JP2014239288A - 制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】通信速度を速くすることができ、且つ負荷装置で発生する電圧変動を低減させることができる制御システムを提供する。【解決手段】制御システムは、負荷装置２と制御器１とを備える。負荷装置２は、動作部５を備える。制御器１は、負荷装置２に電力線４を介して交流電力を供給し、動作部５を動作させる。また、制御器１は、送信手段６を備える。送信手段６は、交流出力の第１ゼロクロス点とその次の第２ゼロクロス点との間で負荷装置２への電力供給の遮断と再開とを繰り返すことにより、電力線４を介して制御信号を負荷装置２に送信する。また、送信手段６は、制御信号を負荷装置２に送信する際に、第１ゼロクロス点の直後は負荷装置２への電力供給を遮断しない。【選択図】図４

Description

この発明は、制御器と負荷装置とが電力線を介して接続された制御システムに関するものである。

特許文献１に、制御器と負荷装置とが電力線を介して接続された制御システムが記載されている。特許文献１に記載された制御システムでは、制御器から負荷装置に対し、電力線を介して電力を供給する。また、制御器から負荷装置に供給する電力を極短い時間だけ遮断することにより、制御器から負荷装置に対し、電力線を介して信号を送信する。

特表２００４−５０８７９６号公報

図１０は、従来の制御システムにおける変調時のタイムチャートである。図１０は、交流電力を変調し、データ「１０１１」を負荷装置に送信する場合を一例として示している。図１０（ａ）において、斜線が付された部分は、電力が欠落していることを示す。図１０（ｂ）は、負荷装置において整流された後の電圧波形を示す。Ｖｒｐ０は、リップル電圧である。

特許文献１に記載された制御システムでは、トライアックを用いて電力制御を行う。このため、半波長内において電力のＯＦＦ制御を行うことができない。即ち、データ「１」を送信する場合は、ゼロクロス点で電力供給を行わず、１／４波長が経過した時点でＯＮにして電力供給を再開する。このため、デジタル方式に換算して最大１ビットのデータしか半波長で送信することができない。データ速度が遅く、例えば、電源周波数が５０Ｈｚであれば１００ボーでの通信が限界となる。実際のシステムに適用する場合は、誤り訂正等を可能にするため、１ビットの情報に冗長ビットを付加しなければならない。冗長ビットとして５ビット程度が必要になるため、通信速度が更に遅くなってしまう。実用上の通信速度は、１０乃至１２ボー程度にまで低下する。

特許文献１に記載された制御システムでは、半波長内での電力のＯＦＦ制御を行うことができないため、ゼロクロス点直後の電力を欠落させてデータを送信する。このため、リップル電圧Ｖｒｐ０が大きくなってしまう。更に通信速度が遅いため、リップル電圧Ｖｒｐ０によって電圧が変動する時間が長くなる。例えば、上記システムを用いてＬＥＤランプの点灯制御を行う場合は、データの送信時に、ＬＥＤランプに数秒程度のちらつきが発生してしまう。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたものである。この発明の目的は、通信速度を速くすることができ、且つ負荷装置で発生する電圧変動を低減させることができる制御システムを提供することである。

この発明に係る制御システムは、動作部を備えた負荷装置と、負荷装置に電力線を介して交流電力を供給し、動作部を動作させる制御器と、を備え、制御器は、交流出力の第１ゼロクロス点とその次の第２ゼロクロス点との間で負荷装置への電力供給の遮断と再開とを繰り返すことにより、電力線を介して制御信号を負荷装置に送信する第１送信手段と、を備え、第１送信手段は、制御信号を負荷装置に送信する際に、第１ゼロクロス点の直後は負荷装置への電力供給を遮断しないものである。

また、この発明に係る制御システムは、動作部を備えた負荷装置と、負荷装置に電力線を介して交流電力を供給し、動作部を動作させる制御器と、を備え、制御器は、交流出力の第１ゼロクロス点とその次の第２ゼロクロス点との間で負荷装置への電力供給の遮断と再開とを繰り返すことにより、電力線を介して制御信号を負荷装置に送信する第１送信手段と、出力インピーダンスを修正するためのインピーダンス補償回路と、を備え、インピーダンス補償回路は、制御信号が負荷装置に送信される際に、負荷装置に電力が供給されている時に切り離され、負荷装置への電力供給が遮断されている時に接続されるものである。

この発明によれば、通信速度を速くすることができ、且つ負荷装置で発生する電圧変動を低減させることができる。

この発明の実施の形態１における制御システムの構成を示す図である。 この発明の実施の形態１における制御システムの具体的な構成を示す図である。 この発明の実施の形態１における制御システムの具体的な構成を示す図である。 この発明の実施の形態１における制御システムの変調時のタイムチャートである。 データを送信する時の動作を説明するためのタイムチャートである。 データを送信する時の同期方法を説明するための図である。 ＬＥＤランプで行われるゲイン調整を説明するための図である。 ゲイン調整時の動作を説明するためのフローチャートである。 ＬＥＤランプから制御器へのデータ送信を説明するための図である。 従来の制御システムにおける変調時のタイムチャートである。

添付の図面を参照し、本発明を詳細に説明する。重複する説明は、適宜簡略化或いは省略する。各図では、同一又は相当する部分に、同一の符号を付している。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における制御システムの構成を示す図である。
制御システムは、制御器１及び負荷装置２を備える。制御器１に、交流電源３が接続される。制御器１と負荷装置２とは、電力線４で接続される。制御器１は、電力線４を介して負荷装置２に交流電力を供給する。

負荷装置２は、動作部５を備える。負荷装置２では、制御器１から交流電力が供給されることにより、動作部５が予め定められた動作を行う。動作部５が行う動作は、モータのように構成要素の変位を伴うものでも良いし、構成要素の変位を伴わないものでも良い。構成要素の変位を伴わない動作の例として、発光、発熱及び音の発生等が挙げられる。

制御器１は、送信手段６を備える。送信手段６は、電力線４を介して負荷装置２に制御信号を送信する。送信手段６は、負荷装置２への電力供給の遮断と再開とを繰り返すことにより、負荷装置２に制御信号を送信する。制御信号には、例えば、動作部５の動作を変更するための情報が含まれる。

負荷装置２は、復調手段７と制御手段８とを備える。復調手段７は、制御器１から受信した制御信号を復調する。復調手段７は、負荷装置２に対する電力供給の断続パターンに基づいて制御信号の復調を行う。例えば、復調手段７は、制御器１から供給される交流電圧の時間的変化を監視し、その変化に基づいて制御信号を復調する。

制御手段８は、動作部５の動作を制御する。制御手段８は、復調手段７が復調した結果に基づいて、制御信号に含まれる情報通りに動作部５が動作するように、動作部５を制御する。

また、負荷装置２は、送信手段９を備える。送信手段９は、電力線４を介して制御器１に情報信号を送信する。送信手段９は、パルス状の電流変動を生じさせることにより、電力線４を介して情報信号を制御器１に送信する。例えば、送信手段９は、原信号に２進擬似雑音符号を割り当てた信号を情報信号として制御器１に送信する。

制御器１は、復調手段１０を備える。復調手段１０は、負荷装置２から受信した情報信号を復調する。例えば、復調手段１０は、パルス状に発生した電流変動を検知する。復調手段１０は、検知した電流変動に基づいて、送信手段９が送信した情報信号を復調する。

次に、図２乃至図９を参照し、本制御システムが備える機能について具体的に説明する。本制御システムは、制御器１と負荷装置２とが電力線４を介して接続されるシステムであれば、産業用及び家庭用の各種システムに適用できる。例えば、負荷装置２が家電品であれば、制御器１から電力線４を介して家電品に制御信号を送信することにより、制御器１と家電品との間に専用の信号線が接続されていなくても、家電品を遠隔制御できる。

以下においては、負荷装置２としてＬＥＤ（発光ダイオード）ランプが採用されている場合を例に、制御システムの説明を行う。かかる制御システムは、例えば、オフィス、工場或いは量販店で採用されている照明システムへの適用が好適である。なお、本制御システムの適用例はこれに限定されない。

図２及び図３は、この発明の実施の形態１における制御システムの具体的な構成を示す図である。図２は、制御器１ａの回路図を示している。制御器１ａは、図１に示す制御器１の一例である。図３は、ＬＥＤランプ２ａの回路図を示している。ＬＥＤランプ２ａは、図１に示す負荷装置２の一例である。制御器１ａとＬＥＤランプ２ａとは、電力線４ａ（図示せず）で接続される。制御器１ａは、電力線４ａを介してＬＥＤランプ２ａに交流電力を供給する。また、制御器１ａは、電力線４ａを介してＬＥＤランプ２ａに制御信号を送信する。ＬＥＤランプ２ａは、電力線４ａを介して制御器１ａに情報信号を送信する。

図２において、ＡＣは制御器１ａに電力を供給する交流電源である。
制御器１ａは、図２に示すように、マイクロプロセッサーＵ４、交流出力端子Ｐ１及びＰ２、トランジスターＱ１及びＱ２、メカニカルリレーＲＥ−１、ダイオードＤ１乃至Ｄ４、抵抗Ｒ１乃至Ｒ８、フォトカプラーＵ３及びＵ５、操作スイッチＳＷ１、電流センサーＵ１、３端子レギュレーターＵ２、電解コンデンサーＣ１及びＣ２、複合抵抗Ｒｎ−１を備える。

制御器１ａの各種動作は、マイクロプロセッサーＵ４によって制御される。図１に示された制御器１の各機能（手段）の要部は、マイクロプロセッサーＵ４によって実現される。

ＬＥＤランプ２ａは、図３に示すように、マイクロプロセッサーＵ４、交流入力端子Ｐ１及びＰ２、整流スタックＤＢ１及びＤＢ２、電解コンデンサーＣ１及びＣ２、データラインフィルターＬ１、コンデンサーＣ３及びＣ４、サージアブソーバーＳＺ１、ＤＣ／ＤＣコンバーターＵ３、照明用のＬＥＤモジュールＵ５、フォトカプラーＵ１及びＵ２、抵抗Ｒ１乃至Ｒ８、トランジスターＱ１及びＱ２を備える。

ＬＥＤランプ２ａの各種動作は、マイクロプロセッサーＵ４によって制御される。図１に示された負荷装置２の各機能（手段）の要部は、マイクロプロセッサーＵ４によって実現される。ＬＥＤランプ２ａの交流入力端子Ｐ１及びＰ２は、電力線４ａを介して制御器１ａの交流出力端子Ｐ１及びＰ２に接続される。

＜変調方式＞
上述したように、従来の制御システムでは、トライアックを用いて電力制御を行っていた。トライアックは、半波長内において電力のＯＦＦ制御を行うことができない。即ち、ゲート電圧によってＯＮ制御を行うことはできるが、交流電圧が０ＶになるまでＯＮが継続する。トライアックでは、ＯＦＦのタイミングを制御することができない。このため、交流電圧の半波長の間に複数のパルスを送信することができず、通信速度が低下する。また、トライアックの特性として電力が小さくなるとＯＦＦ時のディレーが発生する。このため、半波長で１ビットの通信を実施する場合でも、利用できる負荷装置の電力容量に制約がある。１００ボー或いは２００ボーの通信速度を要する制御システムに従来の構成を適用するには難点がある。

なお、１００ボー程度の速度（電源周波数：５０Ｈｚ）で通信を行う制御システムにおいても、従来の構成では、以下のような実用上の難点がある。
例えば、従来の構成を照明システムに適用する場合を考える。照明システムでは、照明のＯＮ／ＯＦＦを行うために人がスイッチを操作する。また、明るさ或いは色調を変える場合にもスイッチが操作される。このような状況において実用的な通信の信頼性を確保するためには、送信するデータを、冗長度を増した誤り訂正符号にする必要がある。電力線を介してデータを送信する制御システムでは、ＯＮ／ＯＦＦによるノイズ或いは誘導ノイズが電力線に重畳されるため、データに数十倍の冗長度を持たせる必要がある。このため、実質的な通信速度は１０乃至１２ボー程度になる。

例えば、１台の制御器で４０台のランプ（負荷装置）を制御する場合、送信するデータには、ランプのアドレス用に１バイト、照度の設定に１バイト、合計２バイトが必要になる。１０乃至１２ボー程度の通信速度では、上記１６ビット長のデータを送信するために３秒程度の時間が必要になってしまう。更に、従来の制御システムでは、ゼロクロス点直後の電力を欠落させてデータを送信するため、リップル電圧Ｖｒｐ０（図１０参照）が大きくなる。データの送信時にランプにちらつきが発生してしまう。
以下に、このような課題を解決するために採用された本制御システムの構成について説明する。

図４は、この発明の実施の形態１における制御システムの変調時のタイムチャートである。図４（ａ）は、制御器１ａからＬＥＤランプ２ａに送信されるデータ（制御信号）の例を示す。送信されるデータＴｘは、パルス列８Ｄの符号であり、スタートビットＳｔ＝１、ｂ６〜ｂ０を含む。図４（ｂ）は、データＴｘを送信する時の電力線４ａの電圧波形を示す。図４（ｂ）において、斜線が付された部分は電力が欠落していることを示す。

データＴｘは、交流出力のゼロクロス点Ｚｃを基点とし、次のゼロクロス点までに送信される。ゼロクロス点ＺｃからデータＴｘの送信が開始されるまでの間、電力は遮断されない。即ち、ゼロクロス点Ｚｃの直後に電力は遮断されない。データＴｘの送信は、ゼロクロス点Ｚｃから交流出力の１／４波長に相当する時間τ０が経過した後に開始される。データＴｘを送信する時、「１」に相当する区間の電力が遮断される。「０」に相当する区間では、ＬＥＤランプ２ａに電力が供給される。例えば、Ｓｔ＝１、ｂ６＝０であるため、ゼロクロス点Ｚｃから時間τ０が経過すると、１ビットに割り当てられた時間だけ電力が遮断される。上記１ビットに割り当てられた時間が経過すると、電力の供給が再開される。データＴｘは、固定長のパルス符号からなり、データＴｘを送信するために必要な時間は予め設定されている。例えば、データＴｘを送信するために必要な時間は、交流出力の１／４波長に相当する時間τ０より短く設定される。

図４（ｃ）は、ＬＥＤランプ２ａの整流スタックＤＢ１及びＤＢ２の出力電圧を示す。図４（ｃ）のＡは、電解コンデンサーＣ１で平滑された電圧波形である。図４（ｃ）のＢは、整流スタックＤＢ２の端子３の電圧波形である。上述したように、ゼロクロス点Ｚｃの直後に電力は遮断されず、データＴｘは、交流出力のピーク値以降に送信される。このため、データＴｘを送信している時のリップル電圧Ｖｒｐ１は、データＴｘを送信していない時のリップル電圧と殆ど変わらない。データＴｘの送信は、ＬＥＤランプ２ａにおける電圧変動に殆ど影響を与えない。

なお、交流出力のピーク値付近でデータＴｘの送信を開始すれば、リップル電圧Ｖｒｐ１が極端に大きくなることはない。このため、データＴｘの送信開始時期は、ゼロクロス点Ｚｃから時間τ０が経過した時に限定されない。データＴｘの送信開始時期は、交流出力のピーク値付近であれば、交流出力の１／４波長に相当する時間τ０が経過する前でも良い。但し、ゼロクロス点Ｚｃから時間τ０が経過した時或いは時間τ０が経過した後にデータＴｘの送信を開始すれば、リップル電圧Ｖｒｐ１が大きくなることを確実に防止できる。

制御器１ａは、トランジスターＱ１でスイッチングを行うことにより、データＴｘを生成する。即ち、制御器１ａでは、半波長内において電力のＯＮ制御とＯＦＦ制御との双方を行うことができる。半波長で８ビットのデータを送信し、その次の半波長で更に８ビットのデータを送信することに何ら支障はない。通信速度は、電源周波数が５０Ｈｚであれば、８００ボーとなる。なお、屋内配線用の数百ｍ程度の電力線を用いて通信を行う場合は、送信及び受信のインピーダンスを調整し、波形歪に配慮した回路構成にする必要がある。かかる場合でも、１０ｋＨｚ程度の帯域を十分に確保できる。

制御器１ａにおけるデータ送信時のパルスのタイミング管理は、マイクロプロセッサーＵ４のシステムクロックで行う。これにより、送信タイミングの精度を向上させることができ、電源ラインのデータ伝送品質の上限まで伝送速度を上げることができる。

例えば、受信系及び信号系に雑音に強い方式を採用し、電力線の伝送帯域が１０ｋＨｚであると想定する。また、電源周波数が５０Ｈｚで、半波長１０ｍｓのうちの７ｍｓをパルス伝送のために利用すると想定する。かかる場合、半波長当たり７０ビットのパルス伝送が可能である。２進擬似雑音符号で冗長度を増して半波長当たり８ビットとすると、５０Ｈｚの電力線では８ビット×１００＝８００ボーとなり、かかる速度で雑音に強く信頼性の高い通信を実現することができる。通信速度が１０乃至１２ボー程度である従来の構成と比較して、信頼性の高い高速通信が可能となる。

以下に、図５も参照し、データＴｘを送信する時の動作について具体的に説明する。図５は、データＴｘを送信する時の動作を説明するためのタイムチャートである。

制御器１ａからＬＥＤランプ２ａにデータＴｘを送信する場合、先ず、制御器１ａにおいて交流出力のゼロクロス点Ｚｃ０が検出される。制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４は、検出されたゼロクロス点Ｚｃ０を基点にしてデータＴｘを送信する。即ち、マイクロプロセッサーＵ４は、ゼロクロス点Ｚｃ０を基点にしてＬＥＤランプ２ａへの電力供給を断続させる。

制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４は、ゼロクロス点Ｚｃ０から時間τ１が経過すると、端子ＲＡ３を「１」に、端子ＲＡ２を「０」にする。τ１は、メカニカルリレーＲＥ−１のタイミングを示す。これにより、メカニカルリレーＲＥ−１が駆動される。また、トランジスターＱ１を導通状態にする。この時、交流電源ＡＣは負領域にあるため、トランジスターＱ１は導通状態にならない。しかし、トランジスターＱ１は、ダイオードＤ３を通じて負荷側に電力が供給される。

時間τ２は、メカニカルリレーＲＥ−１の遅延時間である。メカニカルリレーＲＥ−１が駆動されてから時間τ２が経過すると、メカニカルリレーＲＥ−１の接点がＭ側になる。これにより、抵抗Ｒ７が制御器１ａ内において交流電源ＡＣに対する負荷として追加される。

メカニカルリレーＲＥ−１は、トランジスターＱ１の温度上昇を抑制する目的で設けられる。即ち、ＬＥＤランプ２ａに単に電力を供給する場合はメーク接点を介して電力供給を行い、ＬＥＤランプ２ａにデータを送信する時のみトランジスターＱ１を動作させる。半導体技術が進歩した現在では、高耐電圧特性及び高耐電流特性を有するトランジスターが製品化されている。このため、制御器１ａにメカニカルリレーＲＥ−１を備えることは、必ずしも必要としない。

図５（ｂ）は、フォトカプラーＵ５の端子１の電圧波形を示す。図５（ｂ）は、抵抗Ｒ７のＯＮ／ＯＦＦ状態を示す。図５（ｃ）は、データＴｘを送信する時の電力線４ａの電圧波形を示す。図５（ｃ）において、斜線が付された部分は電力が欠落していることを示す。τ４は、データＴｘを送信するタイミングである。

制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４は、データＴｘを送信する時、「１」に相当する区間、トランジスターＱ１をＯＦＦにしてＬＥＤランプ２ａへの電力供給を遮断する。例えば、Ｓｔ＝１であるため、ゼロクロス点Ｚｃ１から１／４波長に相当する時間が経過した際にトランジスターＱ１をＯＦＦにし、電力線４ａの電圧を０にする。これにより、ＬＥＤランプ２ａにデータＴｘの送信が開始されたことを認識させる。ゼロクロス点Ｚｃ１は、ゼロクロス点Ｚｃ０の次のゼロクロス点である。

トランジスターＱ１は、フォトカプラーＵ３を介してマイクロプロセッサーＵ４の端子ＲＡ２に接続される。抵抗Ｒ７は、フォトカプラーＵ５を介してマイクロプロセッサーＵ４の端子ＲＡ２に接続される。このため、フォトカプラーＵ５は、データＴｘを送信する時の端子ＲＡ２からのパルスに連動して駆動される。即ち、トランジスターＱ１がＯＦＦの時、フォトカプラーＵ５はＯＮとなる。データＴｘを送信する際にＬＥＤランプ２ａへの電力供給が遮断されている時は、抵抗Ｒ７が交流出力端子Ｐ１及びＰ２間に接続される。また、トランジスターＱ１がＯＮの時、フォトカプラーＵ５はＯＦＦとなる。データＴｘを送信する際にＬＥＤランプ２ａに電力が供給されている時は、抵抗Ｒ７が交流出力端子Ｐ１及びＰ２間から切り離される。これにより、出力インピーダンスを低下させて、電源ラインのインピーダンスによる伝送歪を低減させる。

上記機能は、通信の信頼性を向上させるために欠かせない機能である。本制御システムのように、本来通信用として用いられない電力線４ａを伝送路に利用し、且つ１Ｋ乃至１０Ｋボーといった比較的高速で通信を行う場合は特に有効な手段となる。

なお、本制御システムは、雷サージ対策及びノイズ対策として、誘導性素子及び容量性素子によって構成される回路を備える。このような回路も電源ラインの線路インピーダンスに付加され、信号波形の歪みの原因となる。図３に示すデータラインフィルターＬ１、コンデンサーＣ３及びＣ４、サージアブソーバーＳＺ１が上記回路に相当する。

本実施の形態では、制御器１ａの出力インピーダンスを修正するためのインピーダンス補償回路として抵抗Ｒ７を採用している。これは一例を示すものである。インピーダンス補償回路は、他の構成を有していても構わない。また、抵抗Ｒ７は、メカニカルリレーＲＥ−１のブレーク接点を介して制御器１ａ内の回路に接続される。これは、フォトカプラーＵ５が動作していない時に、必要以上に電源ラインの高圧ノイズがフォトカプラーＵ５の端子３−４間に印加されることを防止するためである。かかる構成は、本発明に必須のものではない。

図５（ｄ）は、ＬＥＤランプ２ａの整流スタックＤＢ１及びＤＢ２の出力電圧を示す。図５（ｄ）のＡは、電解コンデンサーＣ１で平滑された電圧波形である。図５（ｄ）のＢは、整流スタックＤＢ２の端子３の電圧波形である。上述したように、データＴｘを送信している時のリップル電圧Ｖｒｐ１は、データＴｘを送信していない時のリップル電圧と殆ど変わらない。Ｖｔｈは、ＬＥＤランプ２ａのマイクロプロセッサーＵ４の内部に備えられたコンパレーターの閾値である。図５（ｅ）は、このコンパレーターの出力波形を示している。

図２及び図３、図５は、１台の制御器１ａに複数台（例えば、数十個）のＬＥＤランプ２ａが接続されたシステムの例を示している。かかる場合、例えば、ＬＥＤランプ２ａに、設置されている場所に応じて予めアドレスが割り当てられる。また、操作スイッチＳＷ１は、ＬＥＤランプ２ａの照度を変更するために使用される。操作スイッチＳＷ１が操作されると、制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４は、その操作内容に応じたアドレスと照度情報とを含むデータ（制御信号）を、電力線４ａを介してＬＥＤランプ２ａに送信する。ＬＥＤランプ２ａでは、受信したデータをマイクロプロセッサーＵ４で復調する。ＬＥＤランプ２ａのマイクロプロセッサーＵ４は、復調した内容に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバーターＵ３の電流制御入力端子Ｃｉｎの電圧を変更する。これにより、ＬＥＤモジュールＵ５の電流が適切に制御され、明るさや色調が変更される。

このように、本願発明における変調方式を採用すれば、電力線４を介した制御システムにおいて、デジタルデータの同期外れの防止、通信の高速化、負荷装置２側の電圧変動の低減を実現できる。また、制御システムを安価に提供することができる。負荷装置２としてＬＥＤランプ２ａを採用した場合は、コストを抑えた上で、ＬＥＤモジュールＵ５の明るさや色調を個別に制御することが可能となる。

＜同期方式＞
図６は、データを送信する時の同期方法を説明するための図である。図６は、制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４の端子ＲＢ０の電圧波形であり、交流電源ＡＣの半波整流波形を示す。半波にしたのは、データ送信用の回路を簡易化するためである。即ち、交流電源ＡＣの一方の極性の時のみデータを送信する。これは、制御器１ａの同期方式を制限するものではない。

図６において、Ｖｔｈは制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４の内部に備えられたコンパレーターの閾値である。Ｚｃはゼロクロス点、Ｔｗは計測された交流電源ＡＣの波長である。

図６（ａ）は、ノイズがない時の電圧波形である。Ｔｐはコンパレーター出力のパルス幅である。Ｔｐは、マイクロプロセッサーＵ４に内蔵されたタイマーで計測される。Δｔは、ゼロクロス点Ｚｃからコンパレーター出力の立ち上がりまでの時間である。マイクロプロセッサーＵ４は、ＴｐとＴｓとを用いて同期点Ｐｓを算出する。Ｔｓは、次式で与えられる。
Ｔｓ＝Ｔｗ−Ｔｐ−Δｔ
即ち、ＴｗとＴｐとを用いることにより、ゼロクロス点Ｚｃ（同期点Ｐｓ）を間接的に求めることができる。

図６（ｂ）は、コンパレーター出力が立ち上がる直前にノイズＮが乗った時の電圧波形である。Ｎｔは、コンパレーター出力の立ち上がりのずれ（時間）を示している。コンパレーター出力の立ち上がりが本来の立ち上がりより時間Ｎｔだけ早くなると、マイクロプロセッサーＵ４は、本来の同期点Ｐｓより時間Ｎｔだけ早い点を同期点Ｎ−Ｐｓと認識してしまう。

制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４は、コンパレーター出力のパルス幅Ｔｐを計測し、計測したパルス幅Ｔｐをパルス幅の基準値Ｔｐ０と比較する。計測したパルス幅Ｔｐと基準値Ｔｐ０との差が所定値より小さければ、そのパルスを基点としてデータの送信を行う。具体的には、計測したパルス幅Ｔｐと基準値Ｔｐ０との差が上記所定値より小さければ同期点の算出を行い、算出した同期点を基点にしてデータを送信する。計測したパルス幅Ｔｐと基準値Ｔｐ０との差が上記所定値以上であれば、データの送信を行わない。即ち、基準値Ｔｐ０との差が上記所定値より小さくなるパルス幅Ｔｐが計測されるまで、データを送信しない。

パルス幅の基準値Ｔｐ０は、例えば、計測されたパルス幅の平均値を算出すること等によって統計的に決定される。この場合、マイクロプロセッサーＵ４は、パルス幅Ｔｐを常時計測し、平均値を更新する。かかる決定方法であれば、ノイズＮの影響を除去した誤差の小さい基準値Ｔｐ０を得ることができる。

一般に、データ通信では、同期捕捉に失敗すると、後続データの送信タイミングが全て狂ってしまう。正常なデータ送信を行うことが困難になり、通信の信頼性が損なわれる。上記同期方式を採用することにより、例えば、ノイズＮによるゼロクロス点Ｚｃのずれの確率をλとすると、同期エラー率をλの２乗にまで低下させることができる。λ＝０．００１であれば、同期エラー率は０．０００００１となり、通信の信頼性を向上させることができる。

＜受信ゲインの調整＞
本制御システムでは、交流出力の半波長単位でデータ伝送を行う。例えば、上述したように、電力の電圧正弦波の位相９０度若しくは２７０度でデータの送信を開始すると、交流出力の１／４波長に相当する時間より短い時間しか、データ伝送のために使うことができない。８ビット乃至数十ビットのデータを送信するためには、半波長のうち可能な限り広い時間幅を活用する必要がある。
先ず、電力線を介してデータ伝送を行う際に注意すべき点について説明する。

オフィスビル等では、商業電源の電圧が１００Ｖ或いは２００Ｖである。また、エアーコンディショナーや照明、冷蔵庫といった各種機器が電源を共用している。このため、通信用の回路もこのような状況に対応させなければならない。

負荷装置側の直流電源装置は、省エネ等のために、一般にスイッチング方式が採用される。このため、高周波のスイッチングノイズが発生する。また、一般の電気製品では、ＪＩＳ規格等によってノイズを外部に出すことが規制されているが、製品の内部にはノイズが多く存在する。このような装置に電力線によってデータ伝送を行うための受信回路を内蔵させた場合は、スイッチングノイズ或いは機器内のノイズといった様々なノイズが電力線に重畳する。例えば、エレベーターやエアーコンディショナー等の動力を切り替えた時に発生したノイズが、電力線に重畳する。

通信用の回路に用いられているマイクロプロセッサーの動作をこのようなノイズから保護する手段として、信号の入口にフォトカプラーを用いて電気的に絶縁する方式が一般に採用される。また、上記手段として、回路のアース点を分離する方式が採用されることもある。フォトカプラーを用いる方式では、フォトカプラーの内部で、入力電流信号を光信号に変換し、更にその光信号を出力電流信号に変換する。フォトカプラーにおいて入力電流信号を出力電流信号に変換する効率は、製造上のばらつきが大きい。例えば、その入出力電流比は、５０％乃至５００％程度である。通信用のフォトカプラーに限定しても、入出力電流比は、１００％乃至３００％程度になる。

商業電源の電圧が１００Ｖ及び２００Ｖの２種類存在するため、受信用の回路では、デジタルデータにおけるビット振幅が電圧によって２倍に変動する。また、ビット振幅は、フォトカプラーの入出力電流比によって最大３倍に変動する。商業電源の電圧とフォトカプラーの入出力電流比との双方を考慮すると、ビット振幅は、最大で６倍まで変動することになる。
以下に、図７及び図８を参照し、上記課題を解決するためのゲイン調整について説明する。

図７は、ＬＥＤランプ３ａで行われるゲイン調整を説明するための図である。
図７において、Ａ乃至Ｄは、交流電源ＡＣの電圧とフォトカプラーＵ１の電流変換率ＣＲとを変えた時のフォトカプラーＵ１の出力例を示す。Ａは、電圧が１００Ｖ及び電流変換率ＣＲが１００％の場合のフォトカプラーＵ１の出力波形である。Ｂは、電圧が１００Ｖ及び電流変換率ＣＲが７５％の場合の波形である。Ｃは、電圧が２００Ｖ及び電流変換率ＣＲが１００％の場合の波形である。Ｄは、電圧が２００Ｖ及び電流変換率ＣＲが１５０％の場合の波形である。

図７において、ｂ７乃至ｂ０は、８ビットからなるデータの例を示す。ｂ０＿Ａ乃至ｂ０＿Ｄは、最後尾のビットｂ０の振幅を示す。Ｖｔｈ＿ｓは、ＬＥＤランプ２ａのマイクロプロセッサーＵ４に内蔵されたコンパレーターの閾値である。ＰＷ＿Ｓは、上記８ビットからなるデータを受信するために必要なコンパレーター出力のパルス幅（固定長）である。ＰＷ＿Ｂは、フォトカプラーＵ１の出力がＢに示す波形である時にコンパレーターから出力されるパルスの幅（データの受信可能範囲）である。同様に、ＰＷ＿Ｄは、フォトカプラーＵ１の出力がＤに示す波形である時にコンパレーターから出力されるパルスの幅（データの受信可能範囲）である。

パルス幅ＰＷ＿Ｂは、データを受信するために必要なパルス幅ＰＷ＿Ｓより小さい。このため、フォトカプラーＵ１の出力がＢに示す波形である場合、コンパレーターの閾値がＶｔｈ＿ｓであると、ｂ７乃至ｂ０からなるデータを適切に受信することはできない。即ち、フォトカプラーＵ１の出力がＢに示す波形であれば、上記データのうちｂ７乃至ｂ３までしか受信されない。

一方、パルス幅ＰＷ＿Ｄは、データを受信するために必要なパルス幅ＰＷ＿Ｓより大きい。このため、フォトカプラーＵ１の出力がＤに示す波形である場合、コンパレーターの閾値がＶｔｈ＿ｓであれば、ｂ７乃至ｂ０からなるデータの全てを受信することができる。

図７に示すＡ乃至Ｄは、フォトカプラーＵ１の端子４の電圧波形であり、抵抗Ｒ１の端子電圧に相当する。ＬＥＤランプ３ａでは、フォトカプラーＵ１のＬＥＤの入力端子が、抵抗Ｒ５を介して整流スタックＤＢ２の端子３に接続される。フォトカプラーＵ１では、ＬＥＤからの光を更に電流に変換して出力する。抵抗Ｒ１は、フォトカプラーＵ１の出力端子４に接続される。ＬＥＤランプ３ａのマイクロプロセッサーＵ４の端子ＲＡ３は、入力ポートである。端子ＲＡ３は、内部のコンパレーターに接続される。

ＬＥＤランプ３ａでは、図７に示すＡ乃至Ｄの振幅とマイクロプロセッサーＵ４に内蔵されたコンパレーターの閾値とを調整して、最適なＳ／Ｎでデータを受信する。ＬＥＤランプ３ａでは、最適なＳ／Ｎを得るための指標として下記ＳＮ＿ＯＰを用い、ＳＮ＿ＯＰが最小になるようにフォトカプラーＵ１の出力とコンパレーターの閾値とを選択する。
ＳＮ＿ＯＰ＝Ｖｒ（Ｎｒ）／Ｖｔｈ（Ｎｖ）
ここで、
Ｖｒ：フォトカプラーＵ１の出力電圧のピーク値
Ｎｒ：出力調整パラメーター（例えば、０、１、２、３）
Ｖｔｈ：マイクロプロセッサーＵ４に内蔵されたコンパレーターの閾値
Ｎｖ：調整パラメーター（例えば、０、１、２）
である。
Ｖｒは電源電圧に比例する値であり、Ｖｔｈは信号電圧に比例する値である。ノイズは電源ラインに重畳されるためＶｒに比例するものとみなす。

ＬＥＤランプ３ａのマイクロプロセッサーＵ４の内部に備えられたコンパレーターは、例えば、１．０Ｖ、２．０Ｖ、４．０Ｖの３段階（Ｎｖ＝０、１、２）で閾値を選択する。また、マイクロプロセッサーＵ４は、図７に示すコンパレーター出力のパルス幅ＰＷ＿ｘ（例えば、ＰＷ＿Ｂ、ＰＷ＿Ｄ）を測定し、ＰＷ＿Ｓ＜ＰＷ＿ｘを満足するフォトカプラーＵ１のエミッタ抵抗を選択する。具体的に、エミッタ抵抗として、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ６の組み合わせから４種類（Ｎｒ＝０、１、２、３）の値を選択できる。マイクロプロセッサーＵ４は、出力ポートＲＡ０及びＲＡ１でトランジスターＱ１及びＱ２を調整し、最適なエミッタ抵抗を選択する。

以下に、図８も参照し、マイクロプロセッサーＵ４のプログラムによって行われるゲイン調整のための動作について説明する。図８は、ゲイン調整時の動作を説明するためのフローチャートである。なお、パルス幅の目標値ＰＷ＿Ｔは、以下の通りとする。
ＰＷ＿Ｔ＝ＰＷ＿Ｓ＋α
即ち、目標値ＰＷ＿Ｔは、８ビットのデータを受信するために必要なパルス幅ＰＷ＿Ｓよりαだけ余裕を持たせた値である。また、Ｖｔｈ（０）＝４Ｖ、Ｖｔｈ（１）＝２Ｖ、Ｖｔｈ（２）＝１Ｖであり、Ｖｒ（０）＜Ｖｒ（１）＜Ｖｒ（２）＜Ｖｒ（３）とする。

図８に示すプログラムは、ＳＮ＿ＯＰ（Ｖｒ、Ｖｔｈ）が最小となる組み合わせＶｒ（Ｎｒ＿Ａ）、Ｖｔｈ（Ｎｖ＿Ａ）を決定するためのものである。
先ず、Ｎｖ＝０及びＳＮ＿ＯＰ＝ＦＦ（最大値）とする（Ｓ１０１）。次に、Ｎｒ＝０として、ＰＷ＿ｘ（Ｎｒ、Ｎｖ）を測定する（Ｓ１０２、Ｓ１０３）。Ｓ１０３で測定したＰＷ＿ｘを制御目標値ＰＷ＿Ｔと比較する（Ｓ１０４）。

Ｓ１０３で測定したＰＷ＿ｘが目標値ＰＷ＿Ｔ以下の場合、現在のＮｒ及びＮｖの組み合わせでは、データの一部を受信できない恐れがある。このため、Ｓ１０８に進み、現在のＮｒの値に１を加算した値を新規Ｎｒとする。上記例では、現在のＮｒの値が０であるため、Ｎｒ＝１とする。

Ｓ１０３で測定したＰＷ＿ｘが目標値ＰＷ＿Ｔより大きい場合、現在のＮｒ及びＮｖの組み合わせであれば、データの全体を受信できる。かかる場合、次式によりＳＮｘを算出する（Ｓ１０５）。ＳＮｘは、選択のための評価指数である。評価指数ＳＮｘは、値が小さいほど評価が高い。
ＳＮｘ＝Ｖｒ／Ｖｔｈ

Ｓ１０５で算出された評価指数ＳＮｘは、現在のＳＮ＿ＯＰの値と比較される（Ｓ１０６）。Ｓ１０５で算出された評価指数ＳＮｘがＳＮ＿ＯＰ以上の場合、現在のＮｒ及びＮｖの組み合わせは評価が低い或いは他の組み合わせより評価が低いと判断される。かかる場合、Ｓ１０８に進み、現在のＮｒの値に１を加算した値を新規Ｎｒとする。

Ｓ１０５で算出された評価指数ＳＮｘがＳＮ＿ＯＰより小さい場合、現在のＮｒ及びＮｖの組み合わせがこれまで検討した中で一番評価が高いと判断される。かかる場合、Ｓ１０５で算出されたＳＮｘをＳＮ＿ＯＰに設定する。また、現在のＮｒの値を暫定抵抗ランクＮｒ＿Ａに設定する。現在のＮｖの値を暫定閾値ランクＮｖ＿Ａに設定する（Ｓ１０７）。Ｓ１０７の処理が終了すると、次のＮｒ及びＮｖの組み合わせについて検討を行うため、現在のＮｒの値に１を加算した値を新規Ｎｒとする（Ｓ１０８）。

Ｓ１０８において新規Ｎｒを設定すると、Ｎｒが４になったか否かを判定する（Ｓ１０９）。例えば、現在のＮｒが１であれば、Ｓ１０３に戻って上記処理を繰り返し行う。即ち、現在のＮｒ及びＮｖの組み合わせにおけるパルス幅ＰＷ＿ｘを測定し、評価指数ＳＮｘがＳＮ＿ＯＰより小さければ、ＳＮ＿ＯＰ、Ｎｒ＿Ａ、Ｎｖ＿Ａを更新する。

Ｓ１０９においてＮｒ＝４と判定されると、現在のＮｖの値に１を加算した値を新規Ｎｖとする（Ｓ１１０）。Ｓ１１０において新規Ｎｖを設定すると、Ｎｖが３になったか否かを判定する（Ｓ１１１）。例えば、現在のＮｖ＝１であれば、Ｓ１０２に戻ってＮｒを０に設定してから上記処理を繰り返し行う。
Ｓ１１１においてＮｖ＝３と判定されると、処理を終了する。

このように、パラメーターを変更する度にパルス幅ＰＷ＿ｘを測定し、ＳＮ＿ＯＰ、Ｎｒ＿Ａ、Ｎｖ＿Ａを評価の高い値に順次更新していく。上記例では、Ｖｒを４段階に変更し、Ｖｔｈを３段階に変更する。このため、パルス幅の測定回数は計１２回となる。パルス幅の測定は半波長毎に実施できるため、６波長でＶｒ（Ｎｒ＿Ａ）及びＶｔｈ（Ｎｖ＿Ａ）の最適な組み合わせを決定できる。

上記説明では、閾値Ｖｔｈを３段階に、フォトカプラーＵ１の出力電圧のピーク値Ｖｒを４段階に切り替える場合について説明したが、これらの値は一例である。Ｖｔｈ及びＶｒの切替回数は、必要に応じて適宜設定される。

図８に示すプログラムは、例えば、ＬＥＤランプ２ａの電源が投入された時に実行される。これにより、システムの電源電圧及びフォトカプラーＵ１の入出力電流比に応じた最適なＳ／Ｎでデータ受信を行うことが可能となる。なお、ＬＥＤランプ３ａのマイクロプロセッサーＵ４のプログラムによってゲイン調整を行えば、人為的なミスを防止し且つ低コストで通信の信頼性を向上させることができる。

＜ＬＥＤランプ２ａから制御器１ａへのデータ送信＞
ＬＥＤランプ２ａから制御器１ａに送信するデータを符号化する際に、原信号に対して擬似雑音符号を割り当ててビット数を増加させ、冗長度を増加させてノイズに強い符合を作成する。この手法は、データの時間長を規定してビット数を増加させるため、直接スペクトラム拡散とも称される。この手法は、搬送波の周波数拡散通信と比較して回路構成が簡単でありコストメリットが高いといった利点がある。周波数拡散及びスペクトラム拡散は、ノイズの多い伝送路で信頼性の高い通信を行うためによく利用される。本制御システムでは、電力線４を介してデータ通信を行う。以下に、電力線４を介してデータ通信を行うために好適な方法について説明する。なお、原信号に擬似雑音符号を割り当てて符号を作成する一般的な方法については、その説明を省略する。

図９は、ＬＥＤランプ２ａから制御器１ａへのデータ送信を説明するための図である。
図９（ａ）は、整流スタックＤＢ２の端子３の電圧波形を示す。Ｚｃ０乃至Ｚｃ２は、ゼロクロス点である。図９（ｂ）は、ＬＥＤランプ２ａの抵抗Ｒ４に流れる電流を示す。抵抗Ｒ４に流れる電流は、ＬＥＤランプ３ａのマイクロプロセッサーＵ４の端子ＲＡ４からの出力パルスによって制御される。

図９（ｂ）に示すＢは、周波数ｆｃの高周波パルス列であり、ＬＥＤランプ２ａから制御器１ａに送信するデータのスタート信号である。Ｂに示すスタート信号は、ゼロクロス点Ｚｃ０及びＺｃ１の中間点付近、即ち図９（ａ）でＡに示す交流出力のピーク点付近を中心としてその前後に生成される。

図９（ｂ）に示すＣ及びＤは、擬似雑音符号でスペクトラム拡散された固定長の信号である。即ち、これらは、原信号に擬似雑音符号を割り当てた情報信号である。ｓｐは２個のランダムパルス列の中央に位置する符号である。ｓｐは、電流増加時の値、即ち「１」にその値が固定される。図９（ｂ）に示すパルス電流は、電力線４ａの負荷電流に重畳される。

図９（ｃ）は、制御器１ａの電流センサーＵ１の端子Ｖ０の出力波形である。図９（ｃ）に示す波形は、電流センサーＵ１に流入する負荷電流に対応する。即ち、図９（ｃ）に示すｆ（ｔ）は、図９（ｂ）のＢ乃至Ｄが重畳された信号電流である。Ｖｂは、電流センサーＵ１の直流動作点である。Ｖｂに対する変動が、制御器１ａからＬＥＤランプ２ａに供給される電流である。

なお、図９は交流負荷電流に重畳された信号電流を示しているが、本制御システムを適用するのに好適な照明システムでは、１台の制御器１ａに数十個のＬＥＤランプ２ａが接続される。このため、図９に示すｆ（ｔ）の振幅と比較して、信号電流Ｂ乃至Ｄの大きさは実用上数十分の１以下となる。信号電流Ｂ乃至Ｄによる全体の電流変動は微小である。

図９（ｄ）は、制御器１ａの電流センサーＵ１の端子ｆ０の電圧波形である。この波形は、電流センサーＵ１に内蔵されたバンドパスフィルタとアンプとによって構成された中心周波数ｆｃの狭帯域増濾波器の出力を示す。制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４の端子ＲＡ１は入力ポートである。制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４は、端子ＲＡ１で電流センサーＵ１の端子ｆ０からの出力を受ける。マイクロプロセッサーＵ４は、所定時間パルスカウントを行い、周波数ｆｃの高周波パルス列を検出する。マイクロプロセッサーＵ４は、Ｂに示すスタート信号を検出すると、Ｃ及びＤに示す信号の復調を以下の手順で実施する。

・復調手順１
制御器１ａのマイクロプロセッサーＵ４の端子ＲＡ０は、内臓ＡＤコンバーターの入力端子である。マイクロプロセッサーＵ４は、ＬＥＤランプ２ａから情報信号が送信されてくる前に、少なくとも１波長以上に渡って電流のサンプリング計測を行う。マイクロプロセッサーＵ４は、無信号時のｉ番目の波の最大値Ｍａｘ（ｉ）、最小値Ｍｉｎｉ（ｉ）、直流成分ＤＣ（ｉ）を求める。Ｎ個の波の平均をＡ＿Ｍａｘ＝ΣＭａｘ（ｉ）／Ｎ、Ａ＿Ｍｉｎｉ＝ΣＭｉｎｉ（ｉ）／Ｎ、Ａ＿ＤＣ＝ΣＤＣ（ｉ）／Ｎとし、次式から、ＬＥＤランプ２ａが情報信号を送信していない時の電流パターンＩ０（ｊ）を算出する。
Ｉ０（ｊ）＝Ａ＿ＤＣ＋｛（Ａ＿Ｍａｘ−Ａ＿Ｍｉｎｉ）／２｝Ｓｉｎ（ｊ／Ｊ０＊２π）
ここで、
Ｊ０：電源波１波長のサンプル数
ｊ ：サンプリングナンバー
である。電流パターンＩ０（ｊ）は、電流パターンの基準値に相当する。制御器１ａ及びＬＥＤランプ２ａ間の通信プロトコルにより、制御器１ａからＬＥＤランプ２ａに対して送信要求コマンドが無ければＬＥＤランプ２ａは情報信号を送信しない規則にしておけば、無信号時の電流パターンＩ０（ｊ）を容易に測定することができる。

・復調手順２
マイクロプロセッサーＵ４は、周波数ｆｃの高周波パルス列を検出すると、ゼロクロス点Ｚｃ１を基点にしてＣに示す信号をＡＤ変換し、パターンＩ（ｊ）を得る。

・復調手順３
マイクロプロセッサーＵ４は、次式から信号成分（負荷電流の変動分）を算出する。
Ｓ（ｊ）＝｜Ｉ（ｊ）−Ｉ０（ｊ）｜

・復調手順４
上記Ｓ（ｊ）式における１／４波長のサンプリング点（中央値）をｊｐとし、次式によりＣに示す信号を正規化する。
ＮＳ（ｊ）＝Ｓ（ｊ）／Ｓｉｎ（ｊ）＊Ｓ（ｊｐ）
Ｓｉｎ（ｊ）の逆数で、図９（ａ）の包絡線でのｂ６乃至ｂ０の振幅を補正する。図９（ｅ）は、上記ＮＳ（ｊ）を示す。ＮＳ（ｊ）を所定の閾値で０と１とに判別し、２進符号ＮＳに変換する。

・復調手順５
ＮＳ符号を、使用された擬似雑音符号に対応する相関器で復調する。

Ｂに示すスタート信号は、信号幅が商用電源周波数の半周期の１／２程度である正弦波である。スタート信号は２００Ｈｚ程度の狭帯域で受信できるため、電力線４ａに重畳されるノイズとスタート信号とを弁別することは容易である。一方、Ｃ及びＤに示す信号は、伝送する情報量によって理論的に受信帯域幅を広げる必要がある。例えば、冗長度を１０倍にして実質８００ボーの通信を行う場合、理論的には約１０ｋＨｚ程度の帯域幅の受信機が必要になる。したがって、電力線４ａにはＣ及びＤに示す信号に対して無視できない大きさのノイズが重畳している。図９（ｅ）に示す２進データは、ノイズの影響で送信パルス列とは異なる誤りを含む。誤りデータを送信符号に対応した相関器を通すことによって誤り訂正することは一般的に知られた理論であり、本制御システムにおいてもこの理論を効果的に採用している。

上記構成を有する制御システムであれば、専用の通信線を使用することなく、電力線を用いて信頼性の高いデータ伝送を行うことができ、屋内の電力線に接続された電気機器を集中制御することが可能である。また、システムとしての消費エネルギーを抑えることができる。本制御システムを応用すれば、システムにおいて新たな機能を付加した高機能化が実現できる。
本制御システムの要部は、複数個の電力用の半導体と信号処理を行うためのマイコンのソフトとによって実現できる。このため、システムを安価に構成することが可能である。

１ 制御器、 ２ 負荷装置、 ３ 交流電源、 ４ 電力線、 ５ 動作部、 ６ 送信手段、 ７ 復調手段、 ８ 制御手段、 ９ 送信手段、 １０ 復調手段、
１ａ 制御器
Ｕ４ マイクロプロセッサー、 Ｐ１、Ｐ２ 交流出力端子、 Ｑ１、Ｑ２ トランジスター、 ＲＥ−１ メカニカルリレー、 Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、 Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗、 Ｕ３、Ｕ５ フォトカプラー、 ＳＷ１ 操作スイッチ、 Ｕ１ 電流センサー、 Ｕ２ ３端子レギュレーター、 Ｃ１、Ｃ２ 電解コンデンサー、 Ｒｎ−１ 複合抵抗
２ａ ＬＥＤランプ
Ｕ４ マイクロプロセッサー、 Ｐ１、Ｐ２ 交流入力端子、 ＤＢ１、ＤＢ２ 整流スタック、 Ｃ１、Ｃ２ 電解コンデンサー、 Ｌ１ データラインフィルター、 Ｃ３、Ｃ４ コンデンサー、 ＳＺ１ サージアブソーバー、 Ｕ３ ＤＣ／ＤＣコンバーター、 Ｕ５ ＬＥＤモジュール、 Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗、 Ｕ１、Ｕ２ フォトカプラー、 Ｑ１、Ｑ２ トランジスター
ＡＣ 交流電源
４ａ 電力線

Claims (10)

1. 動作部を備えた負荷装置と、
   前記負荷装置に電力線を介して交流電力を供給し、前記動作部を動作させる制御器と、
   を備え、
   前記制御器は、
   交流出力の第１ゼロクロス点とその次の第２ゼロクロス点との間で前記負荷装置への電力供給の遮断と再開とを繰り返すことにより、前記電力線を介して制御信号を前記負荷装置に送信する第１送信手段と、
   を備え、
   前記第１送信手段は、制御信号を前記負荷装置に送信する際に、前記第１ゼロクロス点の直後は前記負荷装置への電力供給を遮断しない制御システム。
2. 前記第１送信手段は、制御信号を前記負荷装置に送信する際に、前記第１ゼロクロス点から交流出力の１／４波長が経過した点と前記第２ゼロクロス点との間でのみ、前記負荷への電力供給を遮断する請求項１に記載の制御システム。
3. 前記負荷装置は、
   パルス状の電流変動を生じさせることにより、前記電力線を介して情報信号を前記制御器に送信する第２送信手段と、
   を備え、
   前記第２送信手段は、原信号に２進擬似雑音符号を割り当てた信号を情報信号として前記制御器に送信し、
   前記制御器は、
   パルス状に発生した電流変動を検知し、前記第２送信手段が送信した情報信号を復調する復調手段と、
   を備えた
   請求項１又は請求項２に記載の制御システム。
4. 前記第２送信手段は、擬似雑音符号の中央のビットに電流増加時の値を割り当てる請求項３に記載の制御システム。
5. 前記第２送信手段は、情報信号を送信する直前に、交流出力のピーク点付近を中心として高周波パルス列からなるスタート信号を送信する請求項３に記載の制御システム。
6. 前記復調手段は、
   検知した電流値と電流の基準値との差分を求め、
   求めた差分を、中央値で正規化して２進符号に変換し、
   変換した２進符号を、対応の相関器で復調する
   請求項３に記載の制御システム。
7. 前記制御器は、
   入力電圧が閾値より大きいことを示すパルスを出力するコンパレーターと、
   前記コンパレーターから出力されたパルスの幅を計測する計測手段と、
   を備え、
   前記第１送信手段は、前記計測手段によって計測されたパルスの幅と基準値との差が所定値より小さい場合に、そのパルスを基点として制御信号を送信する請求項１から請求項６の何れか一項に記載の制御システム。
8. 前記負荷装置は、
   整流スタックに内部の発光ダイオードが接続されたフォトカプラーと、
   前記フォトカプラーの出力を入力とするコンパレーターと、
   前記コンパレーターの出力のパルス幅を測定するマイクロプロセッサーと、
   を備え、
   前記コンパレーターは、閾値が複数の値の中から選択可能であり、
   前記フォトカプラーは、出力抵抗が複数の値の中から選択可能であり、
   前記マイクロプロセッサーは、測定したパルス幅が制御信号を受信するために必要なパルス幅より大きくなるように、前記コンパレーターの閾値と前記フォトカプラーの出力抵抗とを選択する
   請求項１から請求項６の何れか一項に記載の制御システム。
9. 前記制御器は、
   出力インピーダンスを修正するためのインピーダンス補償回路と、
   を備え、
   前記インピーダンス補償回路は、制御信号が前記負荷装置に送信される際に、前記負荷装置に電力が供給されている時に切り離され、前記負荷装置への電力供給が遮断されている時に接続される請求項１から請求項８の何れか一項に記載の制御システム。
10. 動作部を備えた負荷装置と、
    前記負荷装置に電力線を介して交流電力を供給し、前記動作部を動作させる制御器と、
    を備え、
    前記制御器は、
    交流出力の第１ゼロクロス点とその次の第２ゼロクロス点との間で前記負荷装置への電力供給の遮断と再開とを繰り返すことにより、前記電力線を介して制御信号を前記負荷装置に送信する第１送信手段と、
    出力インピーダンスを修正するためのインピーダンス補償回路と、
    を備え、
    前記インピーダンス補償回路は、制御信号が前記負荷装置に送信される際に、前記負荷装置に電力が供給されている時に切り離され、前記負荷装置への電力供給が遮断されている時に接続される制御システム。

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