JP2015015588A - Ｍｉｍｏ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算回数にて復調を実現する。
【解決手段】受信装置１の伝搬路推定部２２は、パイロット信号を用いて伝搬路応答を推定する。ＱＲ分解部２３は、伝搬路応答ＨをＱＲ分解し（Ｈ＝ＱＲ）、ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒを求める。受信信号変換部２４は、受信信号Ｙをユニタリ行列Ｑにて変換し、変換後の受信信号Ｙ’を生成する。尤度情報／復調結果生成部２は、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて軟判定による尤度情報を生成する際に、受信信号変換部２４により生成された受信信号Ｙ’及びＱＲ分解部２３により求められた上三角行列Ｒの各行におけるステージの処理を下から上へ向けて行い、マンハッタンメトリックを用いて変調候補点を選択し、選択した変調候補点について二乗メトリックを用いて尤度情報を生成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いる多入力多出力（以下、「ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）」という。）多重伝送方式を用いたＭＩＭＯ受信装置における復調技術に関する。

取材現場等から放送スタジオまたは中継局へ、ニュース映像、イベントの実況映像等の番組素材を伝送する場合、無線により映像信号を伝送する映像無線伝送システムの利用が有効である。この映像無線伝送システムに用いる代表的な装置として、ＦＰＵ（Field Pick-up Unit）装置及びワイヤレスカメラ等が挙げられる。

従来、ハイビジョン（登録商標）のテレビ信号を低遅延かつ高い回線信頼性で無線伝送するワイヤレスカメラの実現を目的とした新しい映像無線伝送システムの開発が注目されている。この新しい映像無線伝送システムでは、複数の送受信アンテナを用いて同一周波数上で複数のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号の伝送を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式を用いることが検討されている。

このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式は、同一周波数上で複数のＯＦＤＭ信号を送信することにより空間分割多重伝送を実現する。これにより、伝送速度を送信アンテナ数倍（受信アンテナは送信アンテナ数以上必要である。）に拡大することができると共に、伝送品質の向上及びダイバーシィティ効果による所要Ｃ／Ｎの低下を実現することができる。

前述のワイヤレスカメラの開発においては、高画質な撮影映像を視聴者へ届けるために大容量伝送が求められる一方、放送という性質上、特に、途切れない映像伝送が重要となる。このため、複数の送信信号を同一周波数上で同時に伝送可能なＭＩＭＯ多重伝送方式の復調技術において、最も優れた伝送特性を有するＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）方式の適用が検討されてきた。

しかし、ＭＬＤ方式では、多重する送信信号の数及び変調多値数の増加に伴い、復調に必要な演算規模が指数関数的に増大する。このようなＭＩＭＯ多重伝送方式を用いた送受信装置においては、ある一定以上の送信信号数及び変調多値数の情報を伝送するための仕組みを実装することが困難であった。

そこで、演算量規模を削減しながらも伝送特性を劣化させない演算量削減型のＭＬＤ方式が数多く検討されてきた。その中でも、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、有効に演算量を削減することができる方式として広く知られている。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、送受信アンテナ間の伝搬路応答の行列に対してＱＲ分解を行い、求めた上三角行列Ｒに基づいて、送信アンテナ数分のステージに分けて各送信信号の変調候補点を順番に求めるものである。

〔ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム〕
まず、ＭＬＤ方式またはＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの概略について説明する。図５は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの全体構成を示す概略図である。このＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム１０は、４本の送信アンテナ＃１〜＃４を備えた１系統の端末側の端末装置（以下、送信装置（ＭＩＭＯ送信装置）という。）１００と、４本の受信アンテナ＃１〜＃４を備えた基地局側の基地局装置（以下、受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）という。）２００との間でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行うワイヤレスカメラシステムである。送信装置１００から受信装置２００へ伝送するＯＦＤＭ信号の形式は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ４３の規定に従うものとする。送信アンテナ＃１〜＃４と受信アンテナ＃１〜＃４との間にはＭＩＭＯ伝搬路（伝搬路応答ｈ₁₁，ｈ₂₁，ｈ₃₁，ｈ₄₁，ｈ₁₂，・・・，ｈ₄₄）が形成されている。

送信装置１００は、自由に移動することができる端末装置であり、４本の送信アンテナ＃１〜＃４から、同一周波数で異なるＯＦＤＭ信号を送信する。尚、受信装置２００の受信部が伝搬路応答を推定できるように、送信装置１００は、パイロット信号を周波数軸上に所定間隔で配置すると共に、時間軸上に連続して配置するものとする。

〔ＭＩＭＯ送信装置／端末側〕
端末側の送信装置１００は、４本の送信アンテナ＃１〜＃４、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０１及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２等を備えている。送信装置１００は、撮影映像をエンコードしたＴＳ信号を入力すると、ＴＳ信号に誤り訂正符号等を加える。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、誤り訂正符号等が加えられたＴＳ信号を入力し、入力したシリアルのＴＳ信号を、４系統のパラレルのＴＳ信号に変換する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２は、Ｓ／Ｐ変換部１０１により変換された４系統のＴＳ信号を入力し、４系統のＴＳ信号に所定のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調を施す。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部１０２によりＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調された４系統のＯＦＤＭ信号は、各送信アンテナ＃１〜＃４から送信される。この場合、各ＯＦＤＭ信号のパイロット信号には直交符号等が割り当てられる。これにより、基地局側の受信装置２００は、各送受信アンテナ間のＭＩＭＯ伝搬路毎にパイロット信号を分離し、各伝搬路応答を推定することができる（特許文献１を参照）。

〔ＭＩＭＯ受信装置／基地局側〕
基地局側の受信装置２００は、４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１及びＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部２０２等を備えている。受信装置２００は、送信装置１００から送信された４系統のＯＦＤＭ信号を４本の受信アンテナ＃１〜＃４にて受信する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１は、受信したＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット信号に基づいて、各送受信アンテナ間の伝搬路応答を推定する。また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１は、受信したＯＦＤＭ信号に対し、推定した伝搬路応答を用いてＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調を施し、元の４系統のＴＳ信号に復元する。Ｐ／Ｓ変換部２０２は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部２０１によりＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調された４系統のＴＳ信号を入力し、入力した４系統のパラレルのＴＳ信号を、シリアルのＴＳ信号に変換する。そして、Ｐ／Ｓ変換部２０２により変換されたＴＳ信号に対し、誤り訂正符号復号及びデコードが行われ、元の撮影映像に復元される。

ここで、受信装置２００にて受信したＯＦＤＭ信号と、推定した伝搬路応答と、送信装置１００により送信されたＯＦＤＭ信号との関係は、式（１）にて表される。

ここで、Ａ^Ｔは任意の行列Ａに対する転置行列を示す。Ｙ^Ｔ＝［ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄］は受信信号ベクトル、Ｘ^Ｔ＝［ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄］は送信信号ベクトル、Ｈは伝搬路応答の行列、Ｎ^Ｔ＝［ｎ₁，ｎ₂，ｎ₃，ｎ₄］は雑音ベクトルを示す。ｙ₁は受信アンテナ＃１にて受信したＯＦＤＭ信号、ｙ_2〜4はそれぞれ受信アンテナ＃２〜＃４にて受信したＯＦＤＭ信号である。ｘ₁は送信アンテナ＃１から送信されたＯＦＤＭ信号、ｘ_2〜4はそれぞれ送信アンテナ＃２〜＃４から送信されたＯＦＤＭ信号である。また、例えばｈ₁₁は送信アンテナ＃１と受信アンテナ＃１との間の伝搬路応答、ｈ₂₁は送信アンテナ＃１と受信アンテナ＃２との間の伝搬路応答を示す。

前記（１）式において、受信信号及び伝搬路応答は受信装置２００において検出することができるので、未知の値は送信信号ベクトルＸ及び雑音ベクトルＮとなる。雑音ベクトルＮは伝送誤りを引き起こす要因となるが、受信信号の電力が雑音電力に比べて十分に大きい場合は、伝送誤りがない状態で所望の信号を伝送することができる。そこで、雑音ベクトルＮを無視すると、未知の値が送信信号ベクトルＸのみとなる式が得られる。

前述のとおり、受信装置２００によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調処理の方式として、ＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式が知られている。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、ＭＬＤ方式の演算量を削減したものである。以下、ＭＬＤ方式及びＱＲＭ−ＭＬＤ方式について、それぞれ説明する。

〔ＭＬＤ方式〕
まず、ＭＬＤ方式について説明する。ＭＬＤ方式は、最も優れた伝送特性を持つ方式として知られている。ＭＬＤ方式では、送信信号ベクトルＸの各要素（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）が取り得る全パターンの変調候補点について、受信信号ベクトルＹのレプリカ信号（受信レプリカ信号）を生成する。受信レプリカ信号は、前記式（１）の右辺を用いて式（２）にて表される。

全ての送信信号ベクトルＸの組み合わせから生成した受信レプリカ信号のうち、受信信号ベクトルＹ^Ｔ＝［ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄］に最も近い受信レプリカ信号について、当該受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルＸの変調候補点を元の送信信号として選択したものが、ＭＬＤ方式の硬判定の復調結果となる。このとき、受信レプリカ信号と受信信号ベクトルＹ^Ｔとの間の差を決定するメトリックとして、理論的に最も優れた伝送特性を示す式（３）の二乗メトリックが用いられる。

前記式（３）の二乗メトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求める。

ＭＬＤ方式では、前記式（３）で求められる二乗メトリックＥに対し、最も小さい値をとる受信レプリカ信号を生成する送信信号ベクトルＸを復調結果として選択する。ただし、復調結果として選択する可能性のある送信信号ベクトルＸの組み合わせは、変調多値数に対する多重信号数の階乗通りの組み合わせとなるため、変調多値数または多重信号数である送信信号数が増加した場合には、計算対象である前記式（２）にて求める受信レプリカ信号の数、及び前記式（３）にて求める二乗メトリックの演算回数が増大することとなり、演算量が増加して装置実装化が難しくなる。

〔ＱＲＭ−ＭＬＤ方式〕
そこで、ＭＬＤ方式の演算量を削減するために、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式が知られている（特許文献２を参照）。図６は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置２００は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調処理を行う装置であり、図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＦＦＴ処理部２１、伝搬路推定部２２、ＱＲ分解部２３、受信信号変換部２４及び尤度情報／復調結果生成部２５を備えている。尚、図６の受信装置２００には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。以下、図６を参照しながらＱＲＭ−ＭＬＤ方式について説明する。

受信装置２００に備えた図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４は、送信装置１００に備えた４本の送信アンテナ＃１〜＃４との間のＭＩＭＯ伝搬路（伝搬路応答ｈ₁₁，ｈ₂₁，ｈ₃₁，ｈ₄₁，ｈ₁₂，・・・，ｈ₄₄）を経由したＯＦＤＭ信号を受信する。つまり、４本の送信アンテナ＃１〜＃４から送信されＭＩＭＯ伝搬路を経由して混信したＯＦＤＭ信号を、それぞれの受信アンテナ＃１〜＃４にて受信する。

ＦＦＴ処理部２１は、受信アンテナ＃１〜＃４にて受信した信号が直交復調されシンボルタイミングが検出されたＯＦＤＭ信号をそれぞれ入力し、ＯＦＤＭ信号からＧＩ信号を除去してＦＦＴを施し、時間軸データから周波数軸データに変換する。そして、ＦＦＴ処理部２１は、周波数軸データのうちのパイロット信号を伝搬路推定部２２に出力し、データ信号を受信信号変換部２４に出力する。

伝搬路推定部２２は、ＦＦＴ処理部２１からパイロット信号を入力し、パイロット信号を用いて送信アンテナ＃１〜＃４と受信アンテナ＃１〜＃４との間の伝搬路応答ｈ₁₁，ｈ₂₁，ｈ₃₁，ｈ₄₁，ｈ₁₂，・・・，ｈ₄₄を推定し、伝搬路応答Ｈ（伝搬路応答の行列Ｈ）を生成してＱＲ分解部２３に出力する。

ＱＲ分解部２３は、伝搬路推定部２２から伝搬路応答Ｈを入力し、伝搬路応答ＨをＱＲ分解し（Ｈ＝ＱＲ）、ユニタリ行列Ｑ及び上三角行列Ｒを求める。そして、ＱＲ分解部２３は、ユニタリ行列Ｑを受信信号変換部２４に出力し、上三角行列Ｒを尤度情報／復調結果生成部２５に出力する。図６において、Ｒ（４）は、後述する式（７）に示す上三角行列Ｒにおける４行目（最下行）の要素ｒ₄₄であり、Ｒ（ｋ）は、上三角行列Ｒにおけるｋ行目（ｋ＝１，２，３）の要素である。

受信信号変換部２４は、ＦＦＴ処理部２１からデータ信号を入力すると共に、ＱＲ分解部２３からユニタリ行列Ｑを入力し、データ信号である受信信号Ｙをユニタリ行列Ｑにて変換し、変換後の受信信号Ｙ’を尤度情報／復調結果生成部２５に出力する。図６において、ｙ’₄は、後述する式（７）に示す受信信号Ｙ’における４行目（最下行）の要素であり、ｙ’_kは、受信信号Ｙ’におけるｋ行目（ｋ＝３，２，１）の要素である。

前記式（１）の伝搬路応答Ｈに対して一般的なＱＲ分解を施すと、伝搬路応答Ｈは、式（４）のように、ユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒに分解することができる。

Ｎは雑音成分である。

さらに、ユニタリ行列Ｑは、Ｑ^ＨＱ＝Ｉを満たすので、式（５）が求められる。行列Ｉは単位行列を示す。

ここで、Ｑ^ＨＹ＝Ｙ’，Ｑ^ＨＮ＝Ｎ’とすると、式（６）が得られる。

前記式（６）を要素毎に記載すると、式（７）となる。

ここで、雑音成分Ｎ’を無視すると、前記式（７）は式（８）となる。

尤度情報／復調結果生成部２５は、受信信号変換部２４から受信信号Ｙ’を入力すると共に、ＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒを入力し、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの最下行（４行目）から１行目までの各行のステージ毎に（受信信号Ｙ’における最下行から１行目までの各要素のステージ毎に）、とり得る全ての変調候補点を代入した二乗メトリックを求め、二乗メトリックから変調候補点を選択し、硬判定による復調結果を求めると共に、軟判定による尤度情報を求める。

尤度情報／復調結果生成部２５は、変調点記録メモリ２６、メトリック演算部２７、候補点選択部２８、干渉成分演算部２９、減算部３０、メトリック演算部３１及び候補点選択部３２を備えている。

ＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、最も下の行を１番目のステージとし、下から順番に各ステージで演算を行う。まず、メトリック演算部２７は、１番目のステージにおいて、最下行について式（９）の二乗メトリックを求める。

このとき、前記式（９）のｘ₄に対し、とりうる全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₁を求める。そして、候補点選択部２８は、二乗メトリックＥ₁が最も小さい変調候補点（ｘ₄の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ₁が小さい順からＭ₁個の変調候補点（Ｍ₁個のｘ₄の変調候補点）を選択する。

次に、メトリック演算部３１は、２番目のステージにおいて、最下行から１つ上の行について式（１０）の二乗メトリックＥ₂を求める。

ここで、Ｅ₁（ｘ₄）は、前記式（９）で求めたｘ₄の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１０）のｘ₄に対し、１番目のステージにおいて選択した変調候補点を代入し、ｘ₃に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₂を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ₂が最も小さい変調候補点（ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ₂が小さい順からＭ₂個の変調候補点の組み合わせ（Ｍ₂個の（ｘ₃，ｘ₄）の変調候補点）を選択する。

尚、変調点記録メモリ２６は、送信信号ｘ₄〜ｘ₁の全ての変調候補点を記録しており、送信信号ｘ₄の全ての変調候補点をメトリック演算部２７及び候補点選択部２８に出力し、送信信号ｘ₃〜ｘ₁の全ての変調候補点をメトリック演算部３１及び候補点選択部３２に出力する。干渉成分演算部２９は、各ステージに対応して、ＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒにおけるｋ行目（ｋ＝３，２，１）の要素を入力すると共に、候補点選択部２８から選択された送信信号ｘ₄の変調候補点Ｃ_M、及び候補点選択部３２から選択された送信信号ｘ₃，ｘ₂，ｘ₁の変調候補点Ｃ_Mを入力する。そして、干渉成分演算部２９は、干渉成分を算出して減算部３０に出力する。干渉成分とは、前記式（８）においてｋ＝３（３行目）の場合、ｒ₃₄ｘ₄であり、ｋ＝２（２行目）の場合、ｒ₂₃ｘ₃＋ｒ₂₄ｘ₄であり、ｋ＝１（１行目）の場合、ｒ₁₂ｘ₂＋ｒ₁₃ｘ₃＋ｒ₁₄ｘ₄である。減算部３０は、各ステージに対応して、受信信号変換部２４からの受信信号ｙ’_kから干渉成分を減算し、減算結果をメトリック演算部３１に出力する。

次に、メトリック演算部３１は、３番目のステージにおいて、最下行から２つ上の行について式（１１）の二乗メトリックＥ₃を求める。

ここで、Ｅ₂（ｘ₃，ｘ₄）は、前記式（１０）で求めたｘ₃及びｘ₄の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１１）のｘ₃及びｘ₄に対し、２番目のステージにおいて選択したＭ₂個の変調候補点を代入し、ｘ₂に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₃を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ₃が最も小さい変調候補点（ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を選択するか、または二乗メトリックＥ₃が小さい順からＭ₃個の変調候補点の組み合わせ（Ｍ₃個の（ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）の変調候補点）を選択する。

次に、メトリック演算部３１は、４番目のステージにおいて、最上行について式（１２）の二乗メトリックＥ₄を求める。

ここで、Ｅ₃（ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄）は、前記式（１１）で求めたｘ₂、ｘ₃及びｘ₄の値に応じた二乗メトリックである。このとき、前記式（１２）のｘ₂、ｘ₃及びｘ₄に対し、３番目のステージにおいて選択したＭ₃個の変調候補点を代入し、ｘ₁に対し、とり得る全ての変調候補点を代入し、二乗メトリックＥ₄を求める。そして、候補点選択部３２は、二乗メトリックＥ₄が最も小さい変調候補点（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を選択する。

硬判定では、候補点選択部３２は、４番目のステージにおいて選択した変調候補点（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，ｘ₄の変調候補点）を、硬判定の復調結果として出力する。一方、軟判定では、メトリック演算部３１は、各ステージで計算した二乗メトリックを足し合わせたＥ₄を、尤度情報として出力する。

このように、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いることにより、ＭＬＤ方式と比較して、生成する受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数を大幅に削減することができる。具体的には、二乗メトリックの演算回数は、ＭＬＤ方式ではＣ^４回、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式ではＣ＋ＣＭ₁＋ＣＭ₂＋ＣＭ₃回である（Ｃは送信信号の変調多値数を示す）。ＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、伝送特性の劣化が小さいため、演算量削減型ＭＬＤ方式として幅広い分野で適用が検討されている。また、各ステージの変調候補点数Ｍ₁、Ｍ₂及びＭ₃を変更することにより、復調に必要な演算回数を削減することができ、伝送特性の劣化を小さくする等の調整を行うことができる。

このＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加した場合であっても、前述のとおりＭＬＤ方式よりも処理負荷を削減することができる。しかしながら、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加するに伴って、受信レプリカ信号の数及び二乗メトリックの演算回数も増加してしまう。

この問題を解決するために、二乗メトリックの代わりに、式（１３）に示すマンハッタンメトリックを用いることにより、乗算回数を削減することができる。

前記式（１３）のマンハッタンメトリックでは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差を求め、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求める。マンハッタンメトリックでは乗算を行う必要がないため、前記式（３）に示した二乗メトリックよりも演算量を削減することができる。特に、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等を用いた演算集積回路では、和算及び減算回路と比較して乗算回路がリソースを大幅に消費するため、マンハッタンメトリックのような乗算回路を用いないメトリックは、非常に有効なメトリック演算手法となる。しかし、マンハッタンメトリックは、理論的に最適なメトリックではないため、伝送特性が劣化する。

特開２００５−１２４１２５号公報 特許第４２９０６６０号公報

このように、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、伝搬路応答ＨをＱＲ分解することで、ユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒを得る。そして、上三角行列Ｒに対して最下行から最上行へ向けて１行ずつ順番に、各送信信号の変調候補点を求めることで、簡単な四則演算及び少ない演算量にて変調候補点を選択する。この場合、二乗メトリックを用いて変調候補点を選択することが、最も優れた選択基準であり、このことは理論的に証明されている。

しかしながら、二乗メトリックを用いて変調候補点を選択する手法では、１回のメトリック演算に乗算器を少なくとも２個使用する必要がある。このため、二乗メトリックを用いたＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、送信信号の変調多値数または多重する送信信号の数が増加した場合、選択する変調候補点の数が多いときには、ＭＬＤ方式よりも処理負荷が削減されているとはいえ、乗算器の数が大幅に増加してしまう。

そこで、前述のとおり、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式において、さらなる演算量の削減を実現するため、前記式（３）に示した二乗メトリックの代わりに、前記式（１３）に示したマンハッタンメトリックを用いることにより、近似的に尤度情報を求める手法がある。

しかしながら、マンハッタンメトリックは二乗メトリックを近似したものに過ぎないことから、その伝送特性は、二乗メトリックを用いる場合よりも劣化が生じるという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量にて復調を実現可能なＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間の伝搬路応答を推定し、前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、前記複数の送信アンテナから送信された送信信号の尤度情報を生成するＭＩＭＯ受信装置において、前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、ユニタリ行列及び上三角行列を生成するＱＲ分解部と、前記ＱＲ分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記ＱＲ分解部により生成された上三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られる場合に、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて前記尤度情報を生成する際に、前記変換された受信信号の行列及び前記上三角行列における最下行から最上行までの各行のステージにおいて、前記変換された受信信号の行列における要素、前記上三角行列における要素、及び前記送信信号の行列における要素の変調候補点に基づいて、前記受信信号と前記上三角行列の要素に前記送信信号を乗算した受信レプリカ信号との間で、乗算を含まない演算によりメトリックを求め、前記メトリックに基づいて所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点について、前記受信信号と前記受信レプリカ信号との間の二乗メトリックを求め、前記二乗メトリックに基づいて前記尤度情報を生成する尤度情報生成部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記尤度情報生成部が、第１のステージにおいて、前記変換された受信信号の行列における最下行の要素、前記上三角行列における最下行の要素、及び前記送信信号の行列における最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点について前記二乗メトリックを求め、第２から最終までのステージにおいて、前記変換された受信信号の行列における前記ステージに対応する行の要素、前記上三角行列における前記ステージに対応する行の要素、及び前記送信信号の行列における前記ステージに対応する要素についての全ての変調候補点、並びに前ステージにおいて選択した前記送信信号の行列における要素の変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点について前記二乗メトリックを求め、前記最終のステージにて求めた二乗メトリックを、前記尤度情報として生成する、ことを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記尤度情報生成部が、さらに、前記最終ステージにて求めたメトリックの値が最も小さい変調候補点を選択し、前記選択した変調候補点を、硬判定による復調結果として生成することを特徴とする。

また、本発明によるＭＩＭＯ受信装置は、前記所定数の変調候補点を選択するためのメトリックを、マンハッタンメトリックとする、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量にて復調を実現することができる。

本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 尤度情報／復調結果生成部の構成を示すブロック図である。 尤度情報／復調結果生成部の処理を示すフローチャートである。 本発明の実施形態及び従来技術のシミュレーション結果を示す図である。 ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムの全体構成を示す概略図である。 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いる復調処理において、理論的に最適基準であると証明されている二乗メトリックによる乗算回数を極力少なくするために、例えばマンハッタンメトリックを用いて変調候補点を選択し、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて、復調に必要な尤度情報を生成することを特徴とする。つまり、本発明は、変調候補点を選択する処理及び尤度情報を生成する処理を、それぞれ異なるメトリックにて行う。

本発明では、二乗メトリックを用いて変調候補点の選択及び尤度情報の生成を行う従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式と比較して、変調候補点の選択の誤差が大きくなることから、同数の変調候補点を選択した場合には伝送特性が劣化する可能性がある。しかし、本発明では、変調候補点の選択のみに例えばマンハッタンメトリックを用いることから乗算回数を削減することができ、従来よりも少ない乗算回数で一層多くの変調候補点を選択することができる。これに伴って、少ない演算量で伝送特性を従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも改善することができる。本発明において、例えばマンハッタンメトリックを用いて変調候補点を選択することによる伝送特性の劣化と、変調候補点数が増加することによる伝送特性の改善とを比較すると、その程度は後者の方が大きくなる（シミュレーション結果については後述する）。このため、本発明による新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式によれば、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式と比較して、少ない演算量で優れた伝送特性を実現することが可能となる。

〔ＭＩＭＯ受信装置〕
本発明の実施形態による受信装置について説明する。図１は、本発明の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置（ＭＩＭＯ受信装置）１は、変調候補点を選択する処理にマンハッタンメトリックを適用し、尤度情報を生成する処理に二乗メトリックを適用する新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて復調処理を行う装置である。受信装置１は、図示しない４本の受信アンテナ＃１〜＃４、ＦＦＴ処理部２１、伝搬路推定部２２、ＱＲ分解部２３、受信信号変換部２４及び尤度情報／復調結果生成部２を備えている。尚、図１の受信装置１には、本発明に直接関連する構成部のみが示されており、誤り訂正部等の他の構成部は省略してある。また、図１において、図６と共通する部分には図６と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。

図２は、図１に示した尤度情報／復調結果生成部２の構成を示すブロック図である。この尤度情報／復調結果生成部２は、変調点記録メモリ２６、マンハッタンメトリック演算部１１、候補点選択部１２、二乗メトリック演算部１３、マンハッタンメトリック演算部１４、候補点選択部１５、二乗メトリック演算部１６、干渉成分演算部２９及び減算部３０を備えている。

図６に示した尤度情報／復調結果生成部２５と図２に示す尤度情報／復調結果生成部２とを比較すると、両尤度情報／復調結果生成部２，２５は、変調点記録メモリ２６、干渉成分演算部２９及び減算部３０を備えている点で同一である。また、尤度情報／復調結果生成部２は、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの最下行（４行目）に対する１番目のステージの処理を行う構成部について、尤度情報／復調結果生成部２５のメトリック演算部２７及び候補点選択部２８の代わりに、マンハッタンメトリック演算部１１、候補点選択部１２及び二乗メトリック演算部１３を備えている点で相違する。また、尤度情報／復調結果生成部２は、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒのｋ行目（ｋ＝３，２，１）に対する２〜４番目のステージの処理を行う構成部について、尤度情報／復調結果生成部２５のメトリック演算部３１及び候補点選択部３２の代わりに、マンハッタンメトリック演算部１４、候補点選択部１５及び二乗メトリック演算部１６を備えている点で相違する。図６に示した尤度情報／復調結果生成部２５は、変調候補点を選択する処理及び尤度情報を生成する処理に二乗メトリックを適用するＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて処理を行うのに対し、図２に示す尤度情報／復調結果生成部２は、変調候補点を選択する処理にマンハッタンメトリックを適用し、尤度情報を生成する処理に二乗メトリックを適用する新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて処理を行う点で相違する。

変調点記録メモリ２６、干渉成分演算部２９及び減算部３０は、図６に示したものと同一であるから、ここでは説明を省略する。

図３は、図２に示した尤度情報／復調結果生成部２の処理を示すフローチャートである。新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式においても、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式と同様に、最も下の行を１番目のステージとし、下から順番に各ステージで演算を行う。図２及び図３を参照して、尤度情報／復調結果生成部２は、受信信号変換部２４から受信信号Ｙ’を入力すると共に、ＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒを入力する（ステップＳ３０１）。

まず、マンハッタンメトリック演算部１１、候補点選択部１２及び二乗メトリック演算部１３は、前記式（６）〜（８）において、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの最下行（４行目）の要素に対する１番目のステージの処理を行う。

マンハッタンメトリック演算部１１は、受信信号変換部２４から受信信号Ｙ’の最下行（４行目）の受信信号ｙ’₄を入力すると共に、ＱＲ分解部２３から上三角行列Ｒの最下行（４行目）の要素ｒ₄₄を入力し、さらに、変調点記録メモリ２６から送信信号ｘ₄の全ての変調候補点Ｃを入力する。そして、マンハッタンメトリック演算部１１は、受信信号ｙ’₄と、要素ｒ₄₄に送信信号ｘ₄の全ての変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）とを用いて、送信信号ｘ₄がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₁を求める（ステップＳ３０２）。

尚、前述のとおり、マンハッタンメトリックは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差において、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求めることにより得られる値である。つまり、マンハッタンメトリックＥ’₁は、前記式（９）の右辺において二乗演算するのではなく、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求めることで得られる。

候補点選択部１２は、マンハッタンメトリック演算部１１により求めた送信信号ｘ₄がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₁のうち、マンハッタンメトリックＥ’₁の値が小さい順から所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）を選択する（ステップＳ３０３）。つまり、候補点選択部１２は、送信信号ｘ₄がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₁のうち、値が小さい方から所定数のマンハッタンメトリックＥ’₁を選択し、所定数のマンハッタンメトリックＥ’₁における変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）を、所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）として選択する。

二乗メトリック演算部１３は、受信信号ｙ’₄と、要素ｒ₄₄に送信信号ｘ₄の変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）とを用いて、前記式（９）により、候補点選択部１２により選択された送信信号ｘ₄がとり得る所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）についての二乗メトリックＥ₁を求める（ステップＳ３０４）。

尚、前述のとおり、二乗メトリックは、受信信号と受信レプリカ信号との間の差において、実数部の二乗と虚数部の二乗の和を求めることにより得られる値である。

次に、マンハッタンメトリック演算部１４、候補点選択部１５及び二乗メトリック演算部１６は、前記式（６）〜（８）において、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの３行目の要素に対する２番目のステージの処理を行う。

マンハッタンメトリック演算部１４は、減算部３０から、受信信号Ｙ’の３行目の受信信号ｙ’₃から干渉成分ｒ₃₄ｘ₄（上三角行列Ｒの３行目の要素ｒ₃₃と、候補点選択部１２により選択された送信信号ｘ₄がとり得る所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）の乗算結果）を減算した結果を入力すると共に、変調点記録メモリ２６から送信信号ｘ₃の全ての変調候補点Ｃを入力し、さらに、候補点選択部１２からマンハッタンメトリックＥ’₁を（ステップＳ３０３にて選択した所定数のマンハッタンメトリックＥ’₁）を入力する。そして、マンハッタンメトリック演算部１４は、受信信号ｙ’₃と、干渉成分ｒ₃₄ｘ₄と、要素ｒ₃₃に送信信号ｘ₃の全ての変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）と、所定数のマンハッタンメトリックＥ’₁とを用いて、送信信号ｘ₄がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）及び送信信号ｘ₃がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₂を求める（ステップＳ３０５）。マンハッタンメトリックＥ’₂は、前記式（１０）の右辺において二乗演算するのではなく、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求めることで得られる。

候補点選択部１５は、マンハッタンメトリック演算部１４により求めた、送信信号ｘ₄がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）及び送信信号ｘ₃がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₂のうち、マンハッタンメトリックＥ’₂の値が小さい順から所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃）を選択する（ステップＳ３０６）。

二乗メトリック演算部１６は、受信信号ｙ’₃と、干渉成分ｒ₃₄ｘ₄と、要素ｒ₃₃に送信信号ｘ₃の変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）と、送信信号ｘ₄がとり得る所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄）についての二乗メトリックＥ₁とを用いて、前記式（１０）により、送信信号ｘ₄，ｘ₃がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃）についての二乗メトリックＥ₂を求める（ステップＳ３０７）。

次に、マンハッタンメトリック演算部１４、候補点選択部１５及び二乗メトリック演算部１６は、前記式（６）〜（８）において、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの２行目の要素に対する３番目のステージの処理を行う。

マンハッタンメトリック演算部１４は、減算部３０から、受信信号Ｙ’の２行目の受信信号ｙ’₂から干渉成分ｒ₂₃ｘ₃＋ｒ₂₄ｘ₄（上三角行列Ｒの２行目の要素ｒ₂₃，ｒ₂₄と、候補点選択部１５により選択された送信信号ｘ₄，ｘ₃がとり得る所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃）とのそれぞれの乗算値を加算した結果）を減算した結果を入力すると共に、変調点記録メモリ２６から送信信号ｘ₂の全ての変調候補点Ｃを入力する。そして、マンハッタンメトリック演算部１４は、受信信号ｙ’₂と、干渉成分ｒ₂₃ｘ₃＋ｒ₂₄ｘ₄、及び要素ｒ₂₂に送信信号ｘ₂の全ての変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）と、ステップＳ３０６にて選択した所定数のマンハッタンメトリックＥ’₂とを用いて、送信信号ｘ₄，ｘ₃がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃）及び送信信号ｘ₂がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₃を求める（ステップＳ３０８）。マンハッタンメトリックＥ’₃は、前記式（１１）の右辺において二乗演算するのではなく、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求めることで得られる。

候補点選択部１５は、マンハッタンメトリック演算部１４により求めた、送信信号ｘ₄，ｘ₃がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃）及び送信信号ｘ₂がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₃のうち、マンハッタンメトリックＥ’₃の値が小さい順から所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂）を選択する（ステップＳ３０９）。

二乗メトリック演算部１６は、受信信号ｙ’₂と、干渉成分ｒ₂₃ｘ₃＋ｒ₂₄ｘ₄と、要素ｒ₂₂に送信信号ｘ₂の変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）と、送信信号ｘ₄，ｘ₃がとり得る所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃）についての二乗メトリックＥ₂とを用いて、前記式（１１）により、送信信号ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂）についての二乗メトリックＥ₃を求める（ステップＳ３１０）。

次に、マンハッタンメトリック演算部１４、候補点選択部１５及び二乗メトリック演算部１６は、前記式（６）〜（８）において、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの１行目の要素に対する４番目のステージの処理を行う。

マンハッタンメトリック演算部１４は、減算部３０から、受信信号Ｙ’の１行目の受信信号ｙ’₁から干渉成分ｒ₁₂ｘ₂＋ｒ₁₃ｘ₃＋ｒ₁₄ｘ₄（上三角行列Ｒの１行目の要素ｒ₁₂，ｒ₁₃，ｒ₁₄と、候補点選択部１５により選択された送信信号ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂がとり得る所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂）とのそれぞれの乗算値を加算した結果）を減算した結果を入力すると共に、変調点記録メモリ２６から送信信号ｘ₁の全ての変調候補点Ｃを入力する。そして、マンハッタンメトリック演算部１４は、受信信号ｙ’₁と、干渉成分ｒ₁₂ｘ₂＋ｒ₁₃ｘ₃＋ｒ₁₄ｘ₄、及び要素ｒ₁₁に送信信号ｘ₁の全ての変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）と、ステップＳ３０９にて選択した所定数のマンハッタンメトリックＥ’₃とを用いて、送信信号ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂）及び送信信号ｘ₁がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₄を求める（ステップＳ３１１）。マンハッタンメトリックＥ’₄は、前記式（１２）の右辺において二乗演算するのではなく、実数部の絶対値と虚数部の絶対値の和を求めることで得られる。

候補点選択部１５は、マンハッタンメトリック演算部１４により求めた、送信信号ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂）及び送信信号ｘ₁がとり得る全ての変調候補点ＣについてのマンハッタンメトリックＥ’₄のうち、マンハッタンメトリックＥ’₄の値が小さい順から所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂，ｘ₁）を選択する（ステップＳ３１２）。

二乗メトリック演算部１６は、受信信号ｙ’₁と、干渉成分ｒ₁₂ｘ₂＋ｒ₁₃ｘ₃＋ｒ₁₄ｘ₄と、要素ｒ₁₁に送信信号ｘ₁の変調候補点Ｃを乗算した結果（受信レプリカ信号）と、送信信号ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂がとり得る所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂）についての二乗メトリックＥ₃とを用いて、前記式（１２）により、送信信号ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂，ｘ₁がとり得る（選択された）所定数の変調候補点Ｃ_M（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂，ｘ₁）についての二乗メトリックＥ₄を求める（ステップＳ３１３）。

候補点選択部１５は、ステップＳ３１２において、マンハッタンメトリックＥ’₄のうち、マンハッタンメトリックＥ’₄の値が最も小さい変調候補点（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂，ｘ₁）を選択し、その変調候補点（ｘ₄，ｘ₃，ｘ₂，ｘ₁）を硬判定による復調結果として出力する（ステップＳ３１４）。

二乗メトリック演算部１６は、ステップＳ３１３にて求めた二乗メトリックＥ₄を、軟判定による尤度情報として出力する（ステップＳ３１５）。

〔乗算回数〕
次に、従来のＭＬＤ方式、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式、及び前述の新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式における乗算回数を比較する。例えば、Ｃ＝４（ＱＰＳＫ変調における送信信号の変調候補点数）、各ステージにおける変調候補点の選択数を２とした場合を想定する。従来のＭＬＤ方式では、乗算回数は４^４＝２５６回となり、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、乗算回数はＣ＋ＣＭ₁＋ＣＭ₂＋ＣＭ₃＝４＋８＋８＋８＝２８回となり、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、乗算回数は４Ｍ＝８回となる。尚、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式では、４番目のステージにおいても二乗メトリックの演算が行われるから、そのときの乗算回数も含めてある。

このように、本発明の実施形態による受信装置１が用いる新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式によれば、従来のＭＬＤ方式及び従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式に比べて乗算回数は少なくなる。この場合、乗算回数が少なくなった分を、選択する変調候補点の数に反映することで、その変調候補点の数を大幅に増やすことができ、変調候補点の数が増えれば尤度情報の数も増えて伝送特性が改善する。したがって、同程度の演算規模で比較すると、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも伝送特性を改善することが可能となる。

〔シミュレーション結果〕
次に、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式及び本発明の実施形態による新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式におけるシミュレーション結果について説明する。図４は、そのシミュレーション結果を示す図である。縦軸はビットエラーレートを示し、横軸は受信ＣＮＲ［ｄＢ］を示す。ａは、本発明の実施形態による新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式において、変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示し、ｂは、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式において、変調候補点の選択数Ｍ＝２のシミュレーション結果を示す。ｃは、本発明の実施形態による新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式において、変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示し、ｄは、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式において、変調候補点の選択数Ｍ＝４のシミュレーション結果を示す。ａ〜ｄは、いずれも送信相関及び受信相関が０．８の場合を示している。

図４から、同一の選択数Ｍにおいて、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式と比較して演算量が大幅に削減されているにも関わらず、伝送特性にほとんど差がないことがわかる。特に、選択数Ｍ＝４の新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式と選択数Ｍ＝２の従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式とでは、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式の乗算回数は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも半分程度であり、また、図４から、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式の伝送特性（シミュレーション結果ｃ）は、従来のＱＲＭ−ＭＬＤ方式（シミュレーション結果ａ）よりも優れていることがわかる。

つまり、演算量を同一にした場合の伝送特性を比較すると、伝送特性は、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式によって大幅に改善されるものといえる。演算量を同一にした場合を想定すると、例えば、新たなＱＲＭ−ＭＬＤ方式は、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式よりも変調候補点の選択数を増やすことができ、尤度情報の数が増えることで結果として伝送特性を向上させることができる。

以上のように、本発明の実施形態による受信装置１によれば、尤度情報／復調結果生成部２は、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて軟判定による尤度情報を生成する際に、受信信号Ｙ’及び上三角行列Ｒの各行におけるステージの処理を下から上へ向けて行い、マンハッタンメトリックを用いて変調候補点を選択し、選択した変調候補点についてのみ二乗メトリックを用いて尤度情報を生成するようにした。

これにより、図４のシミュレーション結果に示したように、伝送特性の劣化を伴うことなく、少ない演算量で復調を実現することができる。つまり、より少ない演算量で伝送特性の改善を実現することができ、伝送特性の劣化を伴わずに受信装置１の装置規模を従来よりも削減することが可能となる。

尚、従来技術として、前記式（８）について、各ステージで二乗メトリックを用いないで、受信ベクトルから干渉成分を減算し簡易的な復調結果を求め、その復調結果から変調候補点を選択する手法も知られている。しかし、復調結果の導出には係数の除算が必要となるため、二乗メトリックを用いる場合よりも乗算回数は減るものの、除算回路が必要となる。本発明の実施形態によれば、除算回路を追加する必要がないことから、演算量の削減効果は一層高くなる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、前記実施形態では、４本の送信アンテナ＃１〜＃４を備えた端末側の送信装置１００と、４本の受信アンテナ＃１〜＃４を備えた基地局側の受信装置１との間でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送を行うワイヤレスカメラシステムの例を挙げて説明したが、本発明は、送受信アンテナの数を限定するものではなく、ワイヤレスカメラシステムに限定するものでもない。

また、前記実施形態では、受信装置１の尤度情報／復調結果生成部２は、変調候補点を選択するためにマンハッタンメトリックを適用し、尤度情報を生成するために二乗メトリックを適用した。本発明は、変調候補点を選択するためのメトリックをマンハッタンメトリックに限定するものではなく、例えば、マンハッタンシャビチェフを用いるようにしてもよい。要するに、乗算を含まない演算を行うメトリックのように、二乗メトリックよりも演算の処理負荷の低いメトリックであればよい。

１，２００ 受信装置
２，２５ 尤度情報／復調結果生成部
１０ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システム
１１，１４ マンハッタンメトリック演算部
１２，１５，２８，３２ 候補点選択部
１３，１６ 二乗メトリック演算部
２１ ＦＦＴ処理部
２２ 伝搬路推定部
２３ ＱＲ分解部
２４ 受信信号変換部
２６ 変調点記録メモリ
２７，３１ メトリック演算部
２９ 干渉成分演算部
３０ 減算部
１００ 送信装置
１０１ Ｓ／Ｐ変換部
１０２ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調部
２０１ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調部
２０２ Ｐ／Ｓ変換部

Claims (4)

1. 複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとの間の伝搬路応答を推定し、前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、前記複数の送信アンテナから送信された送信信号の尤度情報を生成するＭＩＭＯ受信装置において、
   前記伝搬路応答の行列をＱＲ分解し、ユニタリ行列及び上三角行列を生成するＱＲ分解部と、
   前記ＱＲ分解部により生成されたユニタリ行列に基づいて、前記複数の受信アンテナにて受信した受信信号の行列を変換する受信信号変換部と、
   前記受信信号変換部により変換された受信信号の行列が、前記ＱＲ分解部により生成された上三角行列に、前記複数の送信アンテナから送信される送信信号の行列を乗算して得られる場合に、ＱＲＭ−ＭＬＤ方式を用いて前記尤度情報を生成する際に、
   前記変換された受信信号の行列及び前記上三角行列における最下行から最上行までの各行のステージにおいて、前記変換された受信信号の行列における要素、前記上三角行列における要素、及び前記送信信号の行列における要素の変調候補点に基づいて、前記受信信号と前記上三角行列の要素に前記送信信号を乗算した受信レプリカ信号との間で、乗算を含まない演算によりメトリックを求め、前記メトリックに基づいて所定数の変調候補点を選択し、
   前記選択した所定数の変調候補点について、前記受信信号と前記受信レプリカ信号との間の二乗メトリックを求め、
   前記二乗メトリックに基づいて前記尤度情報を生成する尤度情報生成部と、
   を備えたことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
2. 請求項１に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記尤度情報生成部は、
   第１のステージにおいて、前記変換された受信信号の行列における最下行の要素、前記上三角行列における最下行の要素、及び前記送信信号の行列における最下行の要素についての全ての変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点について前記二乗メトリックを求め、
   第２から最終までのステージにおいて、前記変換された受信信号の行列における前記ステージに対応する行の要素、前記上三角行列における前記ステージに対応する行の要素、及び前記送信信号の行列における前記ステージに対応する要素についての全ての変調候補点、並びに前ステージにおいて選択した前記送信信号の行列における要素の変調候補点に基づいて前記メトリックを求め、前記メトリックの値が小さい所定数の変調候補点を選択し、前記選択した所定数の変調候補点について前記二乗メトリックを求め、
   前記最終のステージにて求めた二乗メトリックを、前記尤度情報として生成する、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
3. 請求項１または２に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記尤度情報生成部は、
   さらに、前記最終ステージにて求めたメトリックの値が最も小さい変調候補点を選択し、前記選択した変調候補点を、硬判定による復調結果として生成することを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。
4. 請求項１から３までのいずれか一項に記載のＭＩＭＯ受信装置において、
   前記所定数の変調候補点を選択するためのメトリックを、マンハッタンメトリックとする、ことを特徴とするＭＩＭＯ受信装置。

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