JP2014523685A - 位相変調された光信号を復調する方法 - Google Patents

Abstract

提案されるのは、光チャネルから受信される位相変調された光信号を復調する方法である。時間離散電気信号が、位相変調された光信号のキャリア周波数に本質的に等しい周波数を有する局部光信号を使用して、位相変調された光信号から導出される。局部光信号と位相変調された光信号との間の位相誤差は、局部光信号から位相オフセットを導出すること、および、この位相オフセットにより、導出された時間離散電気信号を修正することにより補償される。光チャネルにより引き起こされる波長分散は、デジタルフィルタを使用して、修正された時間離散電気信号をフィルタリングすることにより補償される。

Description

本発明は、光チャネルから受信される位相変調された光信号を復調するための方法およびデバイスに関する。

光データ送信においてデータ値は、位相変調された光送信信号によって送信され得る。光送信信号は、送信されるデータ値に依存して、および、それぞれの位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調方法の信号点配置図によって、キャリア周波数をもつ光キャリア信号の位相を変調することにより生成される。信号点配置図の各々の点は、送信されることになる有限の１組のデータ値を表し、その１組のデータ値はデータシンボルと呼ばれる。データシンボルは、信号点配置図の対応する信号点により表され、信号点は、対応するシンボル位相値を有する。送信されることになるデータシンボルに応じて、それぞれの信号点およびシンボル位相値が導出される。シンボル位相値に対応する信号は、同相信号成分および直交信号成分の重畳と解釈され得るものであり、
− 両方の信号成分は同じ周波数を有し、
− 同相信号成分はゼロに等しい位相を有し、一方で直交信号成分は、π／２だけ同相信号成分の位相と異なる位相を有し、
− ２つの信号成分のそれぞれの振幅は、対応するシンボル位相値を決定する。

光キャリア信号の位相は、その位相が、それぞれのデータシンボルを表す導出されたシンボル位相値に対応するように変調される。次いで生成される光信号は、光チャネルを介して送信される。

受信側では送信された光信号が、光チャネルから受信され、コヒーレント受信機構を使用して復調され、受信された光信号は、キャリア周波数、および、送信側で使用される光キャリア信号の位相に理想的には等しい位相をもつ局部光信号と混合される。局部光信号は、受信側に存在する局部発振器により付与される。局部光信号との光信号の混合が、電気領域において同相信号成分および直交信号成分をもたらし、これらの信号成分が、電気領域において受信された信号を形成するように重畳され得る。

硬判定検出機構を使用して、信号点配置図の点に関して、その点のシンボル位相値が、受信された電気信号により表される位相値に最も類似するかが判定され得る。このようにして、受信されるデータが、導出された信号成分から導出され得る。

より高いデータレートでデータ値を送信するために、光信号の位相を変調するだけでなく光信号の振幅を変調することにもよって、ＰＳＫにおいて使用される位相変調の概念が拡張され得る。そのような組み合わされた位相および信号の変調は、直交振幅変調（ＱＡＭ）としても知られている。

Ｉｒｓｈａａｄ ＦａｔａｄｉｎおよびＳｅｂ Ｊ． Ｓａｖｏｒｙ、「Ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ｐｈａｓｅ ｔｏ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｎｏｉｓｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｉｎ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ｄｉｇｉｔａｌ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」、Ｏｐｔ．Ｅｘｐｒｅｓｓ １８、１６２７３−１６２７８（２０１０） Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ： Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ａｎｄ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍｓ、Ｓｅｂ Ｊ． Ｓａｖｏｒｙ、ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＥＬＥＣＴＥＤ ＴＯＰＩＣＳ ＩＮ ＱＵＡＮＴＵＭ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ、第１６巻、第５号、９月／１０月 ２０１０２

光データ送信の知られている方法を改善することが目的である。

提案されるのは、光チャネルから受信される位相変調された光信号を復調する方法である。方法は複数の異なるステップを含む。

時間離散電気信号が、位相変調された光信号のキャリア周波数に本質的に等しい周波数を有する局部光信号を使用して、位相変調された光信号から導出される。

局部光信号と位相変調された光信号との間の位相誤差は、局部光信号から位相オフセットを導出すること、および、この位相オフセットにより、導出された時間離散電気信号を修正することにより補償される。

光チャネルにより引き起こされる波長分散は、デジタルフィルタを使用して、修正された時間離散電気信号をフィルタリングすることにより補償される。

提案される方法の利点を十分認識するために、以下の態様が考えられなければならない。

非理想的な光チャネルを介して光信号を送信するとき、光信号は、光チャネル内部で生じる波長分散の影響により乱される場合がある。送信される光信号への波長分散の影響は、周波数領域における複素伝達関数を用いる光信号のフィルタリングの影響と解釈され得る。光ファイバが送信のために使用される場合、この伝達関数は、ファイバのタイプおよびファイバの長さが知られているならば推定され得る。したがって光チャネルにより引き起こされる波長分散は、推定される伝達関数に対する逆関数である周波数領域における伝達関数を有するデジタルフィルタにより、導出された電気信号成分をフィルタリングすることにより受信側で補償され得る。

ＰＳＫ変調された光信号から電気信号成分を導出するとき、局部光信号の位相誤差が時間離散電気信号内に依然として存在する。後で、複素周波数応答を伴うデジタルによりこの時間離散電気信号をフィルタリングすることにより、光チャネルの波長分散が補償される場合、このフィルタリングは、細部において導出され得る振幅誤差への位相誤差の転換を引き起こす。そのような振幅誤差は、処理の後の段階で補償することは困難である。普通、処理のさらなるステップは、残っている位相誤差を補償することに配慮するのみである。このように、残っている振幅誤差が、電気信号から後で導出されるデータ値に影響を与える場合がある。

提案される方法は、局部光信号により引き起こされ時間離散電気信号内部に存在する位相誤差が、複素周波数応答を有し位相誤差を振幅誤差に転換することになるデジタルフィルタにより電気信号がフィルタリングされる前に補償されるという利点を有する。したがって、このフィルタリングにより引き起こされる電気信号内部の振幅誤差の影響が低減される。したがってデータ値は、電気信号からより高い信頼性で導出され得る。

波長分散における位相誤差を補償するための複数の異なるステップを示す図である。 局部光信号から位相オフセットを導出する複数の異なるステップを示す図である。 位相誤差を補償するステップを詳細に示す図である。 時間離散電気信号の振幅を修正するステップを示す図である。 受信された光信号から時間離散電気信号を導出する異なるサブステップを示す図である。 時間離散電気信号成分を重畳するサブステップを示す図である。 位相変調された光信号からアナログ電気信号成分を導出するために使用される混合ユニットを示す図である。 光チャネルから受信される位相変調された光信号を復調するためのデバイスを示す図である。 さらなる実施形態による、光チャネルから受信される位相変調された光信号を復調するためのデバイスを示す図である。

光信号の位相変調を使用してデジタルデータを送信するとき、光信号は、それを介して光信号が送信される光チャネルにより引き起こされる波長分散を受ける場合がある。そのような波長分散は、信号の周波数ｆ、光チャネルとして使用される光ファイバの長さＬ、および、光ファイバのタイプが知られている場合に仕様書シートにより提供され得る定数βによって決まる伝達関数として、周波数領域において説明され得る。したがって波長分散により引き起こされる、結果として得られる伝達関数Ｈ_ＤＩＳＰは、次式のように記述され得る。

波長分散の影響を補償するために、受信された光信号は、その伝達関数が波長分散により引き起こされる伝達関数に対する逆関数であるデジタルフィルタにより、デジタル領域においてフィルタリングされ得る。

受信された光信号から受信されたデータ値を導出するとき、光信号が光信号のキャリア周波数と本質的に同じ周波数を有する局部光信号と混合されるコヒーレント受信の方法は、一般によくある処置である。このことにより、ベースバンド光信号が得られる。

コヒーレント受信のそのような方法のために、局部光信号は、送信側で光信号を生成するために使用される光キャリア信号の位相と同一である位相を有さなければならない。局部光信号が、光信号を生成するために使用される光キャリア信号に対する位相オフセットを有する場合、この位相オフセットは、導出される光ベースバンド信号内部に存在する位相誤差とみなされ得る。そのような位相誤差は、光ベースバンド信号が、波長分散を補償するデジタルフィルタによりフィルタリングされる場合に、振幅誤差に転換され得る。分散が補償された信号内部の残っている振幅誤差は、信号処理のさらなる段階では、残っている位相誤差を補償することが単に通常であり、振幅誤差を補償することは通常ではないので不利となる。したがって、光ベースバンド信号内部に存在する局部光信号の位相誤差が振幅誤差に転換されると、この振幅誤差は、処理の後の段階では完全には補償されない場合がある。このことは、受信された光信号を復調するときに誤りを含んで導出されるデータ値につながる。

波長分散のデジタルフィルタにより引き起こされる振幅誤差への位相誤差の転移の詳細は、「Ｉｒｓｈａａｄ ＦａｔａｄｉｎおよびＳｅｂ Ｊ． Ｓａｖｏｒｙ、「Ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ｐｈａｓｅ ｔｏ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｎｏｉｓｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｉｎ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ｄｉｇｉｔａｌ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」、Ｏｐｔ．Ｅｘｐｒｅｓｓ １８、１６２７３−１６２７８（２０１０）」において確認され得る。

局部光信号の位相誤差の不利点の影響を最小限に抑えるために、位相変調された光信号を復調する方法が提案され、局部光信号の位相誤差が、デジタルフィルタを使用して波長分散を補償する前に補償される。

図１は、光チャネルから受信される光信号ｏｓ（ｔ）を示す。さらに図１は、光信号ｏｓ（ｔ）のキャリア周波数と本質的に同じ周波数を有する局部光信号ｌｏｓ（ｔ）を示す。

局部光信号ｌｏｓ（ｔ）は、図１には示されない局部発振器により付与される。この局部発振器は、受信デバイスの一体部分であり得る。

導出ステップＤＳ１において、時間離散インデックスｋを伴う時間離散電気信号ｄｅｓ（ｋ）が、受信される光信号ｏｓ（ｔ）から導出される。このことのために、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）が使用される。時間離散電気信号ｄｅｓ（ｋ）は、時間離散電気信号ｄｅｓ（ｋ）がサンプリングレートｆ_ｓａ１を有するように決定される。

位相オフセットＰＯが、位相オフセット推定ステップＰＯＥ内部において局部光信号ｌｏｓ（ｔ）から導出される。

位相補償ステップＰＣＳ内部において、導出された時間離散電気信号ｄｅｓ（ｋ）が、導出された位相オフセットＰＯにより修正される。このことが、修正された時間離散電気信号ｍｄｅｓ（ｋ）をもたらす。

修正された時間離散電気信号ｍｄｅｓ（ｋ）は、波長分散補償ＣＤＣのステップ内部においてデジタルフィルタＤＦによりフィルタリングされ、そのことが、補償された時間離散電気信号ｃｄｅｓ（ｋ）をもたらす。

前に概説されたように、図１に示される提案される方法の利点は、位相補償ステップＰＣＳ内部において、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の位相誤差が最小限に抑えられ、そのことが、そのような位相誤差を補償された電気信号ｃｄｅｓ（ｋ）内部に存在する振幅誤差に転移させる波長分散補償ＣＤＣのステップの影響を低減するということである。

補償された電気信号ｃｄｅｓ（ｋ）から、さらなる信号が、デジタル領域において残っている位相誤差を補償することにより導出され得る。残っている位相誤差を補償するそのようなステップは、図１には示されていない。残っている位相誤差の補償後、結果として得られる信号は、送信側で使用されるＰＳＫまたはＱＡＭの変調機構によるデータ値においてのデータシンボルを導出するために使用され得る。

図２は、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）から位相オフセットＰＯを導出するための位相オフセット推定ステップＰＯＥの異なるサブステップを示す。

光位相振幅変換デバイスＯＣＤを使用して、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）内部に存在する位相成分が、生成された光振幅信号ｏａｓ（ｔ）に変換される。

光位相振幅変換デバイスＯＣＤとして使用され得るデバイスの例は、遅延干渉計、マイケルソン干渉計、または光フィルタである。好ましくは、光フィルタはノッチフィルタのような特性伝達関数を有し、局部発振器信号ｌｏｓ（ｔ）の周波数はフィルタの遷移域の内側にある。

光振幅信号ｏａｓ（ｔ）は、フォトダイオードなどの光電変換デバイスＯＥＣＤに光振幅信号ｏａｓ（ｔ）を付与することにより、アナログ電気振幅信号ｅａｓ（ｔ）に変換される。

アナログデジタル変換器ＡＤＣによって、電気振幅信号ｅａｓ（ｔ）は、時間離散インデックスｋ’を伴う時間離散電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）に変換される。

時間離散電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）は、サンプリングレートｆ_ｓａ２でアナログデジタル変換器ＡＤＣにより生成される。時間離散信号ｄｅａｓ（ｋ’）から、位相オフセットＰＯが導出ステップＰＯＤにおいて導出される。

時間離散信号ｄｅａｓ（ｋ’）が付与されるサンプリングレートｆ_ｓａ２は、図１に示されるような、電気領域においてのベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）を付与するために使用されるサンプリング周波数ｆ_ｓａ１と同じサンプリング周波数である必要はない。局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の位相成分が、図１に示される電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）の信号周波数より著しく低いレートで変化するという事実の故に、サンプリングレートｆ_ｓａ２は、サンプリングレートｆ_ｓａ１より小さく選定され得る。したがって、図２に例示されるように局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の位相オフセットＰＯを決定することは明らかな利点であり、その理由は、図２に例示されるようにＰＯを決定することにより、低減されたサンプリングレートｆ_ｓａ２＜ｆ_ｓａ１で動作するアナログデジタル変換器ＡＤＣが使用され得るものであり、そのことによって、図２に例示されるようにＰＯを決定することのために、図１に示される時間離散ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）を生成するためのものより安価なアナログデジタル変換器ＡＤＣを使用することが可能になるからというものである。

図３は、位相補償のステップＰＣＳを詳細に示す。導出された時間離散電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）が、修正された電気信号ｍｄｅｓ（ｋ）を得るためにデジタルフィルタＤＦ１によりフィルタリングされる。デジタルフィルタＤＦ１に付与される位相オフセットＰＯは、項
ｅ^{ｊｄｅａｓ（ｋ）}
として、図２に示される導出ステップＰＯＤ内部において導出されている。

このために、時間離散電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）のサンプリングレートは、時間離散電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）のサンプリングレートｆ_ｓａ１に調整される。このことは、電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ）が電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）と同じ時間離散インデックスｋを有するという事実により図３に例示される。

電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）は、局部光信号の決定された位相オフセットを補償するために、デジタルフィルタＤＦ１内部で項ｅ^{−ｊｄｅａｓ（ｋ）}が乗算される。

電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）のサンプリングレートｆ_ｓａ１への電気振幅信号ｅａｓ（ｋ’）のサンプリングレートの調整は、アップサンプリングにより遂行され得る。

図４は、図２にすでに示された、アナログデジタル変換ＡＤＣのステップと位相オフセット導出ＰＯＤのステップとの間で実行され得る振幅修正ＡＭの追加的なステップを示す。導出された電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）は、局部光信号の光位相成分を光振幅信号に変換するために使用された、図２に示される光変換デバイスＯＣＤの非線形挙動により引き起こされる非線形性を受ける場合がある。そのような非線形性は、図２に示される光位相振幅変換デバイスＯＣＤの非線形挙動を補償する、あらかじめ規定されたコンパンダ機能によって電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）の振幅を修正することにより、振幅修正ステップＡＭにおいて補償される。

図２の光変換デバイスＯＣＤが線形挙動を有するが、１に等しくない傾きを有する線形関数によって作動する場合、振幅修正ＡＭのステップは、定数係数による電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）のスケーリングを単に含むことが可能である。

図５ａは、時間離散電気信号ｄｅｓ（ｋ）を導出するためのステップＤＳ１のサブステップを示す。混合ステップＭＩＸ内部において、アナログ電気同相信号成分ｅｉｓ（ｔ）およびアナログ電気直交信号成分ｅｑｓ（ｔ）が、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）を使用して、位相変調された光信号ｏｓ（ｔ）から導出される。アナログデジタル変換の次のステップＡＤＣ内部において、アナログ電気信号成分ｅｉｓ（ｔ）、ＩＱＳ（ｔ）は、生成されたそれぞれの時間離散電気信号成分ｄｅｉｓ（ｋ）、ｄｅｑｓ（ｋ）に変換される。

重畳ＳＵＳのさらなるステップ内部において、生成された時間離散電気信号成分ｄｅｉｓ（ｋ）、ｄｅｑｓ（ｋ）が、時間離散電気信号ｄｅｓ（ｋ）をもたらすように重畳される。

図５ａは、重畳ＳＵＳのステップを詳細に示す。時間離散電気直交信号成分ｄｅｑｓ（ｋ）は、係数ｊが乗算され、次いで時間離散電気同相信号成分ｄｅｉｓ（ｋ）に加算される。このことが、時間離散電気信号ｄｅｓ（ｋ）をもたらす。図６は、前に図５ａに示された混合ＭＩＸのステップを実行するために使用され得る混合ユニットＭＩＸＵを示す。

図６は、
式２
として振幅Ａ_ｓ（ｔ）、周波数ω_ｓ、および位相φ_ｓにより説明され得る電場ＥＳ（ｔ）を有する、受信される光信号ｏｓ（ｔ）を示す。

局部光信号ｌｏｓ（ｔ）は、
式１
として振幅Ａ_ｌ、周波数ω_ｌ、および位相φ_ｌにより説明され得る電場ＥＬ（ｔ）を有する。

光信号ｏｓ（ｔ）が直線偏光子ＬＰに付与される。直線偏光子ＬＰは、結果として得られる光信号が、混合ユニットＭＩＸＵの２つの偏光ビームスプリッタＰＢＳ１、ＰＢＳ２の主軸に対して４５°の角度だけ回転させられる電場を有するように、光信号ｏｓ（ｔ）を偏光する。局部光信号ｌｏｓ（ｔ）が直線偏光子ＬＰに付与され、直線偏光子ＬＰは、後に続く１／４波長板ＱＷＰの速軸と一致して電場が整合されるように、光信号および電場を整合する。

１／４波長板ＱＷＰは、入来する光信号の円偏光を引き起こし、そのことが、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１、ＰＢＳ２の主軸に対して、π／２の位相だけシフトされるそれぞれの成分をもたらす。偏光ビームスプリッタＰＢＳ１、ＰＢＳ２の通過軸と整合される、１／４波長板ＱＷＰを離れるその光成分はπ／２だけシフトされ、一方で他の成分は位相シフトを経ない。

直線偏光型のＬＰから生じる直線偏光された光信号ｏｓ（ｔ）は、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１、ＰＢＳ２に対して半反射鏡ＨＲＭにより分配される。さらに、１／４波長板ＱＷＰを離れる円偏光された光信号の２つの信号成分もまた、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１、ＰＢＳ２に対してこの半反射鏡ＨＲＭにより分配される。

偏光ビームスプリッタＰＢＳ１に達する光信号は、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１の通過軸と整合される偏光面内部にある光信号がフォトダイオードＰＤＡに伝達されるように分けられる。偏光ビームスプリッタＰＢＳ１の反射軸と整合される偏光面内の、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１に来る光信号は、フォトダイオードＰＤＢへ反射される。フォトダイオードＰＤＡに到達する光信号の電場は、電場ＥＡ（ｔ）と説明され得る。フォトダイオードＰＤＢに到達する光信号の電場は、電場ＥＢ（ｔ）と説明され得る。

偏光ビームスプリッタＰＢＳ２の通過軸に対応する偏光面と整合状態にある、偏光ビームスプリッタＰＢＳ２に来る光信号は、フォトダイオードＰＤＤに伝えられる。偏光ビームスプリッタＰＢＳ２の反射軸と整合される偏光面内の、偏光ビームスプリッタＰＢＳ２に来る光信号は、フォトダイオードＰＤＣへ反射される。

フォトダイオードＰＤＣに到達する光信号の電場は、電場ＥＣ（ｔ）とみなされ得る。フォトダイオードＰＤＤに到達する光信号の電場は、電場ＥＤ（ｔ）とみなされ得る。

フォトダイオードＰＤＡ、ＰＤＢ、ＰＤＣ、ＰＤＤに到達する電場は、次に下記で詳細に示されるように説明され得る。

電場ＥＳ（ｔ）は、半反射鏡ＨＲＭによる位相シフトを何も経ずに、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１により知られる。したがって電場ＥＳ（ｔ）は、位相シフトを受けない。電場ＥＯ（ｔ）は、半反射鏡ＨＲＭによる反射に起因するπ／２だけの位相シフト、および、１／４波長板ＱＷＰにより引き起こされるπ／２だけの位相シフトを受ける。したがって電場ＥＬ（ｔ）は、フォトダイオードＰＤＡに到達する前に全体としてπだけの位相シフトを経る。したがって電場ＥＡ（ｔ）は、
式７
のように説明され得る。

電場ＥＳ（ｔ）は、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１内部での反射に起因して、フォトダイオードＰＤＢに到達する前にπ／２だけの位相シフトを経る。電場ＥＯ（ｔ）は、フォトダイオードＰＤＢに到達する前に、半反射鏡でのπ／２だけの第１の位相シフト、および、偏光ビームスプリッタＰＢＳ１内部での反射の間のπ／２だけの第２の位相シフトを経る。したがって電場ＥＢ（ｔ）は、
式８
のように記述され得る。

電場ＥＳ（ｔ）は、フォトダイオードＰＤＣに到達する前に、半反射鏡ＨＲＭでの反射に起因するπ／２だけの位相シフト、および、偏光ビームスプリッタＰＢＳ２内部での反射の間のπ／２だけの位相シフトを経る。電場ＥＬ（ｔ）は、フォトダイオードＰＤＣに到達する前に、偏光ビームスプリッタＰＢＳ２内部での反射の間のπ／２だけの位相シフトを経る。したがって電場ＥＣ（ｔ）は、
式９
のように記述され得る。

電場ＥＳ（ｔ）は、フォトダイオードＰＤＤに到達する前に、半反射鏡ＨＲＭでのπ／２だけの位相シフトを経る。さらに電場ＥＯ（ｔ）は、フォトダイオードＰＤＤに到達する前に、１／４波長板ＱＷＰ内部でのπ／２だけの位相シフトを経る。したがって電場ＥＤ（ｔ）は、
式１０
のように記述され得る。

フォトダイオードＰＤＡ、ＰＤＢ、ＰＤＣ、ＰＤＤは、フォトダイオードＰＤＡ、ＰＤＢ、ＰＤＣ、ＰＤＤに到達する電場の強度に対応する電気信号をそれらのダイオードの出力で生成し、したがって各々のフォトダイオードＰＤＡ、ＰＤＢ、ＰＤＣ、ＰＤＤは、フォトダイオードＰＤＡ、ＰＤＢ、ＰＤＣ、ＰＤＤに到達する電気信号の二乗された大きさに相当する電気信号｜Ｅ_Ａ（ｔ）｜^２、｜Ｅ_Ｂ（ｔ）｜^２、｜Ｅ_Ｃ（ｔ）｜^２、｜Ｅ_Ｄ（ｔ）｜^２を生成する。

フォトダイオードＰＤＢにより付与される電気信号｜Ｅ_Ｂ（ｔ）｜^２が、フォトダイオードＰＤＣにより付与される電気信号｜Ｅ_Ｃ（ｔ）｜^２から減算される。このことが、次式のようであることが示され、次式のように説明され得る信号Ｑ（ｔ）をもたらす。

さらに、フォトダイオードＰＤＡにより付与される電気信号｜Ｅ_Ａ（ｔ）｜^２が、フォトダイオードＰＤＤにより付与される電気信号｜Ｅ_Ｄ（ｔ）｜^２から減算され、そのことが、次式のように導出され得る電気信号Ｉ（ｔ）をもたらす。

電気信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）内部において、位相φ_ｌ（ｔ）は、
φ_ｌ（ｔ）＝（ω_Ｓ−ω_Ｌ）・ｔ＋φ_Ｓ（ｔ）−φ_Ｌ（ｔ）
であることが示され得る。

局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の周波数ω_Ｌが光信号ｏｓ（ｔ）の周波数ω_Ｓに本質的に等しい場合、信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の位相φ_ｌ（ｔ）は、次式のように、光信号ｏｓ（ｔ）の位相φ_Ｓ（ｔ）と局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の位相φ_Ｌ（ｔ）との間の差に簡約される。

したがって信号Ｉ（ｔ）は、光信号ｏｓ（ｔ）を局部光信号ｌｏｓ（ｔ）と混合することにより得られる光ベースバンド信号の電気同相信号成分Ｉ（ｔ）＝ｅｉｓ（ｔ）とみなされ得る。さらに上記で解説された同じ理由で、信号Ｑ（ｔ）は、光信号ｏｓ（ｔ）を局部光信号ｌｏｓ（ｔ）と混合することにより得られる光ベースバンドの電気直交信号成分Ｑ（ｔ）＝ｅｑｓ（ｔ）とみなされ得る。

図７は、位相変調された光信号を復調するためのデバイスＯＤを示す。

光信号ｏｓ（ｔ）が、光インターフェースＯＩＦで受信される。この光信号ｏｓ（ｔ）は、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）とともに、前に図６で説明されたような混合ユニットＭＩＸＵに付与される。局部光信号ｌｏｓ（ｔ）は、光デバイスＯＤの一体部分であり得る局部発振器により付与される。

混合ユニットＭＩＸＵは、電気同相信号成分ｅｉｓ（ｔ）および電気直交信号成分ｅｑｓ（ｔ）を生成する。アナログデジタル変換器ＡＤＣ１は、アナログ電気信号成分ｅｉｓ（ｔ）、ｅｑｓ（ｔ）を、それぞれの時間離散電気信号成分ｄｅｉｓ（ｋ）、ｄｅｑｓ（ｋ）に変換する。

時間離散信号成分ｄｅｉｓ（ｋ）、ｄｅｑｓ（ｋ）は、処理ユニットＰＵに付与される。処理ユニットＰＵは、直交信号成分ｄｅｑｓ（ｋ）にｊの係数を乗算し、その乗算したものを電気同相信号成分ｄｅｉｓ（ｋ）に加算することにより、時間離散信号成分ｄｅｉｓ（ｋ）、ｄｅｑｓ（ｋ）を重畳する。このことが、時間離散電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）をもたらす。

局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の何分の１かは光変換デバイスＯＣＤに付与され、光変換デバイスＯＣＤは、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の光位相成分を光振幅信号ｏａｓ（ｔ）に変換する。光電変換デバイスが、光振幅信号ｏａｓ（ｔ）を電気振幅信号ｅａｓ（ｔ）に変換する。アナログデジタル変換器ＡＤＣ２が、電気振幅信号ｅａｓ（ｔ）を時間離散電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）に変換する。

時間離散電気振幅信号ｄｅａｓ（ｋ’）は処理ユニットＰＵに付与され、処理ユニットＰＵは、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）と、光信号ｏｓ（ｔ）を生成するために使用されるキャリア信号との間の位相オフセットを、項ｅ^{ｊｄｅａｓ（ｋ）}として決定する。

デジタルフィルタＤＦ１を使用して、処理ユニットＰＵは、電気ベースバンド信号ｄｅｓ（ｋ）に項ｅ^{ｊｄｅａｓ（ｋ）}を乗算することにより、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の位相オフセットを補償する。

このことが、修正された電気信号ｍｄｅｓ（ｋ）をもたらす。デジタルフィルタＤＦを使用して、処理ユニットＰＵは、光チャネルにより引き起こされる波長分散を補償する。このことが、補償された電気信号ＣＤＳ（ｋ）をもたらす。

図８は、光信号ｏｓ（ｔ）が偏波分割多重の概念を使用して２つの直交偏光面内部でデジタルデータを搬送する場合に使用され得る、拡張された光デバイスＯＤ２を示す。

受信される光信号ｏｓ（ｔ）は、偏光ビームスプリッタＰＢＳにより、第１の偏光された光信号ＰＯＳ１（ｔ）および第２の偏光された光信号ＰＯＳ２（ｔ）に分けられる。

偏光された光信号ＰＯＳ１（ｔ）、ＰＯＳ２（ｔ）の各々は、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）を使用してそれぞれの電気信号成分ＥＳＣ１、ＥＳＣ２をもたらすために、それぞれの混合ユニットＭＩＸＵ１、ＭＩＸＵ２により対処される。次いでそれぞれの電気信号成分ＥＳＣ１およびＥＳＣ２は、アナログデジタル変換器ＡＤＣにより、それぞれのデジタル電気信号成分ＤＥＳＣ１、ＤＥＳＣ２に変換される。離散電気信号成分ＤＥＳＣ１、ＤＥＳＣ２の各々の組から、それぞれの電気ベースバンド信号ｄｅｓ１（ｋ）、ｄｅｓ２（ｋ）が、前に図７に関して説明されたものに対応する様式で導出される。電気ベースバンド信号ｄｅｓ１（ｋ）、ｄｅｓ２（ｋ）の各々は、前に図７に関して詳細に説明されたように、局部光信号ｌｏｓ（ｔ）の位相誤差を補償するためにデジタルフィルタＤＦ１によりフィルタリングされる。

したがって各々の電気ベースバンド信号ｄｅｓ１（ｋ）、ｄｅｓ２（ｋ）から、それぞれの修正された電気信号ｍｄｅｓ１（ｋ）、ｍｄｅｓ２（ｋ）が得られる。次いでこれらの修正された信号は、光チャネルにより引き起こされる波長分散を補償するためにデジタルフィルタＤＦによりフィルタリングされる。このことが、それぞれの補償された電気信号ｃｄｅｓ１（ｋ）、ｃｄｅｓ２（ｋ）をもたらす。次いで偏波分割多重分離ＰＯＬＤＥＭのステップ内部においてこれらの信号は、定包絡線アルゴリズムなどのアルゴリズムによる等化を受けることが可能である。そのような等化は、信号ｃｄｅｓ１（ｋ）、ｃｄｅｓ２（ｋ）をフィルタリングする４つの有限インパルス応答フィルタにより実行され得るものであり、信号ｃｄｅｓ１（ｋ）、ｃｄｅｓ２（ｋ）からそれぞれのデータストリームが、送信側で使用されるＰＳＫまたはＱＡＭの信号点配置図によって導出され得る。有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数は、「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ： Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ａｎｄ Ｓｕｂｓｙｓｔｅｍｓ、Ｓｅｂ Ｊ． Ｓａｖｏｒｙ、ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＥＬＥＣＴＥＤ ＴＯＰＩＣＳ ＩＮ ＱＵＡＮＴＵＭ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ、第１６巻、第５号、９月／１０月 ２０１０２」において説明されているような定包絡線アルゴリズムを使用して決定され得る。

デバイスＯＤおよび／またはＯＤ２は、図１から図８に関して説明された１つまたは複数の方法のさらなるステップを実行するようにさらに構成される。計算ステップではデバイスＯＤおよび／またはＯＤ２は、信号処理ユニットＰＵに、ならびに／または、図７および図８に明示的に示されない他のユニットに頼る場合がある。

説明および図面は、本発明の原理を例示するものにすぎない。したがって、たとえ本明細書で明示的に説明されなくとも、または示されなくとも、本発明の原理を実施し、本発明の趣旨および範囲に含まれる様々な配置構成を当業者が考案可能になることが十分認識されるであろう。さらに、本明細書に列挙されるすべての例は、当技術分野の振興のために発明者により与えられる本発明の原理および概念を読者が理解する際に一助となるように、教育的な目的のものにすぎないことが明確に主として意図されるものであり、そのような具体的に列挙される実施例および条件への限定を伴わないと解釈されるべきである。さらに本発明の原理、態様、および実施形態、ならびにそれらの具体例を列挙する本明細書でのすべての記載は、それらの均等物を包含することが意図される。

「デバイス」、「ユニット」、または「処理ユニット」と名付けられた任意の機能ブロックを含む、図７および図８に示される様々な要素の機能は、専用ハードウェア、および、適切なソフトウェアと共同したソフトウェアを実行可能なハードウェアの使用によって提供され得る。プロセッサにより提供される場合、機能は、単一の専用プロセッサにより、単一の共有プロセッサにより、または、それらのうちのいくつかが共有されている場合がある複数の個々のプロセッサにより提供され得る。さらに用語「処理ユニット」、「デバイス」、または「ユニット」を明示的に使用することは、ソフトウェアを実行可能なハードウェアを排他的に指すと解釈されるべきではなく、限定はしないが、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを記憶するための読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置を暗黙に含み得る。従来の、および／または特注の他のハードウェアもまた含まれ得る。本明細書の任意のブロック図が、本発明の原理を実施する例示的な回路網の概念図を表すことは、当業者により十分認識されるはずである。

Claims (8)

1. 光チャネルから受信される位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））を復調する方法であって、
   − 時間離散電気信号（ｄｅｓ（ｋ））を、前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））のキャリア周波数に本質的に等しい周波数を有する局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））を使用して、前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））から導出するステップと、
   − 前記局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））と前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））との間の位相誤差を、前記局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））から位相オフセット（ＰＯ）を導出するステップ、および、前記位相オフセット（ＰＯ）により、導出された時間離散電気信号（ｄｅｓ（ｋ））を修正するステップにより補償するステップと、
   − 前記光チャネルにより引き起こされる波長分散を、デジタルフィルタ（ＤＦ）を使用して、修正された時間離散電気信号（ｍｄｅｓ（ｋ））をフィルタリングするステップにより補償するステップと
   を含む、方法。
2. 前記位相オフセット（ＰＯ）を導出するステップ（ＰＯＥ）が、
   − 光位相振幅変換デバイス（ＯＣＤ）を使用して、前記局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））から光振幅信号（ｏａｓ（ｔ））を生成するサブステップと、
   − 前記光振幅信号（ｏａｓ（ｔ））をアナログ電気振幅信号（ｅａｓ（ｔ））に変換するサブステップと、
   − 前記アナログ電気振幅信号（ｅａｓ（ｔ））を時間離散電気振幅信号（ｄｅａｓ（ｋ’））に変換するサブステップと、
   − 前記時間離散電気振幅信号（ｄｅａｓ（ｋ’））から前記位相オフセット（ＰＯ）を導出するサブステップと
   を含む、請求項１に記載の方法。
3. − 前記時間離散電気振幅信号（ｄｅａｓ（ｋ’））の振幅を修正するサブステップ
   をさらに含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記光位相振幅変換デバイス（ＯＣＤ）が直線範囲内で動作させられる、
   請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記時間離散電気信号（ｄｅｓ（ｋ））を導出するステップ（ＤＳ１）が、
   − アナログ電気同相信号成分（ｅｉｓ（ｔ））およびアナログ電気直交信号成分（ｅｑｓ（ｔ））を、前記局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））を使用して、前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））から導出するサブステップと、
   − 前記アナログ電気信号成分（ｅｉｓ（ｔ）、ｅｑｓ（ｔ））をサンプリングすることにより、それぞれの時間離散電気信号成分（ｄｅｉｓ（ｋ）、ｄｅｑｓ（ｋ））を生成するサブステップと、
   − 前記時間離散電気信号成分（ｄｅｉｓ（ｋ）、ｄｅｑｓ（ｋ））を重畳するサブステップと
   を含む、請求項４に記載の方法。
6. 前記アナログ電気信号成分（ｅｉｓ（ｔ）、ｅｑｓ（ｔ））を、前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））から導出するサブステップが、前記局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））および前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））を重畳するステップを含む、
   請求項５に記載の方法。
7. − 第２のデジタルフィルタを使用して、残っている位相誤差を補償するステップ
   をさらに含む、請求項１から６のいずれか一項に記載の方法。
8. 光チャネルから受信される位相変調された光信号を復調するためのデバイスであって、
   前記デバイス（ＯＤ、ＯＤ２）が、
   − 時間離散電気信号（ｄｅｓ（ｋ））を、前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））のキャリア周波数に本質的に等しい周波数を有する局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））を使用して、前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））から導出、
   − 前記局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））と前記位相変調された光信号（ｏｓ（ｔ））との間の位相誤差を、前記局部光信号（ｌｏｓ（ｔ））から位相オフセット（ＰＯ）を導出すること、および、前記位相オフセット（ＰＯ）により、導出された時間離散電気信号（ｄｅｓ（ｋ））を修正することにより補償、および
   − 前記光チャネルにより引き起こされる波長分散を、デジタルフィルタ（ＤＦ）を使用して、修正された時間離散電気信号（ｍｄｅｓ（ｋ））をフィルタリングすることにより補償
   するように構成される、デバイス。

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