JP6013297B2 - High frequency transmission line - Google Patents
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Description
本発明は、高周波伝送技術に関し、特に入力された高周波信号を、多層配線基板の最上層から最下層まで貫通して伝搬させるための高周波伝送線路に関する。 The present invention relates to a high-frequency transmission technique, and more particularly to a high-frequency transmission line for propagating an input high-frequency signal from the uppermost layer to the lowermost layer of a multilayer wiring board.
従来、多層配線基板を垂直貫通する擬似同軸線路構造の構造として高周波信号ビアの周囲に円周状にグランドビアを複数配置することで、高周波信号の伝搬時に発生するリターン電流によるインダクタンスを等価回路的に並列接続と等価にし、擬似同軸線路構造が持つインダクタンスの上昇を抑制させ、多層配線基板表面に形成した高周波信号線路の特性インピーダンスと整合させる手法が、非特許文献1で提案されている。
Conventionally, as a pseudo coaxial line structure that vertically penetrates a multilayer wiring board, multiple ground vias are arranged around the high-frequency signal vias in a circumferential manner, so that the inductance due to the return current generated during propagation of the high-frequency signal is equivalent to the equivalent circuit Non-Patent
この非特許文献1では、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスを高周波信号線路の特性インピーダンスに整合させる手法が記述されており、擬似同軸線路構造を構成するグランドビア本数を増やすことが試みられている。
具体的には、グランドビアの本数が1本と4本のときについて比較検討されており、グランドビア4本の方がより高周波特性に優れているとしている。図15は、従来の高周波伝送線路の構成(グランドビア数4本)を示す説明図である。図16は、従来の高周波伝送線路の他の構成(グランドビア数1本)を示す説明図である。
This
Specifically, comparisons are made when the number of ground vias is one and four, and four ground vias are superior in high-frequency characteristics. FIG. 15 is an explanatory diagram showing a configuration of a conventional high-frequency transmission line (number of ground vias: 4). FIG. 16 is an explanatory view showing another configuration (number of ground vias) of a conventional high-frequency transmission line.
高周波信号線路が備える特性インピーダンスZは、高周波信号線路の電気容量CとインダクタンスLによって決定され、Z=√(L/C)で表現される。インダクタンスLの値は高周波信号が伝搬する際、グランドプレーン表面に発生するリターン電流との組で生じるループ回路によって決定される。したがって、そのループ回路をN個並列接続する構成とすれば、インダクタンスLは(1/N)に低減可能となる。 The characteristic impedance Z included in the high-frequency signal line is determined by the electric capacity C and the inductance L of the high-frequency signal line, and is expressed by Z = √ (L / C). The value of the inductance L is determined by a loop circuit generated in combination with a return current generated on the surface of the ground plane when a high frequency signal propagates. Therefore, if the N loop circuits are connected in parallel, the inductance L can be reduced to (1 / N).
非特許文献1では、4本のグランドビアを備えることで特性インピーダンスをZ’=√((L/4)/C)=(1/2)×√(L/C)=(1/2)×Zと半分に低減させている。一般的に擬似同軸線路構造の電気容量は、多層配線基板表面に形成される高周波信号線路の電気容量と比較して低い。このため、高いインダクタンスを備える擬似同軸線路構造の特性インピーダンスは上昇してしまう。この特性インピーダンスの上昇を抑制するため、インダクタンス低減のための手法としてグランドビアの本数を増やすことが非特許文献1で示されている。
In
実際、非特許文献1に記載されているFigure2に示された特性インピーダンス測定グラフにあるように、グランドビアを4本導入した擬似同軸線路構造の特性インピーダンスは51Ω〜52Ωの値となっている。測定器の特性インピーダンス、および、多層配線基板表面に形成された高周波信号線路の特性インピーダンスは、それぞれ50Ωとなっているため、これらとインピーダンス整合されている擬似同軸線路構造が形成されていると言える。非特許文献1に記載されているFigure3の通過損失特性に示されるように、およそ10GHzまでにおいては周波数軸上で見てほぼ振動が見られない比較的良好な特性が得られたと結論付けている。
Actually, as shown in the characteristic impedance measurement graph shown in FIG. 2 described in
しかしながら、上記Figure3のグラフをより詳細に見る限りでは、信号周波数が10GHz以上の領域でグラフに振動が見られ始め、信号周波数が高いほどその振動の振幅が次第に増大している様子がグラフからうかがえる。さらに、10GHz以上の帯域においては、信号周波数が高いほど通過特性の絶対値の落ち込み方が増大する傾向を示している。よって、10GHz以上の高周波通過特性の線形性が必要である応用に対しては、本構造は不適となる。 However, as far as the FIG. 3 graph is seen in more detail, it can be seen from the graph that the graph begins to show vibrations in the region where the signal frequency is 10 GHz or higher, and that the amplitude of the vibration gradually increases as the signal frequency increases. . Furthermore, in the band of 10 GHz or more, the way in which the absolute value of the pass characteristic falls is increased as the signal frequency is higher. Therefore, this structure is not suitable for applications that require linearity of high-frequency pass characteristics of 10 GHz or higher.
このことは、およそ10GHzまでは多層配線基板表面に形成された高周波信号線路と、垂直方向に形成された擬似同軸線路構造間の接続においては、集中定数回路を想定したインピーダンス整合のみの考慮でよかったものが、10GHz以上の周波数帯域では別の物理現象も考慮する必要性があることを示していることに他ならない。すなわち、集中定数回路では扱えない3次元空間を伝搬する電磁界の振る舞いを考慮しなければいけないことを示している。 This is because up to about 10 GHz, in the connection between the high-frequency signal line formed on the surface of the multilayer wiring board and the pseudo-coaxial line structure formed in the vertical direction, it is sufficient to consider only impedance matching assuming a lumped constant circuit. However, this indicates that it is necessary to consider another physical phenomenon in a frequency band of 10 GHz or more. That is, the behavior of the electromagnetic field propagating in the three-dimensional space that cannot be handled by the lumped constant circuit must be taken into consideration.
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、10GHz以上の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬させることができる高周波伝送線路を提供することを目的としている。 The present invention is to solve such problems, and a high-frequency transmission line capable of propagating a high-frequency signal of 10 GHz or more with a small passage loss and reflection loss in a bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It is intended to provide.
このような目的を達成するために、本発明にかかる高周波伝送線路は、グランドプレーンと絶縁体、あるいはグランドプレーンと半導体とが交互に積層された多層配線基板と、前記グランドプレーンが選択的に除去されたアンチパッド領域を、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された高周波信号ビアと、前記アンチパッド領域の外側に前記高周波信号ビアを囲うように略円周状に点在配置されて、前記各グランドプレーンと接続するとともに、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された複数のグランドビアと、前記最上層に線状に形成されて、先端が前記高周波信号ビアの上端と接続された高周波信号線路とを備え、前記多層配線基板は、前記高周波信号線路の伸延方向において当該高周波信号線路を有する領域Aと、当該領域Aの残余からなる領域Bとからなり、前記領域Aに配置された前記グランドビアの配置間隔DAが、前記領域Bに配置された前記グランドビアの配置間隔DBより小さく、前記グランドプレーンのうち前記最上層の直下に形成された直下グランドプレーンは、前記アンチパッド領域のうち前記高周波信号ビアと接触しない範囲で、前記高周波信号線路が前記アンチパッド領域の外周縁と交差する交点から前記高周波信号ビアに向けて、当該直下グランドプレーンの端部が拡張された拡張部を有するものである。 In order to achieve such an object, a high-frequency transmission line according to the present invention selectively removes a ground plane and an insulator, or a multilayer wiring board in which a ground plane and a semiconductor are alternately laminated, and the ground plane. A high-frequency signal via formed in a vertical direction from the uppermost layer to the lowermost layer of the multilayer wiring board, and a substantially circumference surrounding the high-frequency signal via outside the antipad region. Jo to be interspersed arrangement, the well as connected to each of the ground plane, and a plurality of ground vias from the top layer of the multilayer wiring board formed through the vertical direction to the bottom layer, the linearly in the top layer A high-frequency signal line having a tip connected to the upper end of the high-frequency signal via, and the multilayer wiring board is arranged in the extending direction of the high-frequency signal line. A region A having the high-frequency signal transmission line consists of a region B consisting of the remainder of the area A, the arrangement interval DA of the ground vias disposed in the region A, the ground vias disposed in the area B A ground plane that is smaller than the arrangement interval DB and is formed immediately below the uppermost layer of the ground plane is in a range that does not contact the high-frequency signal via in the anti-pad region, and the high-frequency signal line is in the anti-pad region. From the intersection intersecting with the outer peripheral edge, toward the high-frequency signal via, there is an extended portion in which the end portion of the ground plane directly below is extended.
また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁が、前記高周波信号線路の伸延方向と直交する直交方向に沿って、平面視略直線状に形成されているものである。 Further, in one configuration example of the high-frequency transmission line according to the present invention, an edge serving as a boundary with the antipad region in the extension portion is along an orthogonal direction orthogonal to the extending direction of the high-frequency signal line. It is formed in a substantially straight line shape in plan view.
また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁が、前記高周波信号ビアに向けて凸となる凸形状に形成されているものである。 Also, in one configuration example of the high-frequency transmission line according to the present invention, an edge that becomes a boundary with the anti-pad region in the extended portion is formed in a convex shape that protrudes toward the high-frequency signal via. It is what.
また、本発明にかかる上記高周波伝送線路の一構成例は、前記高周波信号線路が、マイクロストリップ線路、または、グランデッドコプレーナ線路からなるものである。 In one configuration example of the high-frequency transmission line according to the present invention, the high-frequency signal line is a microstrip line or a grounded coplanar line.
本発明によれば、高周波信号線路に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域では電気容量が低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域では電気容量が高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路と高周波信号ビアとの接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、10GHz以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。 According to the present invention, when a high-frequency signal input to the high-frequency signal line is bent from the substrate plane direction to the vertical direction, the electric capacity is reduced in the outer area of the bent area and the electric field density distribution is lowered, and the electric capacity is decreased in the inner area of the bent area. Increases and the electric field density distribution increases. Therefore, reflection of the high frequency signal and radiation into the space can be more effectively suppressed at the connection point between the high frequency signal line where the high frequency signal is bent and the high frequency signal via, and the number of high frequency signals of 10 GHz or more is small. Propagation is possible with passage loss and reflection loss.
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本発明にかかる各実施の形態においては、導体層やビアを銅箔、絶縁体を代表的なFR4を使用して図示しているが、決してこれに限ることはない。例えば、導体層やビアを金、絶縁体をセラミックやガラス、あるいは絶縁体の代替として半導体であるSiやSiGe、GaAs、InP等の材料にも適用可能であり、決してこれらに限るこがないことは言うまでもない。 Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In each of the embodiments according to the present invention, the conductor layer and the via are illustrated using copper foil and the insulator is representative FR4. However, the present invention is not limited to this. For example, it can be applied to materials such as Si, SiGe, GaAs, and InP, which are semiconductors instead of gold as the conductor layer and via, and ceramic or glass as the insulator, or as an alternative to the insulator. Needless to say.
[第1の実施の形態]
まず、図1A〜図1Eを参照して、本発明の第1の実施の形態にかかる高周波伝送線路10について説明する。図1Aは、第1の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図1Bは、図1AのI−I断面図である。図1Cは、図1Aの左側面図である。図1Dは、図1BのII−II断面図である。図1Eは、図1BのIII−III断面図である。
[First Embodiment]
First, with reference to FIG. 1A-FIG. 1E, the high
本実施の形態にかかる高周波伝送線路10は、接地電位に接続された導体層である接地導体からなるグランドプレーン11Gと絶縁体あるいは半導体からなる絶縁層11Pとが交互に積層された多層配線基板11において、基板平面に沿って入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げて、最上層(基板上面)から最下層(基板底面)まで垂直方向に伝搬させるための高周波伝送線路である。この高周波伝送線路10は、例えば、10GHz〜100GHz以下の高速電気信号が多層配線基板11内を伝搬する電子機器や電子部品などに好適である。
The high-
図1A〜図1Eに示すように、高周波伝送線路10は、主に、多層配線基板11、高周波信号線路12、高周波信号ビア14、グランドビア15から構成されている。
As shown in FIGS. 1A to 1E, the high-
高周波信号線路12は、金属などの導体からなり、多層配線基板11の最上層に線状に形成されて、先端が高周波信号ビア14の上端と接続されたマイクロストリップ線路である。
高周波信号ビア14は、金属などの導体からなり、多層配線基板11のうち、接地導体からなるグランドプレーン11Gが平面視略円形状に選択的に除去されたアンチパッド領域16の略中央を、多層配線基板11の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成されたビアである。
The high-
The high-frequency signal via 14 is made of a conductor such as a metal, and the
グランドビア15は、金属などの導体からなり、多層配線基板11のうち、アンチパッド領域16の外側に高周波信号ビア14を囲うように略円周状に複数点在配置されて、各グランドプレーン11Gと接続するとともに、多層配線基板11の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成されたビアである。
これら高周波信号ビア14、グランドビア15、グランドプレーン11Gにより、擬似同軸線路構造が構成されている。
The ground vias 15 are made of a conductor such as metal, and a plurality of
The high-frequency signal via 14, the ground via 15, and the
本実施の形態は、多層配線基板11にグランドビア15を配置する際、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、グランドビア15の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板11を、伸延方向Xにおいて高周波信号線路12を有する領域Aと、当該領域Aの残余からなる領域Bとに分割し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くなるよう、グランドビア15を配置している。
In the present embodiment, when the ground vias 15 are arranged on the
That is, the
図1Aでは、伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、高周波信号ビア14を中心として、多層配線基板11を左右に2分割し、高周波信号線路12を有する左側の領域を領域Aとし、高周波信号線路12を有しない右側の領域を領域Bとしている。
また、図1Aの構成例では、領域Aに6つのグランドビア15を配置し、領域Bに2つのグランドビア15を配置している。したがって、高周波信号ビア14の周囲に配置されたグランドビア15の配置密度は、領域Aの配置密度PAが領域Bの配置密度PBより高くなっている。
In FIG. 1A, along the orthogonal direction Y orthogonal to the extending direction X, the
In the configuration example of FIG. 1A, six ground vias 15 are arranged in the region A, and two
グランドビア15の配置状況については、配置密度PA,PBで定義するのではなく、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置された各グランドビア15の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくなるよう、グランドビア15を配置してもよい。なお、領域A,B内におけるグランドビア15の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔DA,DBとして用いてもよい。
The arrangement status of the ground vias 15 may be defined not by the arrangement densities PA and PB but by the arrangement intervals of the ground vias 15 arranged substantially circumferentially outside the
That is, the ground vias 15 may be arranged such that the arrangement interval DA of the ground vias 15 arranged in the region A is smaller than the arrangement interval DB of the ground vias 15 arranged in the region B. When the arrangement intervals of the ground vias 15 in the regions A and B are different, the minimum value of the arrangement intervals may be used as the arrangement intervals DA and DB.
また、このようなグランドビア15の配置密度に粗密を与える構成に加えて、本実施の形態では、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち、高周波信号線路12の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13が形成されている。
Further, in addition to the configuration that gives the density of the arrangement of the ground vias 15 in this way, in the present embodiment, in the
具体的には、図1Aに示したように、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁が、高周波信号線路12の伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、平面視略直線状に形成されている。
この拡張部13により、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路12と直下グランドプレーン11Gとの間での電界密度を上昇させている。
Specifically, as shown in FIG. 1A, the edge that becomes the boundary with the
The
図2Aは、図1Aで流れる高周波電流の説明図である。図2Bは、図1Bで流れる高周波電流の説明図である。図2Cは、図1Eの内層グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図2Dは、図1Dの直下グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図2Eは、図1Dの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 FIG. 2A is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 1A. FIG. 2B is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 1B. FIG. 2C is an explanatory diagram of a high-frequency current flowing on the lower surface of the inner layer ground plane in FIG. 1E. FIG. 2D is an explanatory diagram of a high-frequency current flowing on the lower surface of the ground plane immediately below in FIG. 1D. FIG. 2E is an explanatory diagram of the high-frequency current that flows on the upper surface of the ground plane directly below in FIG. 1D.
本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流50とリターン電流51〜53が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流50とリターン電流51〜53は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流50は、高周波信号線路12の表面から高周波信号ビア14の表面を流れる。
In the present embodiment, the high-frequency signal is propagated when the high-frequency current 50 and the
これに対して、リターン電流51は、グランドビア15の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流52は、多層配線基板11の内層に位置する内層グランドプレーン11Gにおいて、グランドビア15の表面からグランドプレーン11Gの下面、アンチパッド領域16側の内側端部、上面を介してグランドビア15の表面へ流れる。また、リターン電流53は、高周波信号線路12直下に位置する直下グランドプレーン11G、すなわち高周波信号線路12の底面グランドにおいて、グランドビア15の表面から直下グランドプレーン11Gの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路12直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン11Gの上面を高周波電流50とは逆方向に流れる。
On the other hand, the return current 51 flows from the lower side to the upper side on the surface of the ground via 15. The return current 52 is applied to the ground via from the surface of the ground via 15 to the lower surface of the
このような電流分布において、高周波電流50とリターン電流51〜53との電流ループから決定されるインダクタンスLが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスZが√(L/C)で記述されることから、高周波信号線路12のインピーダンスZ0と整合できなくなる。特に、図2Cに示すように、グランドビア15表面からグランドプレーン11G下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ向かう多数のリターン電流52,53の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスLの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Cを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√(L/C)から分かる。
In such a current distribution, when the inductance L determined from the current loop of the high frequency current 50 and the
これにより、高周波信号ビア14と領域A側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域21における電気容量CAとして、領域Aに高い密度で配置されたグランドビア15の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア14と領域B側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域22における電気容量CBとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてCA>CBの関係を与えていることになる。
As a result, the electric capacity between the high-frequency signal via 14 and the ground potential on the area A side, that is, the electric capacity CA in the bent
したがって、電気容量CA,CBの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路12に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。
Therefore, since the magnitudes of the electric capacities CA and CB are proportional to the magnitude of the electric field density distribution, when the high-frequency signal input to the high-
また、拡張部13を設けたことにより、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量CAがさらに高くなる。このため、高周波信号線路12で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域21で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。よって、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路12から高周波信号ビア14に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
Further, by providing the
図3Aは、第1の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図3Bは、第1の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図3A,3Bにおいて、特性L1は、図15に示した従来の高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性L2は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 3A is a graph showing the frequency characteristics of reflection loss obtained in the first embodiment. FIG. 3B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the first embodiment. 3A and 3B, a characteristic L1 indicates a three-dimensional electromagnetic field simulation result by the conventional high-frequency transmission line structure shown in FIG. 15, and a characteristic L2 indicates a three-dimensional electromagnetic field by the high-frequency transmission line structure according to the present embodiment. Simulation results are shown.
したがって、図3A,図3Bから明らかなように、信号周波数10GHz以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が10GHz〜60GHzの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 3A and 3B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
[第1の実施形態の効果]
このように、本実施の形態は、多層配線基板11のうち、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、当該高周波信号線路12を有する領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAを、当該領域Aの残余からなる領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くしたものである。
より具体的には、各グランドビア15を、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAを、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくしたものである。
[Effect of the first embodiment]
Thus, in the present embodiment, the arrangement density PA of the ground vias 15 arranged in the region A having the high-
More specifically, the ground vias 15 are arranged in a substantially circular shape outside the
これに加えて、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13を設けたものである。
具体的には、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁を、高周波信号線路12の伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、平面視略直線状に形成したものである。
In addition to this, the high-frequency signal line within a range that does not contact the high-frequency signal via 14 in the
Specifically, an edge of the extended
これにより、高周波信号線路12に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路12と高周波信号ビア14との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、10GHz以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
As a result, when the high-frequency signal input to the high-
[第2の実施の形態]
次に、図4A〜図4Eを参照して、本発明の第2の実施の形態にかかる高周波伝送線路10について説明する。図4Aは、第2の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図4Bは、図4AのI−I断面図である。図4Cは、図4Aの左側面図である。図4Dは、図4BのII−II断面図である。図4Eは、図4BのIII−III断面図である。
[Second Embodiment]
Next, with reference to FIG. 4A-FIG. 4E, the high
第1の実施の形態では、高周波信号線路12がマイクロストリップ線路からなる場合を例として説明した。本実施の形態では、高周波信号線路12がグランデッドコプレーナ線路からなる場合について説明する。
In the first embodiment, the case where the high-
本実施の形態において、高周波信号線路12は、多層配線基板11の最上層に線状に形成された金属などの導体と、絶縁層11Pを介して最上層の直下に形成された直下グランドプレーン11Gからなる底面グランドとを有する、特性インピーダンスZ0のグランデッドコプレーナ線路から構成されている。
また、多層配線基板11の最上層には、上部グランドプレーン17が形成されている。この上部グランドプレーン17は、接地電位に接続された金属などの導体層からなり、当該導体層が高周波信号ビア14を中心として平面視略円環状に選択除去されてなる上部アンチパッド領域16Aを挟んで、高周波信号ビア14および高周波信号線路12の周囲に形成された接地導体である。
In the present embodiment, the high-
An
本実施の形態にかかるその他の構造については、第1の実施の形態と同様であり、本実施の形態においても、多層配線基板11にグランドビア15を配置する際、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、グランドビア15の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板11を、伸延方向Xにおいて高周波信号線路12を有する領域Aと、当該領域Aの残余からなる領域Bとに分割し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くなるよう、グランドビア15を配置している。
The other structure according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment, and also in this embodiment, when the ground via 15 is disposed on the
That is, the
図4Aの構成例では、領域Aに6つのグランドビア15を配置し、領域Bに2つのグランドビア15を配置している。したがって、高周波信号ビア14の周囲に配置されたグランドビア15の配置密度は、領域Aの配置密度PAが領域Bの配置密度PBより高くなっている。
In the configuration example of FIG. 4A, six ground vias 15 are arranged in the region A, and two
グランドビア15の配置状況については、配置密度PA,PBで定義するのではなく、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置された各グランドビア15の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくなるよう、グランドビア15を配置してもよい。なお、領域A,B内におけるグランドビア15の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔DA,DBとして用いてもよい。
The arrangement status of the ground vias 15 may be defined not by the arrangement densities PA and PB but by the arrangement intervals of the ground vias 15 arranged substantially circumferentially outside the
That is, the ground vias 15 may be arranged such that the arrangement interval DA of the ground vias 15 arranged in the region A is smaller than the arrangement interval DB of the ground vias 15 arranged in the region B. When the arrangement intervals of the ground vias 15 in the regions A and B are different, the minimum value of the arrangement intervals may be used as the arrangement intervals DA and DB.
また、このようなグランドビア15の配置密度に粗密を与える構成に加えて、本実施の形態では、第1の実施の形態と同様、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち、高周波信号線路12の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13が形成されている。
Further, in addition to the configuration that gives the density of the arrangement of the ground vias 15 in this manner, in the present embodiment, as in the first embodiment, among the ground planes 11G that constitute the
具体的には、図4Aに示したように、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁が、高周波信号線路12の伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、平面視略直線状に形成されている。
この拡張部13により、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路12と直下グランドプレーン11Gとの間での電界密度を上昇させている。
Specifically, as shown in FIG. 4A, the edge that becomes the boundary with the
The
図5Aは、図4Aで流れる高周波電流の説明図である。図5Bは、図4Bで流れる高周波電流の説明図である。図5Cは、図4Eの内層グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図5Dは、図4Dの直下グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図5Eは、図4Dの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 FIG. 5A is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 4A. FIG. 5B is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 4B. FIG. 5C is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing on the lower surface of the inner layer ground plane in FIG. 4E. FIG. 5D is an explanatory diagram of the high-frequency current that flows on the lower surface of the ground plane directly below in FIG. 4D. FIG. 5E is an explanatory diagram of the high-frequency current that flows on the upper surface of the ground plane immediately below in FIG. 4D.
本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流50とリターン電流51〜54が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流50とリターン電流51〜54は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流50は、高周波信号線路12の表面から高周波信号ビア14の表面を流れる。
In the present embodiment, the high frequency signal is propagated by the high frequency current 50 and the
これに対して、リターン電流51は、グランドビア15の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流52は、多層配線基板11の内層に位置する内層グランドプレーン11Gにおいて、グランドビア15の表面からグランドプレーン11Gの下面、アンチパッド領域16側の内側端部、上面を介してグランドビア15の表面へ流れる。また、リターン電流53は、高周波信号線路12直下に位置する直下グランドプレーン11G、すなわち高周波信号線路12の底面グランドにおいて、グランドビア15の表面から直下グランドプレーン11Gの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路12直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン11Gの上面を高周波電流50とは逆方向に流れる。また、リターン電流54は、上部グランドプレーン17において、グランドビア15の表面から上部グランドプレーン17の下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ流れた後、その内側端部を高周波信号線路12と対向する端部まで流れ、その後にその端部を高周波電流50とは逆方向に流れる。
On the other hand, the return current 51 flows from the lower side to the upper side on the surface of the ground via 15. The return current 52 is applied to the ground via from the surface of the ground via 15 to the lower surface of the
このような電流分布において、高周波電流50とリターン電流51〜54との電流ループから決定されるインダクタンスLが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスZが√(L/C)で記述されることから、高周波信号線路12のインピーダンスZ0と整合できなくなる。特に、図5Cおよび図5Dに示すように、グランドビア15表面からグランドプレーン11G下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ向かう多数のリターン電流52,53の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスLの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Cを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√(L/C)から分かる。
In such a current distribution, when the inductance L determined from the current loop of the high-frequency current 50 and the
これにより、高周波信号ビア14と領域A側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域21における電気容量CAとして、領域Aに高い密度で配置されたグランドビア15の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア14と領域B側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域22における電気容量CBとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてCA>CBの関係を与えていることになる。
As a result, the electric capacity between the high-frequency signal via 14 and the ground potential on the area A side, that is, the electric capacity CA in the bent
したがって、電気容量CA,CBの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路12に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。
Therefore, since the magnitudes of the electric capacities CA and CB are proportional to the magnitude of the electric field density distribution, when the high-frequency signal input to the high-
また、拡張部13を設けたことにより、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量CAがさらに高くなる。このため、高周波信号線路12で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域21で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。よって、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路12から高周波信号ビア14に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
Further, by providing the
図6Aは、第2の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図6Bは、第2の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図6A,6Bにおいて、特性L1は、図15に示した従来の高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性L2は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 6A is a graph showing the frequency characteristics of reflection loss obtained in the second embodiment. FIG. 6B is a graph showing frequency characteristics of the passage loss obtained in the second embodiment. 6A and 6B, a characteristic L1 indicates a three-dimensional electromagnetic field simulation result by the conventional high-frequency transmission line structure shown in FIG. 15, and a characteristic L2 indicates a three-dimensional electromagnetic field by the high-frequency transmission line structure according to the present embodiment. Simulation results are shown.
したがって、図6A,図6Bから明らかなように、信号周波数10GHz以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、1少なくとも信号周波数が10GHz〜60GHzの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 6A and 6B, at the signal frequency of 10 GHz or more, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss, and at least one signal is present in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal having a frequency in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
[第2の実施形態の効果]
このように、本実施の形態は、多層配線基板11のうち、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、当該高周波信号線路12を有する領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAを、当該領域Aの残余からなる領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くしたものである。
より具体的には、各グランドビア15を、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAを、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくしたものである。
[Effects of Second Embodiment]
Thus, in the present embodiment, the arrangement density PA of the ground vias 15 arranged in the region A having the high-
More specifically, the ground vias 15 are arranged in a substantially circular shape outside the
これに加えて、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13を設けたものである。
具体的には、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁を、高周波信号線路12の伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、平面視略直線状に形成したものである。
In addition to this, the high-frequency signal line within a range that does not contact the high-frequency signal via 14 in the
Specifically, an edge of the extended
これにより、高周波信号線路12がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路12と高周波信号ビア14との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、10GHz以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
As a result, even when the high-
[第3の実施の形態]
次に、図7A〜図7Eを参照して、本発明の第3の実施の形態にかかる高周波伝送線路10について説明する。図7Aは、第3の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図7Bは、図7AのI−I断面図である。図7Cは、図7Aの左側面図である。図7Dは、図7BのII−II断面図である。図7Eは、図7BのIII−III断面図である。
[Third Embodiment]
Next, with reference to FIG. 7A-FIG. 7E, the high
本実施の形態は、第1の実施の形態と同様、多層配線基板11にグランドビア15を配置する際、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、グランドビア15の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板11を、伸延方向Xにおいて高周波信号線路12を有する領域Aと、当該領域Aの残余からなる領域Bとに分割し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くなるよう、グランドビア15を配置している。
In the present embodiment, as in the first embodiment, when the ground vias 15 are arranged on the
That is, the
図7Aでは、伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、高周波信号ビア14を中心として、多層配線基板11を左右に2分割し、高周波信号線路12を有する左側の領域を領域Aとし、高周波信号線路12を有しない右側の領域を領域Bとしている。
また、図7Aの構成例では、領域Aに6つのグランドビア15を配置し、領域Bに2つのグランドビア15を配置している。したがって、高周波信号ビア14の周囲に配置されたグランドビア15の配置密度は、領域Aの配置密度PAが領域Bの配置密度PBより高くなっている。
In FIG. 7A, along the orthogonal direction Y orthogonal to the extending direction X, the
In the configuration example of FIG. 7A, six ground vias 15 are arranged in the region A, and two
グランドビア15の配置状況については、配置密度PA,PBで定義するのではなく、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置された各グランドビア15の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくなるよう、グランドビア15を配置してもよい。なお、領域A,B内におけるグランドビア15の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔DA,DBとして用いてもよい。
The arrangement status of the ground vias 15 may be defined not by the arrangement densities PA and PB but by the arrangement intervals of the ground vias 15 arranged substantially circumferentially outside the
That is, the ground vias 15 may be arranged such that the arrangement interval DA of the ground vias 15 arranged in the region A is smaller than the arrangement interval DB of the ground vias 15 arranged in the region B. When the arrangement intervals of the ground vias 15 in the regions A and B are different, the minimum value of the arrangement intervals may be used as the arrangement intervals DA and DB.
また、このようなグランドビア15の配置密度に粗密を与える構成に加えて、本実施の形態では、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち、高周波信号線路12の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13が形成されている。
Further, in addition to the configuration that gives the density of the arrangement of the ground vias 15 in this way, in the present embodiment, in the
具体的には、図7Aに示したように、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁が、高周波信号線路12の伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、平面視略直線状に形成されている。
この拡張部13により、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路12と直下グランドプレーン11Gとの間での電界密度を上昇させている。
Specifically, as shown in FIG. 7A, the edge that becomes the boundary with the
The
本実施の形態では、このような構成において、多層配線基板11の最上層に接する絶縁層11Pの厚さが、多層配線基板11の内層に位置する絶縁層11Pより小さい場合について説明する。
すなわち、図7Bに示すように、本実施の形態において、多層配線基板11の最上層の直下に位置する直下絶縁層11Pの厚さH1が、多層配線基板11の内層に位置する内層絶縁層11Pの厚さH2より小さくなるよう形成されている。
In the present embodiment, a case where the thickness of the insulating
That is, as shown in FIG. 7B, in this embodiment, the thickness H1 of the immediately lower insulating
一般的には、高周波信号線路12とグランドプレーン11Gとの間で形成される電気容量Cは、直下絶縁層11Pの厚さが薄くなるほど上昇する傾向がある。したがって、高周波信号線路の特性インピーダンスZは、Z=√(L/C)として一般的に表現されるため、電気容量Cの上昇によって特性インピーダンスが低下してしまうことになる。この一連の現象を避けるため、本実施の形態では高周波信号線路12の線幅を狭くすることで、電気容量Cの上昇を抑制させ、高周波信号線路12の特性インピーダンスを擬似同軸線路構造の特性インピーダンスZ0に整合させている。
In general, the capacitance C formed between the high-
図8Aは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布(絶縁層が薄い場合)を示す説明図である。図8Bは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布(絶縁層が厚い場合)を示す説明図である。
両者を比較して明らかなように、本実施の形態のように絶縁層が薄い場合には電界分布の広がりが狭く、電界密度が比較的高くなる。よって、高周波信号線路12の直下に位置する直下グランドプレーン11Gの面積を小さく形成することが可能であることが容易にわかる。
FIG. 8A is an explanatory diagram showing a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thin) formed between the high-frequency signal line and the ground plane. FIG. 8B is an explanatory diagram showing a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thick) formed between the high-frequency signal line and the ground plane.
As is clear by comparing the two, when the insulating layer is thin as in the present embodiment, the spread of the electric field distribution is narrow and the electric field density is relatively high. Therefore, it can be easily seen that the area of the
この際、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域では、高周波信号線路12とグランドプレーン11Gとの間の距離が離れて、電気容量Cが小さくなる。このため、特性インピーダンスが許容範囲を超えて上昇する場合がある。
本実施の形態は、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち、高周波信号線路12の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13を形成したものである。
At this time, in the connection region of the
In the present embodiment, the
また、拡張部13に与える形状として、図7Aに示したように、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁に、高周波信号ビア14に向けて凸となる凸形状に形成したものである。
この拡張部13により、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路12と直下グランドプレーン11Gとの間での電界密度を上昇させている。
Further, as shown in FIG. 7A, the
The
一方、高周波線路を流れる高周波電流50と対をなすリターン電流はグランドプレーン表面やグランドビア側面を流れるが、不要なインダクタンスの上昇を抑制するためにも、可能な限り高周波電流とリターン電流の対によって構成される複数のループ回路によるインダクタンスの上昇を少なくすることが高周波特性向上の観点で望ましい。 On the other hand, the return current paired with the high-frequency current 50 flowing through the high-frequency line flows on the surface of the ground plane and the side surface of the ground via. However, in order to suppress an increase in unnecessary inductance, the pair of the high-frequency current and return current is used as much as possible. It is desirable from the viewpoint of improving high-frequency characteristics to reduce an increase in inductance due to a plurality of loop circuits that are configured.
図9Aは、図7Aで流れる高周波電流の説明図である。図9Bは、図7Bで流れる高周波電流の説明図である。図9Cは、図7Eの内層グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図9Dは、図7Dの直下グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図9Eは、図7Dの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 FIG. 9A is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 7A. FIG. 9B is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 7B. FIG. 9C is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing on the lower surface of the inner layer ground plane in FIG. 7E. FIG. 9D is an explanatory diagram of the high-frequency current that flows on the lower surface of the ground plane directly below in FIG. 7D. FIG. 9E is an explanatory diagram of the high-frequency current that flows on the upper surface of the ground plane immediately below in FIG. 7D.
本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流50とリターン電流51〜53が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流50とリターン電流51〜53は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流50は、高周波信号線路12の表面から高周波信号ビア14の表面を流れる。
In the present embodiment, the high-frequency signal is propagated when the high-frequency current 50 and the
これに対して、リターン電流51は、グランドビア15の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流52は、多層配線基板11の内層に位置する内層グランドプレーン11Gにおいて、グランドビア15の表面からグランドプレーン11Gの下面、アンチパッド領域16側の内側端部、上面を介してグランドビア15の表面へ流れる。また、リターン電流53は、高周波信号線路12直下に位置する直下グランドプレーン11G、すなわち高周波信号線路12の底面グランドにおいて、グランドビア15の表面から直下グランドプレーン11Gの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路12直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン11Gの上面を高周波電流50とは逆方向に流れる。
On the other hand, the return current 51 flows from the lower side to the upper side on the surface of the ground via 15. The return current 52 is applied to the ground via from the surface of the ground via 15 to the lower surface of the
このような電流分布において、高周波電流50とリターン電流51〜53との電流ループから決定されるインダクタンスLが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスZが√(L/C)で記述されることから、高周波信号線路12のインピーダンスZ0と整合できなくなる。特に、図9Cおよび図9Dに示すように、グランドビア15表面からグランドプレーン11G下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ向かう多数のリターン電流52,53の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスLの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Cを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√(L/C)から分かる。
In such a current distribution, when the inductance L determined from the current loop of the high frequency current 50 and the
これにより、高周波信号ビア14と領域A側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域21における電気容量CAとして、領域Aに高い密度で配置されたグランドビア15の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア14と領域B側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域22における電気容量CBとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてCA>CBの関係を与えていることになる。
As a result, the electric capacity between the high-frequency signal via 14 and the ground potential on the area A side, that is, the electric capacity CA in the bent
したがって、電気容量CA,CBの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路12に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。
Therefore, since the magnitudes of the electric capacities CA and CB are proportional to the magnitude of the electric field density distribution, when the high-frequency signal input to the high-
また、拡張部13を設けたことにより、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量CAがさらに高くなる。このため、高周波信号線路12で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域21で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。よって、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路12から高周波信号ビア14に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
Further, by providing the
また、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁に、高周波信号ビア14に向けて凸となる凸形状に形成したものである。これにより、図13Dに示すように直下グランドプレーン11Gにおいて、グランドビア15の表面からグランドプレーン11Gの下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ流れるリターン電流53の電流パスが、図2Dと比較して短くなる。このため、インダクタンスLの上昇が一層抑制されて、屈曲部における高周波信号の反射や放射をさらに削減することが可能となる。
Further, the
図10Aは、第3の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図10Bは、第3の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図10A,10Bにおいて、特性L1は、図15に示した従来の高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性L2は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 10A is a graph showing the frequency characteristic of reflection loss obtained in the third embodiment. FIG. 10B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the third embodiment. 10A and 10B, a characteristic L1 indicates a three-dimensional electromagnetic field simulation result by the conventional high-frequency transmission line structure shown in FIG. 15, and a characteristic L2 indicates a three-dimensional electromagnetic field by the high-frequency transmission line structure according to the present embodiment. Simulation results are shown.
したがって、図10A,図10Bから明らかなように、信号周波数10GHz以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が10GHz〜60GHzの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as is apparent from FIGS. 10A and 10B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
[第3の実施形態の効果]
このように、本実施の形態は、多層配線基板11のうち、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、当該高周波信号線路12を有する領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAを、当該領域Aの残余からなる領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くしたものである。
より具体的には、各グランドビア15を、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAを、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくしたものである。
[Effect of the third embodiment]
Thus, in the present embodiment, the arrangement density PA of the ground vias 15 arranged in the region A having the high-
More specifically, the ground vias 15 are arranged in a substantially circular shape outside the
これに加えて、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13を設けたものである。
具体的には、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁を、高周波信号ビア14に向けて凸となる凸形状に形成したものである。
In addition to this, the high-frequency signal line within a range that does not contact the high-frequency signal via 14 in the
Specifically, an end edge that becomes a boundary with the
これにより、高周波信号線路12がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路12と高周波信号ビア14との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、10GHz以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
As a result, even when the high-
[第4の実施の形態]
次に、図11A〜図11Eを参照して、本発明の第4の実施の形態にかかる高周波伝送線路10について説明する。図11Aは、第4の実施の形態にかかる高周波伝送線路の構成を示す上面図である。図11Bは、図11AのI−I断面図である。図11Cは、図11Aの左側面図である。図11Dは、図11BのII−II断面図である。図11Eは、図11BのIII−III断面図である。
[Fourth Embodiment]
Next, with reference to FIG. 11A-FIG. 11E, the high
第3の実施の形態では、高周波信号線路12がマイクロストリップ線路からなる場合を例として説明した。本実施の形態では、高周波信号線路12がグランデッドコプレーナ線路からなる場合について説明する。
In the third embodiment, the case where the high-
本実施の形態において、高周波信号線路12は、多層配線基板11の最上層に線状に形成された金属などの導体と、絶縁層11Pを介して最上層の直下に形成された直下グランドプレーン11Gからなる底面グランドとを有する、特性インピーダンスZ0のグランデッドコプレーナ線路から構成されている。
また、多層配線基板11の最上層には、上部グランドプレーン17が形成されている。この上部グランドプレーン17は、接地電位に接続された金属などの導体層からなり、当該導体層が高周波信号ビア14を中心として平面視略円環状に選択除去されてなる上部アンチパッド領域16Aを挟んで、高周波信号ビア14および高周波信号線路12の周囲に形成された接地導体である。
In the present embodiment, the high-
An
本実施の形態にかかるその他の構造については、第1の実施の形態と同様であり、本実施の形態においても、多層配線基板11にグランドビア15を配置する際、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、グランドビア15の配置密度に粗密を与えるようにしたものである。
すなわち、多層配線基板11を、伸延方向Xにおいて高周波信号線路12を有する領域Aと、当該領域Aの残余からなる領域Bとに分割し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くなるよう、グランドビア15を配置している。
The other structure according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment, and also in this embodiment, when the ground via 15 is disposed on the
That is, the
図11Aでは、伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、高周波信号ビア14を中心として、多層配線基板11を左右に2分割し、高周波信号線路12を有する左側の領域を領域Aとし、高周波信号線路12を有しない右側の領域を領域Bとしている。
また、図11Aの構成例では、領域Aに6つのグランドビア15を配置し、領域Bに2つのグランドビア15を配置している。したがって、高周波信号ビア14の周囲に配置されたグランドビア15の配置密度は、領域Aの配置密度PAが領域Bの配置密度PBより高くなっている。
In FIG. 11A, along the orthogonal direction Y orthogonal to the extending direction X, the
In the configuration example of FIG. 11A, six ground vias 15 are arranged in the region A, and two
グランドビア15の配置状況については、配置密度PA,PBで定義するのではなく、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置された各グランドビア15の配置間隔で定義してもよい。
すなわち、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAが、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくなるよう、グランドビア15を配置してもよい。なお、領域A,B内におけるグランドビア15の配置間隔が異なる場合、それぞれの配置間隔の最小値を配置間隔DA,DBとして用いてもよい。
The arrangement status of the ground vias 15 may be defined not by the arrangement densities PA and PB but by the arrangement intervals of the ground vias 15 arranged substantially circumferentially outside the
That is, the ground vias 15 may be arranged such that the arrangement interval DA of the ground vias 15 arranged in the region A is smaller than the arrangement interval DB of the ground vias 15 arranged in the region B. When the arrangement intervals of the ground vias 15 in the regions A and B are different, the minimum value of the arrangement intervals may be used as the arrangement intervals DA and DB.
また、このようなグランドビア15の配置密度に粗密を与える構成に加えて、本実施の形態では、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち、高周波信号線路12の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13が形成されている。
Further, in addition to the configuration that gives the density of the arrangement of the ground vias 15 in this way, in the present embodiment, in the
具体的には、図11Aに示したように、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁が、高周波信号線路12の伸延方向Xと直交する直交方向Yに沿って、平面視略直線状に形成されている。
この拡張部13により、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路12と直下グランドプレーン11Gとの間での電界密度を上昇させている。
Specifically, as shown in FIG. 11A, the edge that becomes the boundary with the
The
本実施の形態では、このような構成において、多層配線基板11の最上層に接する絶縁層11Pの厚さが、多層配線基板11の内層に位置する絶縁層11Pより小さい場合について説明する。
すなわち、図11Bに示すように、本実施の形態において、多層配線基板11の最上層の直下に位置する直下絶縁層11Pの厚さH1が、多層配線基板11の内層に位置する内層絶縁層11Pの厚さH2より小さくなるよう形成されている。
In the present embodiment, a case where the thickness of the insulating
That is, as shown in FIG. 11B, in this embodiment, the thickness H1 of the immediately lower insulating
一般的には、高周波信号線路12とグランドプレーン11Gとの間で形成される電気容量Cは、直下絶縁層11Pの厚さが薄くなるほど上昇する傾向がある。したがって、高周波信号線路の特性インピーダンスZは、Z=√(L/C)として一般的に表現されるため、電気容量Cの上昇によって特性インピーダンスが低下してしまうことになる。この一連の現象を避けるため、本実施の形態では高周波信号線路12の線幅を狭くすることで、電気容量Cの上昇を抑制させ、高周波信号線路12の特性インピーダンスを擬似同軸線路構造の特性インピーダンスZ0に整合させている。
In general, the capacitance C formed between the high-
図12Aは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布(絶縁層が薄い場合)を示す説明図である。図12Bは、高周波信号線路とグランドプレーンとの間で形成される電気力線分布(絶縁層が厚い場合)を示す説明図である。
両者を比較して明らかなように、本実施の形態のように絶縁層が薄い場合には電界分布の広がりが狭く、電界密度が比較的高くなる。よって、高周波信号線路12の直下に位置する直下グランドプレーン11Gの面積を小さく形成することが可能であることが容易にわかる。
FIG. 12A is an explanatory diagram showing a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thin) formed between the high-frequency signal line and the ground plane. FIG. 12B is an explanatory diagram illustrating a distribution of electric lines of force (when the insulating layer is thick) formed between the high-frequency signal line and the ground plane.
As is clear by comparing the two, when the insulating layer is thin as in the present embodiment, the spread of the electric field distribution is narrow and the electric field density is relatively high. Therefore, it can be easily seen that the area of the
この際、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域では、高周波信号線路12とグランドプレーン11Gとの間の距離が離れて、電気容量Cが小さくなる。このため、特性インピーダンスが許容範囲を超えて上昇する場合がある。
本実施の形態は、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち、高周波信号線路12の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13を形成したものである。
At this time, in the connection region of the
In the present embodiment, the
また、拡張部13に与える形状として、図11Aに示したように、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁に、高周波信号ビア14に向けて凸となる凸形状に形成したものである。
この拡張部13により、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量を高くさせ、高周波信号線路12と直下グランドプレーン11Gとの間での電界密度を上昇させている。
Further, as shown in FIG. 11A, the
The
一方、高周波線路を流れる高周波電流50と対をなすリターン電流はグランドプレーン表面やグランドビア側面を流れるが、不要なインダクタンスの上昇を抑制するためにも、可能な限り高周波電流とリターン電流の対によって構成される複数のループ回路によるインダクタンスの上昇を少なくすることが高周波特性向上の観点で望ましい。 On the other hand, the return current paired with the high-frequency current 50 flowing through the high-frequency line flows on the surface of the ground plane and the side surface of the ground via. However, in order to suppress an increase in unnecessary inductance, the pair of the high-frequency current and return current is used as much as possible. It is desirable from the viewpoint of improving high-frequency characteristics to reduce an increase in inductance due to a plurality of loop circuits that are configured.
図13Aは、図11Aで流れる高周波電流の説明図である。図13Bは、図11Bで流れる高周波電流の説明図である。図13Cは、図11Eの内層グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図13Dは、図11Dの直下グランドプレーン下面で流れる高周波電流の説明図である。図13Eは、図11Dの直下グランドプレーン上面で流れる高周波電流の説明図である。 FIG. 13A is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 11A. FIG. 13B is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing in FIG. 11B. FIG. 13C is an explanatory diagram of the high-frequency current flowing on the lower surface of the inner layer ground plane in FIG. 11E. FIG. 13D is an explanatory diagram of a high-frequency current that flows on the lower surface of the ground plane directly below in FIG. 11D. FIG. 13E is an explanatory diagram of the high-frequency current that flows on the upper surface of the ground plane immediately below in FIG. 11D.
本実施の形態において、高周波信号は、高周波電流50とリターン電流51〜54が同時に流れることで伝搬される。これら高周波電流50とリターン電流51〜54は、表皮効果によって、導体表面を伝って流れる。すなわち、高周波電流50は、高周波信号線路12の表面から高周波信号ビア14の表面を流れる。
In the present embodiment, the high frequency signal is propagated by the high frequency current 50 and the
これに対して、リターン電流51は、グランドビア15の表面を下側から上側に向かって流れる。また、リターン電流52は、多層配線基板11の内層に位置する内層グランドプレーン11Gにおいて、グランドビア15の表面からグランドプレーン11Gの下面、アンチパッド領域16側の内側端部、上面を介してグランドビア15の表面へ流れる。また、リターン電流53は、高周波信号線路12直下に位置する直下グランドプレーン11G、すなわち高周波信号線路12の底面グランドにおいて、グランドビア15の表面から直下グランドプレーン11Gの下面を介して内側端部へ流れた後、その内側端部に沿って高周波信号線路12直下まで流れ、その後に直下グランドプレーン11Gの上面を高周波電流50とは逆方向に流れる。また、リターン電流54は、上部グランドプレーン17において、グランドビア15の表面から上部グランドプレーン17の下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ流れた後、その内側端部を高周波信号線路12と対向する端部まで流れ、その後にその端部を高周波電流50とは逆方向に流れる。
On the other hand, the return current 51 flows from the lower side to the upper side on the surface of the ground via 15. The return current 52 is applied to the ground via from the surface of the ground via 15 to the lower surface of the
このような電流分布において、高周波電流50とリターン電流51〜54との電流ループから決定されるインダクタンスLが上昇すると、擬似同軸線路構造の特性インピーダンスZが√(L/C)で記述されることから、高周波信号線路12のインピーダンスZ0と整合できなくなる。特に、図13Cおよび図13Dに示すように、グランドビア15表面からグランドプレーン11G下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ向かう多数のリターン電流52,53の電流パスが、全て電気的に並列接続されており、インダクタンスLの低減効果が現れる。この効果は、電気容量Cを高くした効果と等価であることが、特性インピーダンスを表す式√(L/C)から分かる。
In such a current distribution, when the inductance L determined from the current loop of the high-frequency current 50 and the
これにより、高周波信号ビア14と領域A側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ内側領域21における電気容量CAとして、領域Aに高い密度で配置されたグランドビア15の存在によって、実効的に高い電気容量を与えることと等価になる。このことは、高周波信号ビア14と領域B側の接地電位との間の電気容量、すなわち折り曲げ外側領域22における電気容量CBとして低い容量を与えていることを意味する。このため、結果としてCA>CBの関係を与えていることになる。
As a result, the electric capacity between the high-frequency signal via 14 and the ground potential on the area A side, that is, the electric capacity CA in the bent
したがって、電気容量CA,CBの大小は、電界密度分布の大小に比例することから、高周波信号線路12に入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号の反射や空間中への放射が抑制される。
Therefore, since the magnitudes of the electric capacities CA and CB are proportional to the magnitude of the electric field density distribution, when the high-frequency signal input to the high-
また、拡張部13を設けたことにより、アンチパッド領域16のうち高周波信号線路12が高周波信号ビア14に接続されるまでの接続領域において、高周波信号線路12と接地電位との間の電気容量CAがさらに高くなる。このため、高周波信号線路12で生じる電界強度分布と同様に、折り曲げ内側領域21で電界強度分布の閉じ込めが比較的強くなる。よって、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、高周波信号線路12から高周波信号ビア14に向かう高周波信号の反射や放射が比較的低くなり、安定した伝搬特性が得られる。
Further, by providing the
また、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁に、高周波信号ビア14に向けて凸となる凸形状に形成したものである。これにより、図13Dに示すように直下グランドプレーン11Gにおいて、グランドビア15の表面からグランドプレーン11Gの下面を介してアンチパッド領域16側の内側端部へ流れるリターン電流53の電流パスが、図2Dと比較して短くなる。このため、インダクタンスLの上昇が一層抑制されて、屈曲部における高周波信号の反射や放射をさらに削減することが可能となる。
Further, the
図14Aは、第4の実施の形態で得られる反射損失の周波数特性を示すグラフである。図14Bは、第4の実施の形態で得られる通過損失の周波数特性を示すグラフである。図14A,14Bにおいて、特性L1は、図15に示した従来の高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示し、特性L2は、本実施の形態にかかる高周波伝送線路構造による3次元電磁界シミュレーション結果を示している。 FIG. 14A is a graph showing the frequency characteristic of reflection loss obtained in the fourth embodiment. FIG. 14B is a graph showing the frequency characteristics of the passage loss obtained in the fourth embodiment. 14A and 14B, a characteristic L1 indicates a three-dimensional electromagnetic field simulation result by the conventional high-frequency transmission line structure shown in FIG. 15, and a characteristic L2 indicates a three-dimensional electromagnetic field by the high-frequency transmission line structure according to the present embodiment. Simulation results are shown.
したがって、図14A,図14Bから明らかなように、信号周波数10GHz以上において、反射損失および通過損失のいずれにおいても損失が改善されており、基板平面方向から垂直方向への屈曲部において、少なくとも信号周波数が10GHz〜60GHzの範囲の高周波信号を少ない通過損失および反射損失で伝搬できていることが分かる。 Therefore, as apparent from FIGS. 14A and 14B, the loss is improved in both the reflection loss and the passage loss at the signal frequency of 10 GHz or more, and at least the signal frequency in the bent portion from the substrate plane direction to the vertical direction. It can be seen that a high-frequency signal in the range of 10 GHz to 60 GHz can be propagated with a small passage loss and reflection loss.
[第4の実施形態の効果]
このように、本実施の形態は、多層配線基板11のうち、高周波信号線路12の伸延方向Xにおいて、当該高周波信号線路12を有する領域Aに配置されたグランドビア15の配置密度PAを、当該領域Aの残余からなる領域Bに配置されたグランドビア15の配置密度PBより高くしたものである。
より具体的には、各グランドビア15を、アンチパッド領域16の外側に略円周状に配置し、領域Aに配置されたグランドビア15の配置間隔DAを、領域Bに配置されたグランドビア15の配置間隔DBより小さくしたものである。
[Effect of the fourth embodiment]
Thus, in the present embodiment, the arrangement density PA of the ground vias 15 arranged in the region A having the high-
More specifically, the ground vias 15 are arranged in a substantially circular shape outside the
これに加えて、多層配線基板11を構成するグランドプレーン11Gのうち最上層の直下に形成された直下グランドプレーン11Gに、アンチパッド領域16のうち高周波信号ビア14と接触しない範囲で、高周波信号線路12がアンチパッド領域16の外周縁と平面視において交差する交点Pから高周波信号ビア14に向けて、直下グランドプレーン11Gの端部が拡張された拡張部13を設けたものである。
具体的には、拡張部13のうちアンチパッド領域16との境界となる端縁を、高周波信号ビア14に向けて凸となる凸形状に形成したものである。
In addition to this, the high-frequency signal line within a range that does not contact the high-frequency signal via 14 in the
Specifically, an end edge that becomes a boundary with the
これにより、高周波信号線路12がグランデッドコプレーナ線路からなる場合であっても、入力された高周波信号を、基板平面方向から垂直方向に折り曲げる際、折り曲げ外側領域22では電気容量CBが低減されて電界密度分布が低くなり、折り曲げ内側領域21では電気容量CAが高くなって電界密度分布が上昇する。したがって、高周波信号が折り曲がる高周波信号線路12と高周波信号ビア14との接続点において、より効果的に、高周波信号の反射や空間中への放射を抑制することができ、10GHz以上の高周波信号を、少ない通過損失および反射損失で伝搬させることが可能となる。
As a result, even when the high-
[実施の形態の拡張]
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
[Extended embodiment]
The present invention has been described above with reference to the embodiments, but the present invention is not limited to the above embodiments. Various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention. In addition, each embodiment can be implemented in any combination within a consistent range.
10…高周波伝送線路、11…多層配線基板、11G…グランドプレーン、11P…絶縁層、12…高周波信号線路、13…拡張部、14…高周波信号ビア、15…グランドビア、16…アンチパッド領域、17…上部グランドプレーン、21…折り曲げ内側領域、22…折り曲げ外側領域、A,B…領域、PA,PB…配置密度、DA,DB…配置間隔、CA,CB…電気容量、P…交点、X…伸延方向、Y…直交方向、Z…垂直方向。
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記グランドプレーンが選択的に除去されたアンチパッド領域を、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された高周波信号ビアと、
前記アンチパッド領域の外側に前記高周波信号ビアを囲うように略円周状に点在配置されて、前記各グランドプレーンと接続するとともに、前記多層配線基板の最上層から最下層まで垂直方向に貫通して形成された複数のグランドビアと、
前記最上層に線状に形成されて、先端が前記高周波信号ビアの上端と接続された高周波信号線路とを備え、
前記多層配線基板は、前記高周波信号線路の伸延方向において当該高周波信号線路を有する領域Aと、当該領域Aの残余からなる領域Bとからなり、前記領域Aに配置された前記グランドビアの配置間隔DAが、前記領域Bに配置された前記グランドビアの配置間隔DBより小さく、
前記グランドプレーンのうち前記最上層の直下に形成された直下グランドプレーンは、前記アンチパッド領域のうち前記高周波信号ビアと接触しない範囲で、前記高周波信号線路が前記アンチパッド領域の外周縁と交差する交点から前記高周波信号ビアに向けて、当該直下グランドプレーンの端部が拡張された拡張部を有する
ことを特徴とする高周波伝送線路。 A multilayer wiring board in which ground planes and insulators or ground planes and semiconductors are alternately stacked;
A high-frequency signal via formed by penetrating the antipad region from which the ground plane has been selectively removed vertically from the uppermost layer to the lowermost layer of the multilayer wiring board;
The high-frequency signal is scattered disposed substantially circumferentially so as to surround the vias on the outside of the anti-pad region, through the addition to connecting the respective ground plane, perpendicular to the bottom layer from the uppermost layer of the multilayer wiring board A plurality of ground vias formed,
The uppermost layer is formed in a linear shape, and includes a high-frequency signal line having a tip connected to an upper end of the high-frequency signal via,
The multilayer wiring board includes a region A having the high-frequency signal line in a direction in which the high-frequency signal line extends and a region B including the remainder of the region A, and an arrangement interval of the ground vias arranged in the region A DA is smaller than the arrangement interval DB of the ground vias arranged in the region B,
The ground plane formed immediately below the uppermost layer of the ground plane is a range in which the high-frequency signal line intersects with the outer periphery of the anti-pad region in a range not contacting the high-frequency signal via in the anti-pad region. A high-frequency transmission line comprising an extended portion in which an end portion of the ground plane directly below is extended from an intersection to the high-frequency signal via.
前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁は、前記高周波信号線路の伸延方向と直交する直交方向に沿って、平面視略直線状に形成されていることを特徴とする高周波伝送線路。 In the high frequency transmission line according to claim 1,
An end edge serving as a boundary with the antipad region in the extended portion is formed in a substantially straight line shape in plan view along an orthogonal direction orthogonal to the extending direction of the high-frequency signal line. Transmission line.
前記拡張部のうち前記アンチパッド領域との境界となる端縁は、前記高周波信号ビアに向けて凸となる凸形状に形成されていることを特徴とする高周波伝送線路。 In the high frequency transmission line according to claim 1 or claim 2,
An end edge serving as a boundary with the antipad region in the extended portion is formed in a convex shape that is convex toward the high frequency signal via.
前記高周波信号線路は、マイクロストリップ線路、または、グランデッドコプレーナ線路からなることを特徴とする高周波伝送線路。 In the high frequency transmission line according to any one of claims 1 to 3,
The high-frequency signal transmission line is characterized in that the high-frequency signal transmission line is a microstrip line or a grounded coplanar line.
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