］
次に、図９Ａ〜図９Ｅを参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図９Ａは、第３の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図９Ｂは、図９ＡのＩ−Ｉ断面図である。図９Ｃは、図９Ａの左側面図である。図９Ｄは、図９ＢのII−II断面図である。図９Ｅは、図９ＢのIII−III断面図である。
[Third Embodiment]
Next, with reference to FIG. 9A-FIG. 9E, the high
本実施の形態では、第１の実施の形態において、多層配線基板１１の最上層に接する絶縁層１１Ｐの厚さが、多層配線基板１１の内層に位置する絶縁層１１Ｐより小さい場合について説明する。
すなわち、図９Ｂに示すように、本実施の形態において、多層配線基板１１の最上層の直下に位置する直下絶縁層１１Ｐの厚さＨ１が、多層配線基板１１の内層に位置する内層絶縁層１１Ｐの厚さＨ２より小さくなるよう形成されている。
In the present embodiment, a case will be described in which, in the first embodiment, the thickness of the insulating
That is, as shown in FIG. 9B, in the present embodiment, the thickness H1 of the immediately lower insulating
一般的には、高周波信号線路１２とグランドプレーン１１Ｇとの間で形成される電気容量Ｃは、直下絶縁層１１Ｐの厚さが薄くなるほど上昇する傾向がある。したがって、高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現されるため、電気容量Ｃの上昇によって特性インピーダンスが低下してしまうことになる。この一連の現象を避けるため、本実施の形態では高周波信号線路１２の線幅を狭くすることで、電気容量Ｃの上昇を抑制させ、高周波信号線路１２の特性インピーダンスを擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺ０に整合させている。
In general, the capacitance C formed between the high-
図１０Ａは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が薄い場合）を示す説明図である。図１０Ｂは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が厚い場合）を示す説明図である。
両者を比較して明らかなように、本実施の形態のように絶縁層が薄い場合には電界分布の広がりが狭く、電界密度が比較的高くなる。よって、高周波信号線路１２の直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇの面積を小さく形成することが可能であることが容易にわかる。
FIG. 10A is an explanatory diagram illustrating a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thin) formed between the high-frequency signal line and the ground plane. FIG. 10B is an explanatory diagram showing a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thick) formed between the high-frequency signal line and the ground plane.
As is clear by comparing the two, when the insulating layer is thin as in the present embodiment, the spread of the electric field distribution is narrow and the electric field density is relatively high. Therefore, it can be easily seen that the area of the
この際、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域では、高周波信号線路１２とグランドプレーン１１Ｇとの間の距離が離れて、電気容量Ｃが小さくなる。このため、特性インピーダンスが許容範囲を超えて上昇する場合がある。
本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち、高周波信号線路１２の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を形成したものである。
At this time, in the connection region of the
In the present embodiment, the
また、拡張部１３に与える形状として、図９Ａに示したように、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁に、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘに向けて凸となる凸形状、具体的には放物線状に形成したものである。
この拡張部１３により、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路１２と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間での電界密度を上昇させている。
Further, as shown in FIG. 9A, the shape to be given to the extended
The
図１１Ａは、第３の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１１Ｂは、図１１ＡのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図１１Ｃは、図１１ＡのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。図１１Ｄは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１１Ｅは、図１１ＤのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図１１Ｆは、図１１ＤのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。 FIG. 11A is a top view showing the configuration of the high-frequency transmission line according to the third embodiment. FIG. 11B is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 11A. FIG. 11C is an explanatory diagram illustrating the electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 11A. FIG. 11D is a top view showing a configuration of a high-frequency transmission line that does not have an extension in the ground plane directly below. FIG. 11E is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 11D. FIG. 11F is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 11D.
図１１Ｃと図１１Ｆとを比較して明らかなように、直下グランドプレーン１１Ｇの拡張部１３の有無によって電界強度分布の広がりが大きく異なり、図１１Ｆの電界強度分布の方が広く、電界密度が低いことが分かる。
よって、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間における電気容量の大小も図１１Ｆの方が小さいことも分かる。
As is apparent from a comparison between FIG. 11C and FIG. 11F, the spread of the electric field strength distribution varies greatly depending on the presence or absence of the extended
Therefore, it can be seen that the electric capacity between the high-
高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現される。ここで、Ｌは高周波信号線路のインダクタンス、Ｃは電気容量である。今、電気容量について注目すると、図１１Ｆの電気容量が小さいことから、高周波伝送線路の特性インピーダンスが上昇することが分かる。
本実施の形態では、高周波信号線路１２と擬似同軸線路構造とのそれぞれの特性インピーダンスはＺ０で等しくなっていることから、互いの接続部の近傍においても特性インピーダンスをＺ０にすることが望ましいことは言うまでもない。これは、接続部における電界強度分布の安定性の有無として現れる。
The characteristic impedance Z of the high-frequency signal line is generally expressed as Z = √ (L / C). Here, L is the inductance of the high-frequency signal line, and C is the electric capacity. Now, focusing on the electric capacity, it can be seen that the characteristic impedance of the high-frequency transmission line increases because the electric capacity in FIG. 11F is small.
In the present embodiment, since the characteristic impedances of the high-
図１２Ａは、第３の実施の形態にかかる高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図１２Ｂは、図１２ＡのＩ−Ｉ断面図である。図１２Ｃは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図１２Ｄは、図１２ＣのII−II断面図である。
図１２Ａおよび図１２Ｂにおける電界強度分布３１は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けた場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示しており、図１２Ｃおよび図１２Ｄにおける電界強度分布３２は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示している。
FIG. 12A is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line according to the third embodiment. 12B is a cross-sectional view taken along the line II of FIG. 12A. FIG. 12C is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line that does not have the extended portion in the ground plane directly below. 12D is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. 12C.
The electric
本実施の形態は、拡張部１３を設けたことにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ内側領域２１と折り曲げ外側領域２２とでは電気容量が異なり、折り曲げ内側領域２１の電気容量の方が大きくなるという特徴を備えている。これにより、高周波信号線路１２で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域２１で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。
よって、図１２Ａおよび図１２Ｂの電界強度分布３１に示されているように、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路１２から高周波信号ビア１４に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
In the present embodiment, since the extended
Therefore, as shown in the electric
一方、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合、高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続部の近傍では特性インピーダンスの上昇が生じており、さらに基板平面方向から垂直方向への屈曲構造を備えている。このため、図１２Ｃおよび図１２Ｄの電界強度分布３２に示されているように、高周波信号は高周波信号ビア１４方向に伝搬し難くなり、屈曲部において大きな放射や反射が生じる。
On the other hand, when the
図１３Ａは、第３の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図１３Ｂは、第３の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図４Ａ，４Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図１２Ｃに示した拡張部を持たない高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、図１２Ａに示した拡張部を持つ本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 13A is a graph showing the frequency characteristics of reflection loss obtained in the third embodiment. FIG. 13B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the third embodiment. 4A and 4B, a characteristic L1 shows a three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high-frequency transmission line structure without the extension shown in FIG. 12C, and a characteristic L2 has the extension shown in FIG. 12A. The three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high frequency transmission line structure concerning a form is shown.
したがって、図１３Ａ，図１３Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 13A and 13B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
［第３の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を設けたものである。
具体的には、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁を、高周波信号ビア１４に向けて凸となる凸形状に形成したものである。
[Effect of the third embodiment]
As described above, in the present embodiment, the
Specifically, an end edge that becomes a boundary with the
これにより、多層配線基板１１の最上層に接する絶縁層１１Ｐの厚さが、多層配線基板１１の内層に位置する絶縁層１１Ｐより小さい場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２の電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
Thereby, even if the thickness of the insulating
［第４の実施の形態］
次に、図１４Ａ〜図１４Ｅを参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図１４Ａは、第４の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１４Ｂは、図１４ＡのＩ−Ｉ断面図である。図１４Ｃは、図１４Ａの左側面図である。図１４Ｄは、図１４ＢのII−II断面図である。図１４Ｅは、図１４ＢのIII−III断面図である。
[Fourth Embodiment]
Next, with reference to FIG. 14A-FIG. 14E, the high
本実施の形態では、第３の実施の形態において、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合について説明する。
本実施の形態において、高周波信号線路１２は、第２の実施の形態と同様、多層配線基板１１の最上層に線状に形成された金属などの導体と、絶縁層１１Ｐを介して最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇからなる底面グランドとを有する、特性インピーダンスＺ０のグランデッドコプレーナ線路から構成されている。
In the present embodiment, the case where the high-
In the present embodiment, the high-frequency
本実施の形態にかかるその他の構造については、第３の実施の形態と同様であり、本実施の形態においても、図１４Ｂに示すように、多層配線基板１１の最上層の直下に位置する直下絶縁層１１Ｐの厚さＨ１が、多層配線基板１１の内層に位置する内層絶縁層１１Ｐの厚さＨ２より小さくなるよう形成されている。
The other structure according to the present embodiment is the same as that of the third embodiment, and also in this embodiment, as shown in FIG. 14B, directly below the uppermost layer of the
一般的には、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間で形成される電気容量Ｃは、直下絶縁層１１Ｐの厚さが薄くなるほど上昇する傾向がある。したがって、高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現されるため、電気容量Ｃの上昇によって特性インピーダンスが低下してしまうことになる。この一連の現象を避けるため、本実施の形態では高周波信号線路の線幅を狭くすることで、電気容量Ｃの上昇を抑制させ、高周波信号線路１２の特性インピーダンスを擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺ０に整合させている。
In general, the electric capacity C formed between the high-
図１５Ａは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が薄い場合）を示す説明図である。図１５Ｂは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が厚い場合）を示す説明図である。
両者を比較して明らかなように、本実施の形態のように絶縁層が薄い場合には電界分布の広がりが狭く、電界密度が比較的高くなる。よって、高周波信号線路１２の直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇの面積を小さく形成することが可能であることが容易にわかる。
FIG. 15A is an explanatory diagram illustrating a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thin) formed between the high-frequency signal line and the ground plane. FIG. 15B is an explanatory diagram illustrating a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thick) formed between the high-frequency signal line and the ground plane.
As is clear by comparing the two, when the insulating layer is thin as in the present embodiment, the spread of the electric field distribution is narrow and the electric field density is relatively high. Therefore, it can be easily seen that the area of the
この際、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域では、高周波信号線路１２とグランドプレーン１１Ｇとの間の距離が離れて、電気容量Ｃが小さくなる。このため、特性インピーダンスが許容範囲を超えて上昇する場合がある。
本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち、高周波信号線路１２の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を形成したものである。
At this time, in the connection region of the
In the present embodiment, the
また、拡張部１３に与える形状として、図１４Ａに示したように、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁を、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘに向けて凸となる放物線状に形成したものである。
この拡張部１３により、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路１２と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間での電界密度を上昇させている。
Further, as shown in FIG. 14A, as the shape to be given to the
The
図１６Ａは、第４の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１６Ｂは、図１６ＡのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図１６Ｃは、図１６ＡのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。図１６Ｄは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１６Ｅは、図１６ＤのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図１６Ｆは、図１６ＤのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。 FIG. 16A is a top view showing the configuration of the high-frequency transmission line according to the fourth embodiment. FIG. 16B is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 16A. FIG. 16C is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 16A. FIG. 16D is a top view illustrating a configuration of a high-frequency transmission line that does not have an extended portion in the ground plane directly below. FIG. 16E is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 16D. FIG. 16F is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 16D.
図１６Ｃと図１６Ｆとを比較して明らかなように、直下グランドプレーン１６Ｇの拡張部１３の有無によって電界強度分布の広がりが大きく異なり、図１６Ｆの電界強度分布の方が広く、電界密度が低いことが分かる。
よって、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間における電気容量の大小も図１６Ｆの方が小さいことも分かる。
As is clear from comparison between FIG. 16C and FIG. 16F, the spread of the electric field strength distribution varies greatly depending on the presence or absence of the extended
Therefore, it can be seen that the capacitance between the high-
高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現される。ここで、Ｌは高周波信号線路のインダクタンス、Ｃは電気容量である。今、電気容量について注目すると、図１６Ｆの電気容量が小さいことから、高周波伝送線路の特性インピーダンスが上昇することが分かる。
本実施の形態では、高周波信号線路１２と擬似同軸線路構造とのそれぞれの特性インピーダンスはＺ０で等しくなっていることから、互いの接続部の近傍においても特性インピーダンスをＺ０にすることが望ましいことは言うまでもない。これは、接続部における電界強度分布の安定性の有無として現れる。
The characteristic impedance Z of the high-frequency signal line is generally expressed as Z = √ (L / C). Here, L is the inductance of the high-frequency signal line, and C is the electric capacity. Now, focusing on the electric capacity, it can be seen that the characteristic impedance of the high-frequency transmission line increases because the electric capacity in FIG. 16F is small.
In the present embodiment, since the characteristic impedances of the high-
図１７Ａは、第４の実施の形態にかかる高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図１７Ｂは、図１７ＡのＩ−Ｉ断面図である。図１７Ｃは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図１７Ｄは、図１７ＣのII−II断面図である。
図１７Ａおよび図１７Ｂにおける電界強度分布３１は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けた場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示しており、図１７Ｃおよび図１７Ｄにおける電界強度分布３２は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示している。
FIG. 17A is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line according to the fourth embodiment. 17B is a cross-sectional view taken along the line II of FIG. 17A. FIG. 17C is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line that does not have an extension in the ground plane directly below. FIG. 17D is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. 17C.
The electric
本実施の形態は、拡張部１３を設けたことにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ内側領域２１と折り曲げ外側領域２２とでは電気容量が異なり、折り曲げ内側領域２１の電気容量の方が大きくなるという特徴を備えている。これにより、高周波信号線路１２で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域２１で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。
よって、図１７Ａおよび図１７Ｂの電界強度分布３１に示されているように、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路１２から高周波信号ビア１４に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
In the present embodiment, since the extended
Therefore, as shown in the electric
一方、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合、高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続部の近傍では特性インピーダンスの上昇が生じており、さらに基板平面方向から垂直方向への屈曲構造を備えている。このため、図１７Ｃおよび図１７Ｄの電界強度分布３２に示されているように、高周波信号は高周波信号ビア１４方向に伝搬し難くなり、屈曲部において大きな放射や反射が生じる。
On the other hand, when the
図１８Ａは、第４の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図１８Ｂは、第４の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図１８Ａ，図１８Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図１７Ｃに示した拡張部を持たない高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、図１７Ａに示した拡張部を持つ本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 18A is a graph showing the frequency characteristics of reflection loss obtained in the fourth embodiment. FIG. 18B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the fourth embodiment. 18A and 18B, the characteristic L1 shows the three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high-frequency transmission line structure without the extension shown in FIG. 17C, and the characteristic L2 shows the present embodiment with the extension shown in FIG. 17A. The three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high frequency transmission line structure concerning this form is shown.
したがって、図１８Ａ，図１８Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 18A and 18B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
［第４の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を設けたものである。
具体的には、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁を、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘに向けて凸となる放物線状に形成したものである。
[Effect of the fourth embodiment]
As described above, in the present embodiment, the
Specifically, the end portion of the extended
これにより、第３の実施の形態において、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２の電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
Thus, in the third embodiment, even when the high-
［第５の実施の形態］
次に、図１９Ａ〜図１９Ｅを参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図１９Ａは、第５の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図１９Ｂは、図１９ＡのＩ−Ｉ断面図である。図１９Ｃは、図１９Ａの左側面図である。図１９Ｄは、図１９ＢのII−II断面図である。図１９Ｅは、図１９ＢのIII−III断面図である。
[Fifth Embodiment]
Next, with reference to FIG. 19A-FIG. 19E, the high
本実施の形態では、第３の実施の形態において、直下グランドプレーン１１Ｇに形成した拡張部１３の具体的形状として、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁に、高周波信号ビア１４と距離をおいて離間する凹部１３Ａを形成した場合について説明する。
本実施の形態にかかるその他の構造については、第３の実施の形態と同様であり、本実施の形態においても、図１９Ｂに示すように、多層配線基板１１の最上層の直下に位置する直下絶縁層１１Ｐの厚さＨ１が、多層配線基板１１の内層に位置する内層絶縁層１１Ｐの厚さＨ２より小さくなるよう形成されている。
In the present embodiment, as a specific shape of the extended
Other structures according to the present embodiment are the same as those of the third embodiment, and also in this embodiment, as shown in FIG. 19B, directly below the uppermost layer of the
一般的には、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間で形成される電気容量Ｃは、直下絶縁層１１Ｐの厚さが薄くなるほど上昇する傾向がある。したがって、高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現されるため、電気容量Ｃの上昇によって特性インピーダンスが低下してしまうことになる。この一連の現象を避けるため、本実施の形態では高周波信号線路の線幅を狭くすることで、電気容量Ｃの上昇を抑制させ、高周波信号線路１２の特性インピーダンスを擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺ０に整合させている。
In general, the electric capacity C formed between the high-
図２０Ａは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が薄い場合）を示す説明図である。図２０Ｂは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が厚い場合）を示す説明図である。
両者を比較して明らかなように、本実施の形態のように絶縁層が薄い場合には電界分布の広がりが狭く、電界密度が比較的高くなる。よって、高周波信号線路１２の直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇの面積を小さく形成することが可能であることが容易にわかる。
FIG. 20A is an explanatory diagram showing a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thin) formed between the high-frequency signal line and the ground plane. FIG. 20B is an explanatory diagram showing a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thick) formed between the high-frequency signal line and the ground plane.
As is clear by comparing the two, when the insulating layer is thin as in the present embodiment, the spread of the electric field distribution is narrow and the electric field density is relatively high. Therefore, it can be easily seen that the area of the
この際、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域では、高周波信号線路１２とグランドプレーン１１Ｇとの間の距離が離れて、電気容量Ｃが小さくなる。このため、特性インピーダンスが許容範囲を超えて上昇する場合がある。
本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち、高周波信号線路１２の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を形成したものである。
At this time, in the connection region of the
In the present embodiment, the
また、図１９Ａに示すように、直下グランドプレーン１１Ｇに形成した拡張部１３の具体的形状として、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁に、高周波信号ビア１４と距離をおいて離間する凹部１３Ａを形成したものである。
この凹部１３Ａにより、アンチパッド領域１６のうち直交方向Ｙに高周波信号ビア１４を挟んで位置する領域まで、拡張部１３の端縁を拡張することができ、効率よく拡張部１３の面積を増大させることができる。これにより、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路１２と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間での電界密度を上昇させている。
Further, as shown in FIG. 19A, as a specific shape of the extended
With this recess 13A, the edge of the
なお、本実施の形態では、拡張部１３の端縁が、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおける先端位置まで、拡張されている場合を例として説明するが、これに限定されるものではない。実際には、伸延方向Ｘにおいて、拡張部１３の端縁が、高周波信号ビア１４との間に電気的特性を維持するための一定の距離だけ離間した位置から、上記先端位置よりもさらに伸延方向Ｘに突出しない範囲内であれば、いずれの位置の拡張部１３の端縁があってもよく、端縁の形状が直線形状のほか、放物線形状など、他の形状であってもよい。
In the present embodiment, the case where the edge of the extended
図２１Ａは、第５の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２１Ｂは、図２１ＡのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２１Ｃは、図２１ＡのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２１Ｄは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２１Ｅは、図２１ＤのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２１Ｆは、図２１ＤのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。 FIG. 21A is a top view showing the configuration of the high-frequency transmission line according to the fifth embodiment. FIG. 21B is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 21A. FIG. 21C is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 21A. FIG. 21D is a top view showing a configuration of a high-frequency transmission line that does not have an extension in the ground plane directly below. FIG. 21E is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 21D. FIG. 21F is an explanatory diagram illustrating an electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 21D.
図２１Ｃと図２１Ｆとを比較して明らかなように、直下グランドプレーン１６Ｇの拡張部１３の有無によって電界強度分布の広がりが大きく異なり、図２１Ｆの電界強度分布の方が広く、電界密度が低いことが分かる。
よって、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間における電気容量の大小も図２１Ｆの方が小さいことも分かる。
As is apparent from a comparison between FIG. 21C and FIG. 21F, the spread of the electric field strength distribution varies greatly depending on the presence or absence of the extended
Therefore, it can be seen that the capacitance between the high-
高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現される。ここで、Ｌは高周波信号線路のインダクタンス、Ｃは電気容量である。今、電気容量について注目すると、図２１Ｆの電気容量が小さいことから、高周波伝送線路の特性インピーダンスが上昇することが分かる。
本実施の形態では、高周波信号線路１２と擬似同軸線路構造とのそれぞれの特性インピーダンスはＺ０で等しくなっていることから、互いの接続部の近傍においても特性インピーダンスをＺ０にすることが望ましいことは言うまでもない。これは、接続部における電界強度分布の安定性の有無として現れる。
The characteristic impedance Z of the high-frequency signal line is generally expressed as Z = √ (L / C). Here, L is the inductance of the high-frequency signal line, and C is the electric capacity. Now, focusing on the electric capacity, it can be seen that the characteristic impedance of the high-frequency transmission line increases because the electric capacity in FIG. 21F is small.
In the present embodiment, since the characteristic impedances of the high-
図２２Ａは、第５の実施の形態にかかる高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図２２Ｂは、図２２ＡのＩ−Ｉ断面図である。図２２Ｃは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図２２Ｄは、図２２ＣのII−II断面図である。
図２２Ａおよび図２２Ｂにおける電界強度分布３１は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けた場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示しており、図２２Ｃおよび図２２Ｄにおける電界強度分布３２は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示している。
FIG. 22A is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line according to the fifth embodiment. 22B is a cross-sectional view taken along the line II of FIG. 22A. FIG. 22C is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line that does not have the extended portion in the ground plane directly below. 22D is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. 22C.
The electric
本実施の形態は、拡張部１３を設けたことにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ内側領域２１と折り曲げ外側領域２２とでは電気容量が異なり、折り曲げ内側領域２１の電気容量の方が大きくなるという特徴を備えている。これにより、高周波信号線路１２で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域２１で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。
よって、図２２Ａおよび図２２Ｂの電界強度分布３１に示されているように、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路１２から高周波信号ビア１４に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
In the present embodiment, since the extended
Therefore, as shown in the electric
一方、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合、高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続部の近傍では特性インピーダンスの上昇が生じており、さらに基板平面方向から垂直方向への屈曲構造を備えている。このため、図２２Ｃおよび図２２Ｄの電界強度分布３２に示されているように、高周波信号は高周波信号ビア１４方向に伝搬し難くなり、屈曲部において大きな放射や反射が生じる。
On the other hand, when the
図２３Ａは、第５の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図２３Ｂは、第５の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図２３Ａ，図２３Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図２２Ｃに示した拡張部を持たない高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、図２２Ａに示した拡張部を持つ本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 23A is a graph showing the frequency characteristic of reflection loss obtained in the fifth embodiment. FIG. 23B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the fifth embodiment. In FIG. 23A and FIG. 23B, the characteristic L1 shows the three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high-frequency transmission line structure without the extension shown in FIG. 22C, and the characteristic L2 shows the present embodiment with the extension shown in FIG. 22A. The three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high frequency transmission line structure concerning this form is shown.
したがって、図２３Ａ，図２３Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 23A and 23B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
［第５の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を設けたものである。
具体的には、拡張部１３の具体的形状として、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁に、高周波信号ビア１４と距離をおいて離間する凹部１３Ａを形成したものである。
[Effect of Fifth Embodiment]
As described above, in the present embodiment, the
Specifically, as a specific shape of the extended
これにより、第１の実施の形態において、多層配線基板１１の最上層に接する絶縁層１１Ｐの厚さが、多層配線基板１１の内層に位置する絶縁層１１Ｐより小さい場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２の電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
Thereby, in the first embodiment, even if the thickness of the insulating
［第６の実施の形態］
次に、図２４Ａ〜図２４Ｅを参照して、本発明の第６の実施の形態にかかる高周波伝送線路１０について説明する。図２４Ａは、第６の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２４Ｂは、図２４ＡのＩ−Ｉ断面図である。図２４Ｃは、図２４Ａの左側面図である。図２４Ｄは、図２４ＢのII−II断面図である。図２４Ｅは、図２４ＢのIII−III断面図である。
[Sixth Embodiment]
Next, with reference to FIG. 24A-FIG. 24E, the high
本実施の形態では、第５の実施の形態において、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合について説明する。
本実施の形態において、高周波信号線路１２は、第２の実施の形態と同様、多層配線基板１１の最上層に線状に形成された金属などの導体と、絶縁層１１Ｐを介して最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇからなる底面グランドとを有する、特性インピーダンスＺ０のグランデッドコプレーナ線路から構成されている。
In the present embodiment, a case will be described in which the high-
In the present embodiment, the high-frequency
本実施の形態にかかるその他の構造については、第５の実施の形態と同様であり、本実施の形態においても、図２４Ｂに示すように、多層配線基板１１の最上層の直下に位置する直下絶縁層１１Ｐの厚さＨ１が、多層配線基板１１の内層に位置する内層絶縁層１１Ｐの厚さＨ２より小さくなるよう形成されている。
The other structure according to this embodiment is the same as that of the fifth embodiment. Also in this embodiment, as shown in FIG. 24B, the structure immediately below the uppermost layer of the
一般的には、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間で形成される電気容量Ｃは、直下絶縁層１１Ｐの厚さが薄くなるほど上昇する傾向がある。したがって、高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現されるため、電気容量Ｃの上昇によって特性インピーダンスが低下してしまうことになる。この一連の現象を避けるため、本実施の形態では高周波信号線路の線幅を狭くすることで、電気容量Ｃの上昇を抑制させ、高周波信号線路１２の特性インピーダンスを擬似同軸線路構造の特性インピーダンスＺ０に整合させている。
In general, the electric capacity C formed between the high-
図２５Ａは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が薄い場合）を示す説明図である。図２５Ｂは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布（絶縁層が厚い場合）を示す説明図である。
両者を比較して明らかなように、本実施の形態のように絶縁層が薄い場合には電界分布の広がりが狭く、電界密度が比較的高くなる。よって、高周波信号線路１２の直下に位置する直下グランドプレーン１１Ｇの面積を小さく形成することが可能であることが容易にわかる。
FIG. 25A is an explanatory diagram showing a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thin) formed between the high-frequency signal line and the ground plane. FIG. 25B is an explanatory diagram illustrating a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thick) formed between the high-frequency signal line and the ground plane.
As is clear by comparing the two, when the insulating layer is thin as in the present embodiment, the spread of the electric field distribution is narrow and the electric field density is relatively high. Therefore, it can be easily seen that the area of the
この際、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域では、高周波信号線路１２とグランドプレーン１１Ｇとの間の距離が離れて、電気容量Ｃが小さくなる。このため、特性インピーダンスが許容範囲を超えて上昇する場合がある。
本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち、高周波信号線路１２の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を形成したものである。
At this time, in the connection region of the
In the present embodiment, the
また、図２４Ａに示すように、直下グランドプレーン１１Ｇに形成した拡張部１３の具体的形状として、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁に、高周波信号ビア１４と距離をおいて離間する凹部１３Ａを形成したものである。
この凹部１３Ａにより、アンチパッド領域１６のうち直交方向Ｙに高周波信号ビア１４を挟んで位置する領域まで、拡張部１３の端縁を拡張することができ、効率よく拡張部１３の面積を増大させることができる。これにより、アンチパッド領域１６のうち高周波信号線路１２が高周波信号ビア１４に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路１２と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間での電界密度を上昇させている。
Further, as shown in FIG. 24A, as a specific shape of the extended
With this recess 13A, the edge of the
なお、本実施の形態では、拡張部１３の端縁が、高周波信号線路１２の伸延方向Ｘにおける先端位置まで、拡張されている場合を例として説明するが、これに限定されるものではない。実際には、伸延方向Ｘにおいて、拡張部１３の端縁が、高周波信号ビア１４との間に電気的特性を維持するための一定の距離だけ離間した位置から、上記先端位置よりもさらに伸延方向Ｘに突出しない範囲内であれば、いずれの位置の拡張部１３の端縁があってもよく、端縁の形状が直線形状のほか、放物線形状など、他の形状であってもよい。
In the present embodiment, the case where the edge of the extended
図２６Ａは、第６の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２６Ｂは、図２６ＡのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２６Ｃは、図２６ＡのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２６Ｄは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図２６Ｅは、図２６ＤのＩ−Ｉ断面図における電界強度分布を示す説明図である。図２６Ｆは、図２６ＤのII−II断面図における電界強度分布を示す説明図である。 FIG. 26A is a top view showing the configuration of the high-frequency transmission line according to the sixth embodiment. FIG. 26B is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 26A. FIG. 26C is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 26A. FIG. 26D is a top view showing a configuration of a high-frequency transmission line that does not have an extended portion in the ground plane directly below. 26E is an explanatory diagram showing an electric field strength distribution in the II cross-sectional view of FIG. 26D. FIG. 26F is an explanatory diagram illustrating an electric field strength distribution in the II-II cross-sectional view of FIG. 26D.
図２６Ｃと図２６Ｆとを比較して明らかなように、直下グランドプレーン１６Ｇの拡張部１３の有無によって電界強度分布の広がりが大きく異なり、図２６Ｆの電界強度分布の方が広く、電界密度が低いことが分かる。
よって、高周波信号線路１２と直下グランドプレーン１１Ｇとの間における電気容量の大小も図２６Ｆの方が小さいことも分かる。
As is apparent from a comparison between FIG. 26C and FIG. 26F, the spread of the electric field strength distribution varies greatly depending on the presence or absence of the extended
Therefore, it can be seen that the electric capacity between the high-
高周波信号線路の特性インピーダンスＺは、Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ）として一般的に表現される。ここで、Ｌは高周波信号線路のインダクタンス、Ｃは電気容量である。今、電気容量について注目すると、図２６Ｆの電気容量が小さいことから、高周波伝送線路の特性インピーダンスが上昇することが分かる。
本実施の形態では、高周波信号線路１２と擬似同軸線路構造とのそれぞれの特性インピーダンスはＺ０で等しくなっていることから、互いの接続部の近傍においても特性インピーダンスをＺ０にすることが望ましいことは言うまでもない。これは、接続部における電界強度分布の安定性の有無として現れる。
The characteristic impedance Z of the high-frequency signal line is generally expressed as Z = √ (L / C). Here, L is the inductance of the high-frequency signal line, and C is the electric capacity. Now, focusing on the electric capacity, it can be seen that the characteristic impedance of the high-frequency transmission line increases because the electric capacity in FIG. 26F is small.
In the present embodiment, since the characteristic impedances of the high-
図２７Ａは、第６の実施の形態にかかる高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図２７Ｂは、図２７ＡのＩ−Ｉ断面図である。図２７Ｃは、直下グランドプレーンに拡張部を持たない高周波伝送線路の電界強度分布を示す上面図である。図２７Ｄは、図２７ＣのII−II断面図である。
図２７Ａおよび図２７Ｂにおける電界強度分布３１は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けた場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示しており、図２７Ｃおよび図２７Ｄにおける電界強度分布３２は、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合の電界強度分布（シミュレーション結果）を示している。
FIG. 27A is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line according to the sixth embodiment. 27B is a cross-sectional view taken along the line II of FIG. 27A. FIG. 27C is a top view showing the electric field strength distribution of the high-frequency transmission line that does not have the extended portion in the ground plane directly below. 27D is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. 27C.
The electric
本実施の形態は、拡張部１３を設けたことにより、高周波信号線路１２に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ内側領域２１と折り曲げ外側領域２２とでは電気容量が異なり、折り曲げ内側領域２１の電気容量の方が大きくなるという特徴を備えている。これにより、高周波信号線路１２で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域２１で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。
よって、図２７Ａおよび図２７Ｂの電界強度分布３１に示されているように、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路１２から高周波信号ビア１４に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
In the present embodiment, since the extended
Therefore, as shown in the electric
一方、直下グランドプレーン１１Ｇに拡張部１３を設けていない場合、高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続部の近傍では特性インピーダンスの上昇が生じており、さらに基板平面方向から垂直方向への屈曲構造を備えている。このため、図２７Ｃおよび図２７Ｄの電界強度分布３２に示されているように、高周波信号は高周波信号ビア１４方向に伝搬し難くなり、屈曲部において大きな放射や反射が生じる。
On the other hand, when the
図２８Ａは、第６の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図２８Ｂは、第６実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図２８Ａ，図２８Ｂにおいて、特性Ｌ１は、図２７Ｃに示した拡張部を持たない高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性Ｌ２は、図２７Ａに示した拡張部を持つ本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による３次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 28A is a graph showing the frequency characteristic of reflection loss obtained in the sixth embodiment. FIG. 28B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the sixth embodiment. 28A and 28B, the characteristic L1 shows the three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high-frequency transmission line structure without the extension shown in FIG. 27C, and the characteristic L2 shows the present embodiment with the extension shown in FIG. 27A. The three-dimensional electromagnetic field simulation result by the high frequency transmission line structure concerning this form is shown.
したがって、図２８Ａ，図２８Ｂから明らかなように、信号周波数１０ＧＨｚ以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が１０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 28A and 28B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
［第６の実施形態の効果］
このように、本実施の形態は、多層配線基板１１を構成するグランドプレーン１１Ｇのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン１１Ｇに、アンチパッド領域１６のうち高周波信号ビア１４と接触しない範囲で、高周波信号線路１２がアンチパッド領域１６の外周縁と平面視において交差する交点Ｐから高周波信号ビア１４に向けて、直下グランドプレーン１１Ｇの端部が拡張された拡張部１３を設けたものである。
具体的には、拡張部１３の具体的形状として、拡張部１３のうちアンチパッド領域１６との境界となる端縁に、高周波信号ビア１４と距離をおいて離間する凹部１３Ａを形成したものである。
[Effect of the sixth embodiment]
As described above, in the present embodiment, the
Specifically, as a specific shape of the extended
これにより、第５の実施の形態において、高周波信号線路１２がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域２２の電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域２１では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路１２と高周波信号ビア１４との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、１０ＧＨｚ以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
Thus, in the fifth embodiment, even when the high-
［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
[Extended embodiment]
The present invention has been described above with reference to the embodiments, but the present invention is not limited to the above embodiments. Various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention. In addition, each embodiment can be implemented in any combination within a consistent range.
１０…高周波伝送線路、１１…多層配線基板、１１Ｇ…グランドプレーン、１１Ｐ…絶縁層、１２…高周波信号線路、１３…拡張部、１３Ａ…凹部、１４…高周波信号ビア、１５…グランドビア、１６…アンチパッド領域、１７…上部グランドプレーン、２１…折り曲げ内側領域、２２…折り曲げ外側領域、Ｈ１…厚さ（直下絶縁層）、Ｈ２…厚さ（層内絶縁層）、Ｐ…交点、Ｘ…伸延方向、Ｙ…直交方向、Ｚ…垂直方向。
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記グランドプレーンが選択的に除去されたアンチパッド領域を、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された高周波信号ビアと、
前記アンチパッド領域の外側に前記高周波信号ビアを囲うように点在配置されて、前記各グランドプレーンと接続するとともに、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された複数のグランドビアと、
前記最上層に線状に形成されて、先端が前記高周波信号ビアの上端と接続された高周波信号線路とを備え、
前記グランドプレーンのうち前記最上層の直下に形成された直下グランドプレーンは、前記アンチパッド領域のうち前記高周波信号ビアと接触しない範囲で、前記高周波信号線路が前記アンチパッド領域の外周縁と交差する交点から前記高周波信号ビアに向けて、当該直下グランドプレーンの端部が拡張された拡張部を有する
ことを特徴とする高周波伝送線路。 A multilayer wiring board in which ground planes and insulators or ground planes and semiconductors are alternately stacked;
A high-frequency signal via formed by penetrating the antipad region from which the ground plane has been selectively removed vertically from the uppermost layer to the lowermost layer of the multilayer wiring board;
The high-frequency signal vias are scattered outside the antipad region so as to be connected to the ground planes, and are formed so as to penetrate vertically from the top layer to the bottom layer of the multilayer wiring board. Multiple ground vias,
The uppermost layer is formed in a linear shape, and includes a high-frequency signal line having a tip connected to an upper end of the high-frequency signal via,
The ground plane formed immediately below the uppermost layer of the ground plane is a range in which the high-frequency signal line intersects with the outer periphery of the anti-pad region in a range not contacting the high-frequency signal via in the anti-pad region. A high-frequency transmission line comprising an extended portion in which an end portion of the ground plane directly below is extended from an intersection to the high-frequency signal via.
前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁は、前記高周波信号線路の伸延方向と直交する直交方向に沿って、平面視略直線状に形成されていることを特徴とする高周波伝送線路。 In the high frequency transmission line according to claim 1,
An end edge serving as a boundary with the antipad region in the extended portion is formed in a substantially straight line shape in plan view along an orthogonal direction orthogonal to the extending direction of the high-frequency signal line. Transmission line.
前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁は、前記高周波信号ビアに向けて凸となる凸形状に形成されていることを特徴とする高周波伝送線路。 In the high frequency transmission line according to claim 1 or claim 2,
An end edge serving as a boundary with the antipad region in the extended portion is formed in a convex shape that is convex toward the high frequency signal via.
前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁は、前記高周波信号ビアと距離をおいて離間する凹部を有することを特徴とする高周波伝送線路。 In the high frequency transmission line according to any one of claims 1 to 3,
An end edge serving as a boundary with the anti-pad region in the extended portion has a recess spaced apart from the high-frequency signal via.
前記高周波信号線路は、マイクロストリップ線路、または、グランデッドコプレーナ線路からなることを特徴とする高周波伝送線路。 In the high frequency transmission line according to any one of claims 1 to 3,
The high-frequency signal transmission line is characterized in that the high-frequency signal transmission line is a microstrip line or a grounded coplanar line.
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