JP2015029380A

JP2015029380A - ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔｃｕｒｒｅｎｔ）／ＡＣ（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔ）インバータ及び制御方法

Info

Publication number: JP2015029380A
Application number: JP2013157972A
Authority: JP
Inventors: 健太郎木内; Kentaro Kiuchi; 静夫森岡; Shizuo Morioka
Original assignee: Toshiba Digital Media Engineering Corp
Current assignee: Toshiba Development and Engineering Corp
Priority date: 2013-07-30
Filing date: 2013-07-30
Publication date: 2015-02-12
Anticipated expiration: 2033-07-30
Also published as: JP6186200B2

Abstract

【課題】軽負荷時における出力電圧波形の歪みを低減する。
【解決手段】実施形態によれば、ＤＣ／ＡＣインバータは、ＰＷＭ制御部２１０と、判定部２２０とを含む。ＰＷＭ制御部２１０は、一次側スイッチング素子Ｑ１及び二次側スイッチング素子Ｑ３を交互にオンオフ制御するために第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を生成する。判定部２２０は、キャパシタＣ１の一端に印加される電圧をモニタすることによって出力電圧波形を取得し、出力電圧波形を基準正弦波形と比較して歪み評価値を算出し、歪み評価値が閾値未満であるならばＰＷＭ制御部２１０の動作モードを第１のモードに設定し、歪み評価値が閾値以上であるならば動作モードを第２のモードに設定する。動作モードが第２のモードである場合の第２のＰＷＭ信号のオン期間は、動作モードが第１のモードである場合に比べて長い。
【選択図】図８

Description

実施形態は、ＤＣ／ＡＣインバータに関する。

正弦波型のＤＣ／ＡＣインバータは、少なくとも１系統のトランス及び整流回路と、出力端子に対して並列に接続されたキャパシタとを備える。このトランスの二次側の整流回路は、同期整流（図２に例示される）またはダイオード（例えば、図３に示されるダイオードＤ１及びダイオードＤ２）を用いた整流を行う。このキャパシタは、この整流回路によって整流される電流によって充放電（即ち、エネルギーの蓄積及び放出）される。このＤＣ／ＡＣインバータの出力電圧波形は、この同期整流またはダイオードを通じて正弦波状に整形される。

しかしながら、ＤＣ／ＡＣインバータの負荷電流が小さい（即ち、軽負荷である）場合には、キャパシタに充電された電荷が十分に放電されないので、出力電圧波形（例えば、図４において破線で描かれる波形）は基準となる正弦波（例えば、図４において実線で描かれる波形）に比べて歪むことになる。

上記出力電圧波形の歪みを低減させるために、追加の抵抗器（例えば、図２及び図３に示される抵抗器Ｒ１）を出力端子に対して並列に接続することが提案されている。この追加の抵抗器を接続することによりＤＣ／ＡＣインバータの負荷電流は増大するので、この出力電圧波形の歪みは低減する。

しかしながら、上記出力電圧波形の歪みの低減は、上記追加の抵抗器によるエネルギー（電流）の消費を代償に達成される。故に、この追加の抵抗器を接続することにより、軽負荷時におけるＤＣ／ＡＣインバータの損失は増大（即ち、効率は低下）する。

更に、上記追加の抵抗器は、上記キャパシタにおける余剰のエネルギーを吸収することを求められる。即ち、この追加の抵抗器として、典型的にはケースサイズの抵抗器が採用されることになる。故に、この追加の抵抗器は、ＤＣ／ＡＣインバータの小型化を困難にすると共に大きな発熱を生じる。

特開平８−２１４５５４号公報

実施形態は、軽負荷時における出力電圧波形の歪みを低減することを目的とする。

実施形態によれば、ＤＣ／ＡＣインバータは、トランスと、一次側スイッチング素子と、二次側スイッチング素子と、キャパシタと、ＰＷＭ制御部と、判定部とを含む。トランスは、一次インダクタ及び二次インダクタを備え、一次インダクタの一端が二次電池の正極端子に接続される。一次側スイッチング素子は、一次インダクタの他端に接続される一端とグランドに接続される他端とを備え、当該一次インダクタを流れる一次電流を制御する。二次側スイッチング素子は、二次インダクタの一端に接続される一端とグランドに接続される他端とを備え、当該二次インダクタを流れる二次電流を制御する。キャパシタは、二次インダクタの他端に接続される一端とグランドに接続される他端とを備える。ＰＷＭ制御部は、一次側スイッチング素子及び二次側スイッチング素子を交互にオンオフ制御するために第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を生成する。判定部は、キャパシタの一端に印加される電圧をモニタすることによって出力電圧波形を取得し、出力電圧波形を基準正弦波形と比較して歪み評価値を算出し、歪み評価値が閾値未満であるならばＰＷＭ制御部の動作モードを第１のモードに設定し、歪み評価値が閾値以上であるならば動作モードを第２のモードに設定する。動作モードが第２のモードである場合の第２のＰＷＭ信号のオン期間は、動作モードが第１のモードである場合に比べて長い。

第１の実施形態に係るＤＣ／ＡＣインバータを例示する図。同期整流を行うＤＣ／ＡＣインバータを例示する図。ダイオードを用いた整流を行うＤＣ／ＡＣインバータを例示する図。軽負荷時に生じる出力電圧波形の歪みの説明図。図１の判定部の動作を例示するフローチャート。ＰＷＭ制御部（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に設定された動作モードが通常モードである場合のスイッチング素子のオンオフ制御を例示するグラフ。ＰＷＭ制御部に設定された動作モードが歪み補正モードである場合のスイッチング素子のオンオフ制御を例示するグラフ。第２の実施形態に係るＤＣ／ＡＣインバータを例示する図。図８の判定部の動作を例示するフローチャート。

以下、図面を参照しながら実施形態の説明が述べられる。尚、以降、説明済みの要素と同一または類似の要素には同一または類似の符号が付され、重複する説明は基本的に省略される。

（第１の実施形態）
図１に例示されるように、第１の実施形態に係るＤＣ／ＡＣインバータは、二次電池ＢＡＴ１と、トランスＴ１と、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ３と、トランスＴ２と、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ４と、キャパシタＣ１と、制御部１００と、電流検出部１３０と、出力端子ｏｕｔｐｕｔとを備える。

図１のＤＣ／ＡＣインバータは、２系統のトランス（即ち、トランスＴ１及びトランスＴ２）及び整流回路（即ち、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ３、ならびに、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ４）を備えている。しかしながら、本実施形態に係るＤＣ／ＡＣインバータは、１系統または３系統以上のトランス及び整流回路を備えてもよい。

制御部１００は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４のオンオフのタイミングを制御することによって同期整流を行う。制御部１００は、ＰＷＭ制御部１１０及び判定部１２０を含む。

二次電池ＢＡＴ１の一端（正極端子）は、トランスＴ１及びトランスＴ２の各々の一次インダクタの一端に接続される。二次電池ＢＡＴ１の他端（負極端子）は接地される。二次電池ＢＡＴ１は、例えばリチウムイオン二次電池であるがこれに限られない。

トランスＴ１の一次インダクタの他端は、スイッチング素子Ｑ１の一端に接続される。トランスＴ１の一次インダクタを流れる電流（一次電流）は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフによって制御される。同様に、トランスＴ２の一次インダクタの他端は、スイッチング素子Ｑ２の一端に接続される。トランスＴ２の一次インダクタを流れる電流（一次電流）は、スイッチング素子Ｑ２のオンオフによって制御される。

トランスＴ１及びトランスＴ２の各々は、一次側の入力交流電圧を二次側の交流出力電圧へと変換する。換言すれば、トランスＴ１及びトランスＴ２の各々は、一次インダクタに蓄積されたエネルギーを二次インダクタへと伝達する。

スイッチング素子Ｑ１は、例えばＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−ＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタによって形成されてよいがこれに限られない。スイッチング素子Ｑ１がＭＯＳトランジスタによって形成されているならば、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子及びソース端子の間には寄生ダイオードが存在する。スイッチング素子Ｑ１の他端は接地される。

スイッチング素子Ｑ１の制御端子（例えば、ゲート端子）は、ＰＷＭ制御部１１０から第１のＰＷＭ信号を入力する。スイッチング素子Ｑ１は、第１のＰＷＭ信号がハイレベルであるときにオンとなり、第１のＰＷＭ信号がローレベルであるときにオフとなる。

同様に、スイッチング素子Ｑ２は、例えばＭＯＳトランジスタによって形成されてよいがこれに限られない。スイッチング素子Ｑ２がＭＯＳトランジスタによって形成されているならば、スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子及びソース端子の間には寄生ダイオードが存在する。スイッチング素子Ｑ２の他端は接地される。

スイッチング素子Ｑ２の制御端子（例えば、ゲート端子）は、ＰＷＭ制御部１１０から第２のＰＷＭ信号を入力する。スイッチング素子Ｑ２は、第２のＰＷＭ信号がハイレベルであるときにオンとなり、第２のＰＷＭ信号がローレベルであるときにオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２は、ＰＷＭ制御部１１０によって、互いに異なるタイミングでオンオフ制御される。尚、一般的に、複数系統のトランス及びスイッチング素子が採用される場合には、各系統のスイッチング素子のオンオフタイミング差は公知の技法に基づいて設計されてよい。

トランスＴ１の二次インダクタの一端は、スイッチング素子Ｑ３の一端に接続される。トランスＴ１の二次インダクタを流れる電流（二次電流）は、スイッチング素子Ｑ３のオンオフによって制御される。同様に、トランスＴ２の二次インダクタの一端は、スイッチング素子Ｑ４の一端に接続される。トランスＴ２の二次インダクタを流れる電流（二次電流）は、スイッチング素子Ｑ４のオンオフによって制御される。

スイッチング素子Ｑ３は、例えばＭＯＳトランジスタによって形成されてよいがこれに限られない。スイッチング素子Ｑ３がＭＯＳトランジスタによって形成されているならば、スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子及びソース端子の間には寄生ダイオードが存在する。スイッチング素子Ｑ３の他端は接地される。

スイッチング素子Ｑ３の制御端子（例えば、ゲート端子）は、ＰＷＭ制御部１１０から第３のＰＷＭ信号を入力する。スイッチング素子Ｑ３は、第３のＰＷＭ信号がハイレベルであるときにオンとなり、第３のＰＷＭ信号がローレベルであるときにオフとなる。

同様に、スイッチング素子Ｑ４は、例えばＭＯＳトランジスタによって形成されてよいがこれに限られない。スイッチング素子Ｑ４がＭＯＳトランジスタによって形成されているならば、スイッチング素子Ｑ４のドレイン端子及びソース端子の間には寄生ダイオードが存在する。スイッチング素子Ｑ４の他端は接地される。

スイッチング素子Ｑ４の制御端子（例えば、ゲート端子）は、ＰＷＭ制御部１１０から第４のＰＷＭ信号を入力する。スイッチング素子Ｑ４は、第４のＰＷＭ信号がハイレベルであるときにオンとなり、第４のＰＷＭ信号がローレベルであるときにオフとなる。

尚、スイッチング素子Ｑ３は、前述のスイッチング素子Ｑ１と交互にオンオフ制御される。具体的には、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ３の一方がオンである時に他方はオフである。同様に、スイッチング素子Ｑ４は、前述のスイッチング素子Ｑ２と交互にオンオフ制御される。具体的には、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ４の一方がオンである時に他方はオフである。

キャパシタＣ１の一端は、トランスＴ１及びトランスＴ２の各々の二次インダクタの他端に接続される。キャパシタＣ１の他端は接地される。

電流検出部１３０は、キャパシタＣ１の一端と出力端子ｏｕｔｐｕｔとの間を流れる負荷電流を検出する。電流検出部１３０は、キャパシタＣ１の一端と出力端子ｏｕｔｐｕｔとの間に接続される抵抗器を用いて実装されてもよい。

ＰＷＭ制御部１１０は、前述の第１のＰＷＭ信号、第２のＰＷＭ信号、第３のＰＷＭ信号及び第４のＰＷＭ信号を生成し、これらをスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４へとそれぞれ出力する。後述されるように、各ＰＷＭ信号のオン期間及びオフ期間の長さは、ＰＷＭ制御部１１０に設定された動作モードに依存して異なる。

判定部１２０は、電流検出部１３０によって検出される負荷電流を計測する。判定部１２０は、計測された負荷電流を閾値と比較する。判定部１２０は、比較結果に応じてＰＷＭ制御部１１０の動作モードを設定する。

具体的には、図５に例示されるように、判定部１２０は、比較結果に応じてＰＷＭ制御部１１０の動作モードを後述される通常モードまたは歪み補正モードに設定する。

判定部１２０は、電流検出部１３０によって検出される負荷電流を計測する（ステップＳ１０１）。ステップＳ１０１において計測された負荷電流が閾値以上であるならば（ステップＳ１０２）、判定部１２０はＰＷＭ制御部１１０の動作モードを通常モードに設定する（ステップＳ１０３）。他方、ステップＳ１０１において計測された負荷電流が閾値未満（即ち、軽負荷時）であるならば（ステップＳ１０２）、判定部１２０はＰＷＭ制御部１１０の動作モードを歪み補正モードに設定する（ステップＳ１０４）。ステップＳ１０３及びステップＳ１０４の後に、処理はステップＳ１０１に戻る。

ＰＷＭ制御部１１０は、設定された動作モードが通常モードである場合に、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ３を図６に例示されるようにオンオフ制御する。具体的には、ＰＷＭ制御部１１０は、設定された動作モードが通常モードである場合に、スイッチング素子Ｑ３（要するに、二次側のスイッチング素子）を正の方向（即ち、スイッチング素子Ｑ３の他端から一端に向かう方向）に流れる電流が０Ａになるタイミングで当該スイッチング素子Ｑ３をオンからオフへと切り替える。

他方、ＰＷＭ制御部１１０は、設定された動作モードが歪み補正モードである場合に、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ３を図７に例示されるようにオンオフ制御する。具体的には、ＰＷＭ制御部１１０は、設定された動作モードが歪み補正モードである場合に、スイッチング素子Ｑ３（即ち、第３のＰＷＭ信号）のオン期間を、設定された動作モードが通常モードである場合に比べて長くする。故に、軽負荷時であっても、キャパシタＣ１に充電された電荷が十分に放電されるので、出力電圧波形の歪みは低減する。

前述のように、ＰＷＭ制御部１１０に設定された動作モードが歪み補正モードである場合に、スイッチング素子Ｑ３のオン期間は、ＰＷＭ制御部１１０に設定された動作モードが通常モードである場合に比べて長い。即ち、ＰＷＭ制御部１１０は、設定された動作モードが歪み補正モードである場合に、スイッチング素子Ｑ３を正方向に流れる電流が０Ａになるタイミングでは当該スイッチング素子Ｑ３をオンからオフへと切り替えない。故に、スイッチング素子Ｑ３のオン期間の一部に亘って、当該スイッチング素子Ｑ３を負の方向（即ち、スイッチング素子Ｑ３の一端から他端に向かう方向）に電流が流れることになる。

この負の方向の電流によって、トランスＴ１の二次インダクタにエネルギー（これは、キャパシタＣ１に蓄積されていた余剰の電荷に相当する）が蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り替えられると、二次インダクタに蓄積されたエネルギーはトランスＴ１の一次インダクタへと伝達される。そして、この一次インダクタへ伝達されたエネルギーは、二次電池ＢＡＴ１によって回収及び再利用されることになる。

以上説明したように、第１の実施形態に係るＤＣ／ＡＣインバータのＰＷＭ制御部の動作モードは、計測された負荷電流が閾値未満である場合に、歪み補正モードに設定される。ＰＷＭ制御部に設定された動作モードが歪み補正モードである場合に、このＤＣ／ＡＣインバータは、設定された動作モードが通常モードである場合に比べて長い期間に亘って二次側のスイッチング素子をオンにする。故に、このＤＡ／ＡＣインバータによれば、軽負荷時であっても出力キャパシタ（即ち、出力端子に並列接続されたキャパシタ）に充電された電荷が十分に放電されるので、出力電圧波形の歪みは低減する。要するに、このＤＣ／ＡＣインバータによれば、負荷の大小に関わらず、歪みの小さな正弦波状の出力電圧波形を生成することができる。

また、ＰＷＭ制御部に設定された動作モードが歪み補正モードである場合に、上記出力キャパシタに蓄積されていた余剰の電荷に相当するエネルギーが、トランスの二次インダクタに蓄積され、それから一次インダクタへ伝達され、最終的に二次電池によって回収及び再利用される。故に、このＤＣ／ＡＣインバータによれば省エネルギー動作が可能である。

更に、このＤＣ／ＡＣインバータは、出力端子に対して並列接続される追加の抵抗器（例えば、図２及び図３に示される抵抗器Ｒ１）を必要としない。即ち、このＤＣ／ＡＣインバータによれば、この追加の抵抗器を接続することにより生じる種々の問題（例えば、特に軽負荷時に大きな損失が生じること、小型化が困難であること、大きな発熱が発生することなど）を回避することができる。

（第２の実施形態）
図８に例示されるように、第２の実施形態に係るＤＣ／ＡＣインバータは、図１のＤＣ／ＡＣインバータから電流検出部１３０を削除すると共に制御部１００を制御部２００に置換したものに相当する。

制御部２００は、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４のオンオフのタイミングを制御することによって同期整流を行う。制御部２００は、ＰＷＭ制御部２１０及び判定部２２０を含む。

ＰＷＭ制御部２１０は、第１のＰＷＭ信号、第２のＰＷＭ信号、第３のＰＷＭ信号及び第４のＰＷＭ信号を生成し、これらをスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４へとそれぞれ出力する。尚、各ＰＷＭ信号の役割は前述の第１の実施形態と同様である。後述されるように、各ＰＷＭ信号のオン期間及びオフ期間の長さは、ＰＷＭ制御部２１０に設定された動作モードに依存して異なる。

判定部２２０は、キャパシタＣ１の一端に印加される電圧をモニタすることによって、出力電圧波形を取得する。判定部２２０は、取得された出力電圧波形を予め用意されている基準となる正弦波の波形（以降、基準正弦波形と称される）と比較して歪み評価値を算出する。尚、歪み評価値は、両方の波形の差分絶対値和であってもよいし、両方の波形の二乗誤差和であってもよいし、その他の評価値であってもよい。判定部２２０は、歪み評価値と閾値との比較結果に応じてＰＷＭ制御部２１０の動作モードを設定する。

具体的には、図９に例示されるように、判定部２２０は、比較結果に応じてＰＷＭ制御部２１０の動作モードを通常モードまたは歪み補正モードに設定する。尚、通常モード及び歪み補正モードの役割は前述の第１の実施形態と同様である。即ち、動作モードが通常モード及び歪み補正モードに設定された場合に、ＰＷＭ制御部２１０はＰＷＭ制御部１１０と同一の動作を行ってよい。

判定部２２０は、キャパシタＣ１の一端に印加される電圧をモニタすることによって、出力電圧波形を取得する（ステップＳ２０１）。判定部２２０は、ステップＳ２０１において取得された出力電圧波形を基準正弦波形と比較して歪み評価値を算出する（ステップＳ２０２）。

ステップＳ２０２において算出された歪み評価値が閾値未満であるならば（ステップＳ２０３）、判定部２２０はＰＷＭ制御部２１０の動作モードを通常モードに設定する（ステップＳ２０４）。他方、ステップＳ２０２において算出された歪み評価値が閾値以上（即ち、軽負荷時）であるならば（ステップＳ２０３）、判定部２２０はＰＷＭ制御部２１０の動作モードを歪み補正モードに設定する（ステップＳ２０５）。ステップＳ２０４及びステップＳ２０５の後に、処理はステップＳ２０１に戻る。

以上説明したように、第２の実施形態に係るＤＣ／ＡＣインバータは、基準正弦波形に対する出力電圧波形の歪みの評価値を算出し、この評価値と閾値との比較結果に応じて前述の第１の実施形態と同様の動作モードをＰＷＭ制御部に設定する。従って、このＤＣ／ＡＣインバータによれば第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

上記各実施形態の処理は、汎用のコンピュータを基本ハードウェアとして用いることで実現可能である。上記各実施形態の処理を実現するプログラムは、コンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納して提供されてもよい。プログラムは、インストール可能な形式のファイルまたは実行可能な形式のファイルとして記憶媒体に記憶される。記憶媒体としては、磁気ディスク、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、ＤＶＤ等）、光磁気ディスク（ＭＯ等）、半導体メモリなどである。記憶媒体は、プログラムを記憶でき、かつ、コンピュータが読み取り可能であれば、何れであってもよい。また、上記各実施形態の処理を実現するプログラムを、インターネットなどのネットワークに接続されたコンピュータ（サーバ）上に格納し、ネットワーク経由でコンピュータ（クライアント）にダウンロードさせてもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

ＢＡＴ１・・・二次電池、Ｃ１・・・キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２・・・ダイオード、ｏｕｔｐｕｔ・・・出力端子、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチング素子、Ｒ１・・・抵抗器、Ｔ１，Ｔ２・・・トランス、１００，２００・・・制御部、１１０，２１０・・・ＰＷＭ制御部、１２０，２２０・・・判定部、１３０・・・電流検出部

Claims

一次インダクタ及び二次インダクタを備え、前記一次インダクタの一端が二次電池の正極端子に接続されるトランスと、
前記一次インダクタの他端に接続される一端とグランドに接続される他端とを備え、当該一次インダクタを流れる一次電流を制御する一次側スイッチング素子と、
前記二次インダクタの一端に接続される一端と前記グランドに接続される他端とを備え、当該二次インダクタを流れる二次電流を制御する二次側スイッチング素子と、
前記二次インダクタの他端に接続される一端と前記グランドに接続される他端とを備えるキャパシタと、
前記一次側スイッチング素子及び前記二次側スイッチング素子を交互にオンオフ制御するために第１のＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号及び第２のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記キャパシタの一端に印加される電圧をモニタすることによって出力電圧波形を取得し、前記出力電圧波形を基準正弦波形と比較して歪み評価値を算出し、前記歪み評価値が閾値未満であるならば前記ＰＷＭ制御部の動作モードを第１のモードに設定し、前記歪み評価値が前記閾値以上であるならば前記動作モードを第２のモードに設定する判定部と
を具備し、
前記動作モードが前記第２のモードである場合の前記第２のＰＷＭ信号のオン期間は、前記動作モードが前記第１のモードである場合に比べて長い、
ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔｃｕｒｒｅｎｔ）／ＡＣ（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔ）インバータ。
前記動作モードが前記第２のモードである場合に、前記第２のＰＷＭ信号のオン期間の一部に亘って、前記二次側スイッチング素子の一端から他端へ向かう方向に前記二次電流が流れる、
請求項１のＤＣ／ＡＣインバータ。
一次インダクタ及び二次インダクタを備え、前記一次インダクタの一端が二次電池の正極端子に接続されるトランスと、
前記一次インダクタの他端に接続される一端とグランドに接続される他端とを備え、当該一次インダクタを流れる一次電流を制御する一次側スイッチング素子と、
前記二次インダクタの一端に接続される一端と前記グランドに接続される他端とを備え、当該二次インダクタを流れる二次電流を制御する二次側スイッチング素子と、
前記二次インダクタの他端に接続される一端と前記グランドに接続される他端とを備えるキャパシタと、
前記キャパシタの一端と出力端子との間を流れる負荷電流を検出する検出部と、
前記一次側スイッチング素子及び前記二次側スイッチング素子を交互にオンオフ制御するために第１のＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号及び第２のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記検出部によって検出される負荷電流を計測し、計測された負荷電流が閾値以上であるならば前記ＰＷＭ制御部の動作モードを第１のモードに設定し、計測された負荷電流が前記閾値未満であるならば前記動作モードを第２のモードに設定する判定部と
を具備し、
前記動作モードが前記第２のモードである場合の前記第２のＰＷＭ信号のオン期間は、前記動作モードが前記第１のモードである場合に比べて長い、
ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔｃｕｒｒｅｎｔ）／ＡＣ（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔ）インバータ。
前記動作モードが前記第２のモードである場合に、前記第２のＰＷＭ信号のオン期間の一部に亘って、前記二次側スイッチング素子の一端から他端へ向かう方向に前記二次電流が流れる、
請求項３のＤＣ／ＡＣインバータ。
ＤＣ（ｄｉｒｅｃｔｃｕｒｒｅｎｔ）／ＡＣ（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔ）インバータの制御方法であって、
前記ＤＣ／ＡＣインバータは、
一次インダクタ及び二次インダクタを備え、前記一次インダクタの一端が二次電池の正極端子に接続されるトランスと、
前記一次インダクタの他端に接続される一端とグランドに接続される他端とを備え、当該一次インダクタを流れる一次電流を制御する一次側スイッチング素子と、
前記二次インダクタの一端に接続される一端と前記グランドに接続される他端とを備え、当該二次インダクタを流れる二次電流を制御する二次側スイッチング素子と、
前記二次インダクタの他端に接続される一端と前記グランドに接続される他端とを備えるキャパシタと
を具備し、
前記制御方法は、
ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御部が、前記一次側スイッチング素子及び前記二次側スイッチング素子を交互にオンオフ制御するために第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号を生成することと、
判定部が、前記キャパシタの一端に印加される電圧をモニタすることによって出力電圧波形を取得することと、
前記判定部が、前記出力電圧波形を基準正弦波形と比較して歪み評価値を算出することと、
前記判定部が、前記歪み評価値が閾値未満であるならば前記ＰＷＭ制御部の動作モードを第１のモードに設定し、前記歪み評価値が前記閾値以上であるならば前記動作モードを第２のモードに設定することと
を具備し、
前記動作モードが前記第２のモードである場合の前記第２のＰＷＭ信号のオン期間は、前記動作モードが前記第１のモードである場合に比べて長い、
制御方法。