JP2014236556A - スイッチトリラクタンスモータのｐａｍ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品数の増加を抑制しつつトルクリップルの発生を抑制し、且つ出力応答速度を向上させることができるスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置を提供する。【解決手段】ＳＲＭ２１を駆動する駆動装置１７において、コンデンサ１０を、スイッチ９と直流電源１との直列回路に対して並列に接続し、降圧コンバータ６の出力端子間に各相分の第１直列回路（スイッチ７及びダイオード８）を接続し、コンデンサ１０に並列に各相分の第２直列回路（ダイオード１１及びスイッチ１２）を接続する。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチトリラクタンスモータをＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御により駆動する駆動装置に関する。

スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲＭと称す）の駆動装置に関する従来技術として、例えば特許文献１には、ＳＲＭの固定子巻線に印加する電圧を昇圧可能にすると共に、巻線に流れる電流を容量素子及び電源に回生可能に構成される駆動回路が開示されている。この駆動回路を含むシステムでは、励磁相の巻線に流れる電流Ｉ1aを、電流指令値Ｉｔを中心に定めたバンド幅ＩB内に維持するように制御している（図６参照）。

このような電流制御方式では、電流がバンド幅内で変動することは許容されるため、トルクリップルが発生してしまう。また、変動する電流の高周波成分によりモータの鉄損増大し、駆動効率が低下する。そして、これらの問題を解決する技術として、固定子巻線への印加電圧を降圧して電流振幅を小さくし、トルクリップル及び鉄損の増大を抑制するものがある（非特許文献１）。

特開２０１２−４４８１６号公報

スイッチングリプル抑制制御を施したＳＲＭの瞬時トルク一定制御，平成２３年電気学会産業応用部門大会，松本憲明，今井崇敬，石川裕記，内藤治夫

しかしながら、非特許文献１の技術では、ＳＲＭの相数と同数の降圧コンバータが必要になるため、スイッチング素子やリアクトルなどの部品数が多くなる。また、電流の立ち上がり速度，立下り速度が電源電圧で決定されるため、出力応答速度を向上させることができない。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、部品数の増加を抑制しつつトルクリップルの発生を抑制し、且つ出力応答速度を向上させることができるスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置を提供することにある。

請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置によれば、消磁相電圧保持用コンデンサを、電圧調整用スイッチング素子と直流電源との直列回路に対して並列に接続する。そして、直流電源に接続される降圧コンバータの出力端子間に各相分の第１直列回路（高電位側スイッチング素子及び逆方向ダイオード）を接続し、消磁相電圧保持用コンデンサに並列に各相分の第２直列回路（逆方向ダイオード及び低電位側スイッチング素子）を接続する。

すなわち、各相の第１直列回路の高電位側スイッチング素子は、降圧コンバータの出力端子に共通に接続され、各相の第２直列回路の逆方向ダイオードは、消磁相電圧保持用コンデンサに共通に接続される。したがって、励磁相となる固定子巻線には、直流電源の電圧を降圧して供給できるので、トルクリップルや鉄損を低減できる。そして、各相の第１直列回路には１つの降圧コンバータが共通に接続されるので、回路素子数を大きく増加させることがない。

また、消磁相電圧保持用コンデンサは、消磁相となる固定子巻線が発生した遅れ電流によって充電されるので、その端子電圧は、直流電源電圧よりも上昇する。これにより、励磁相となる固定子巻線には、消磁相電圧保持用コンデンサの昇圧された端子電圧を印加できるので、消磁をより速くして出力応答速度が向上する。

加えて、消磁相電圧保持用コンデンサと直流電源との間には、電圧調整用スイッチング素子が接続されているので、消磁相電圧保持用コンデンサの端子電圧が過度に上昇しようとする際には、電圧調整用スイッチング素子をオンして直流電源側に電流を流すことで、端子電圧の上昇を抑制できる。

第１実施形態であり、ＰＡＭ駆動装置の回路構成を示す図 駆動装置をスイッチトリラクタンスモータに接続した状態を示す図 降圧コンバータのスイッチング制御例を示す図 駆動装置の動作を示すタイミングチャート 駆動装置の制御系を概念的に示す機能ブロック図 図５の具体例を示す図 第２実施形態を示す図６相当図 セレクタの内部構成を示す図 セレクタの動作を示すタイミングチャート

（第１実施形態）
図１に示すように、直流電源１の両端には、スイッチ２及び３の直列回路が接続されており、スイッチ３には、リアクトル４及びコンデンサ５の直列回路が接続されている。そして、これらより直流電源１を除いたものが降圧コンバータ６を構成している。リアクトル４及びコンデンサ５の共通接続点とグランドとの間には、スイッチ７（高電位側スイッチング素子）及び逆方向のダイオード８の直列回路（第１直列回路）が３相分（Ｕ，Ｖ，Ｗ）接続されている。

また、直流電源１には、スイッチ９及びコンデンサ１０の直列回路が接続されており、コンデンサ１０（消磁相電圧保持用コンデンサ）の両端には、逆方向のダイオード１１及びスイッチ１２（低電位側スイッチング素子）の直列回路（第２直列回路）が３相分（Ｕ，Ｖ，Ｗ）接続されている。そして、ダイオード８のカソードとダイオード１１のアノードとの間には、スイッチトリラクタンスモータの各相固定子巻線１３（Ｕ，Ｖ，Ｗ）が接続されている。

以上において、降圧コンバータ６の出力端子とスイッチ７のドレイン（導通端子）とを接続する線を降圧電源線１４と称し、スイッチ９のドレインとダイオード１１のカソードとを接続する線を昇圧電源線１５と称する。また、第１及び第２直列回路からなる部分をインバータ部１６と称し、直流電源１及び固定子巻線１３を除いたものが駆動装置１７を構成している。

降圧コンバータ６においては、スイッチ２及び３のオンデューティを変化させることで、直流電源１の電圧を降圧して降圧電源線１４に供給する。ここで、Ｕ相が励磁相であれば、スイッチ７Ｕ及び１２Ｕを同時にオンして、固定子巻線１３Ｕに通電を行い励磁する。また、Ｖ相が消磁相であれば、スイッチ７Ｖ及び１２Ｖを同時にターンオフして、ダイオード８Ｖ，１１Ｖを含む経路で固定子巻線１３Ｖからの遅れ電流を流して消磁する。その電流は、昇圧電源線１５を介してコンデンサ１０を充電する。
そして、スイッチ９は、コンデンサ１０が上記の経路で充電されて端子電圧が過度に上昇しようとする際にオンされて、直流電源１側に電流を流すことで端子電圧の上昇を抑制するように制御される。

図２に示すように、ＳＲＭ２１は、断面形状が概ね円環である固定子鉄心２２の内周側に突出した形状の複数のティース部を有しており、それらのティース部に各相の固定子巻線１３が巻装されている。固定子鉄心２２の中空部には、断面形状が外周側に突出した極を持つ回転子鉄心２３が配置されている。

スイッチ７（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のソース（導通端子）と固定子巻線１３（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の一端との間には、電流センサ２４（Ｕ，Ｖ，Ｗ）が介挿されている。ここで、スイッチ２，３，９の各ゲート（導通制御端子）に与えられる信号を、それぞれＨｇｓ，Ｌｇｓ，ＨＫｇｓとする。また、直流電源１の電圧はVinであり、コンデンサ５，１０の端子電圧をそれぞれＶｒ，Ｖｓとする。

図３（ａ）に示すように、降圧コンバータ６による降圧比が高い場合は、ゲート信号Ｈｇｓのオンデューティが小さく、ゲート信号Ｌｇｓのオンデューティが大きくなる（図４（ｂ），期間（１）参照）。一方、図３（ｂ）に示すように、降圧コンバータ６による降圧比が低い場合は、ゲート信号Ｈｇｓのオンデューティが大きく、ゲート信号Ｌｇｓのオンデューティが小さくなる（図４（ｂ），期間（２）参照）。

図４（ａ）に示すように、最初はＵ相を励磁相とし、次にＵ相を消磁相にすると共にＶ相を励磁相とするよう切り替える。次に、Ｖ相を励磁相から消磁相に切り換えると共にＷ相を励磁相とするよう切り替える。そして、励磁相の電流が指令値に達している期間は、電圧Ｖｒを降圧する。次の励磁相に通電を開始する際には、電圧Ｖｒをほとんど降圧せずにVin付近に維持する（図４（ｂ）参照）。このとき、消磁相から回生された電流が、昇圧電源線１５を介してコンデンサ１０を充電する。

コンデンサ１０の端子電圧Ｖｓは、直流電源１の電圧Vin以上の消磁相電圧となるように維持されているが、消磁相からの電流が流れ込む期間は消磁相電圧を超える電圧となる（図４（ｃ）参照）。この時、スイッチ９にゲート信号ＨＫｇｓをＰＷＭ信号として与えることで、スイッチ９を断続的にオンさせる（図４（ｄ）参照）。これにより、端子電圧Ｖｓが過度に上昇することを抑制する。尚、図４（ｅ），（ｆ）は、図４（ｃ），（ｄ）における期間（３）を拡大して示している。
すなわち、駆動装置１７は、降圧コンバータ６により直流電源１の電圧を降圧して励磁相に印加し、また、コンデンサ１０を回生電流により充電して昇圧した電圧を消磁相に印加する構成であるから、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）方式の駆動装置となっている。

図５に示すように、センサ部３１（物理量検出手段）は、駆動装置１７によりＳＲＭ２１が回転駆動されることに伴い発生・変動する物理量を検出するセンサであり、そのセンサ信号は、制御装置３２を構成する相切替制御部３３及び減算器３４に入力されている。相切替制御部３３は、入力されるセンサ信号に基づいて、スイッチ７及び１２（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を、各相別にオンオフするためのゲート信号を、ドライバ３５（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を介して出力する。

減算器３４には、前記センサ信号に応じて外部（例えば上位の制御装置）より与えられる指令値も入力されており、減算器３４は、両者の差分を電圧指令生成部３６に出力する。電圧センサ３７は、降圧コンバータ６の出力電圧，すなわちコンデンサ５の端子電圧Ｖｒを検出し、検出信号を電圧指令生成部３６に出力する。電圧指令生成部３６は、端子電圧Ｖｒの検出値と、減算器３４より入力される差分値とに基づいてゲート信号を生成すると、ドライバ３８（Ｈ，Ｌ）を介して降圧コンバータ６を構成するスイッチ２，３のゲートに出力する。

もう１つの電圧センサ３９（電圧検出手段）は、コンデンサ１０の端子電圧Ｖｓを検出して、検出信号をコンデンサ電圧制御手段（コンデンサ電圧制御器）４０の非反転入力端子に出力する。コンデンサ電圧制御手段４０の反転入力端子には、端子電圧Ｖｓを制限するための閾値が与えられており、コンデンサ電圧制御手段４０は、検出された電圧Ｖｓが閾値を超える出力信号をハイレベルにする。当該信号は、ドライバ４１を介してスイッチ９のゲートに与えられる。

図６に示すように、回転角センサ５１は、例えばロータリエンコーダであり、モータ２１の回転子の回転角θを検出し、その回転角θを制御部５２の角度判定器５３に入力する。角度判定器５３には、予め設定されている励磁開始角度θｓ及び励磁終了角度θｅも入力されており、角度判定器５３は、θ＝θｓとなるタイミングで励磁相の通電を開始し、θ＝θｅとなるタイミングで励磁相の通電を終了する。尚、実際の角度判定器５３は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応して個別に配置されているが、図６では１つにまとめて図示している。

トルクセンサ５４（出力トルク検出手段）は、モータ２１が駆動された際に出力するトルク（物理量）を検出し、オペアンプ５５の反転入力端子に出力する。オペアンプ５５の非反転入力端子には、外部よりトルク指令値（制御指令値）が与えられており、オペアンプ５５は、トルク指令値と検出されたトルクとの差分を増幅してＰＩ制御器５６に出力する。ＰＩ制御器５６は、オペアンプ５５より与えられる信号にＰＩ制御演算を施して次段のオペアンプ５７の非反転入力端子に出力する。オペアンプ５７の反転入力端子には、電圧センサ３７が出力するセンサ信号（電圧Ｖｒ）が与えられており、オペアンプ５７は、上記センサ信号とＰＩ制御器５６より入力される信号との差分を増幅して次段のＰＩ制御器５８に出力する。

ＰＩ制御器５８は、オペアンプ５７より与えられる信号にＰＩ制御演算を施してＰＷＭ生成器５９に出力する。ＰＷＭ生成器５９は、ＰＩ制御器５８より入力される信号をＰＷＭ指令として、内部で発生させているキャリアと比較することでＰＷＭ信号を生成し、ドライバ６０Ｈ，６０Ｌを介して降圧コンバータ６を構成するスイッチ２及び３に出力する。

以上のように本実施形態によれば、ＳＲＭ２１を駆動する駆動装置１７において、コンデンサ１０を、スイッチ９と直流電源１との直列回路に対して並列に接続し、降圧コンバータ６の出力端子間に各相分の第１直列回路（スイッチ７及びダイオード８）を接続し、コンデンサ１０に並列に各相分の第２直列回路（ダイオード１１及びスイッチ１２）を接続した。

すなわち、各相のスイッチ７は、降圧電源線１４を介して降圧コンバータ６の出力端子に共通に接続され、各相のダイオード１１は、昇圧電源線１５を介してコンデンサ１０に共通に接続される。したがって、励磁相となる固定子巻線１３には、直流電源１の電圧を降圧して供給できるので、トルクリップルや鉄損を低減できる。そして、各相の第１直列回路には１つの降圧コンバータ６が共通に接続されるので、回路素子数を大きく増加させることがない。

また、コンデンサ１０は、消磁相となる固定子巻線１３が発生した遅れ電流によって充電されるので、その端子電圧Ｖｓは、直流電源１の電圧よりも上昇する。これにより、励磁相となる固定子巻線１３には昇圧された端子電圧Ｖｓを印加できるので、消磁がより速くなり出力応答速度が向上する。加えて、コンデンサ１０と直流電源１との間にスイッチ９を接続したので、端子電圧Ｖｓが過度に上昇しようとする際にスイッチ９をオンして直流電源１側に電流を流すことで、端子電圧Ｖｓの上昇を抑制できる。

また、ＳＲＭ２１の出力トルクを検出するトルクセンサ５４を備え、制御部５２の電圧指令生成部３６は、外部より与えられるトルク指令値と出力トルクとの偏差に基づいて、降圧コンバータ６より出力される励磁相への印加電圧Ｖｒの制御指令を生成する。したがって、印加電圧ＶｒがＳＲＭ２１の出力トルクに応じて最適となるように制御して、トルクリップルや鉄損を低減できる。

また、電圧センサ３９によりコンデンサ１０の端子電圧Ｖｓを検出し、端子電圧Ｖｓが閾値以下であればスイッチ９をオフにし、端子電圧Ｖｓが閾値を超えると前記スイッチ９をオンするように制御するコンデンサ電圧制御手段４０，若しくは電圧センサ３９により検出した端子電圧Ｖｓと閾値電圧から、端子電圧Ｖｓが閾値より大きくならないようにスイッチ９をＰＷＭ制御するコンデンサ電圧制御手段４０を備え、端子電圧Ｖｓが過度に上昇しないように抑制できる。

（第２実施形態）
図７に示すように、第２実施形態では、トルクセンサ５４に替えて物理量センサとしての電流センサ６１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）が、駆動装置１７におけるダイオード１１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のアノードと、ＳＲＭ２１の固定子巻線１３（Ｕ，Ｖ，Ｗ）との間に介挿されている。そして、電流センサ６１（Ｕ，Ｖ，Ｗ）が出力するセンサ信号は、励磁相電流セレクタ（以下、単にセレクタと称す）６２を介して制御部５２に入力されている。制御部５２の構成は、実質的に第１実施形態と同じであるが、オペアンプ５５の反転入力端子にはセレクタ６２の出力端子が接続されている。そして、オペアンプ５５の非反転入力端子には、反転入力端子に与えられる励磁相電流値に応じて、外部より電流指令値が入力されている。

図８に示すように、セレクタ６２において、回転角センサ５１が出力するＳＲＭ２１の回転角は、角度計算器６３（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に入力されている。角度計算器６３は、入力される回転角（機械角）が０°〜３６０°の範囲で変化するのに対し、前記回転角に対応したＵ，Ｖ，Ｗ各相の角度を、０°〜９０°の範囲で繰り返し出力する（図９参照）。

角度計算器６３（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、０°〜９０°の範囲の角度を比較器６４（Ｕ，Ｖ，Ｗ）Ｓ及び６４（Ｕ，Ｖ，Ｗ）Ｅに出力する。比較器６４Ｓには予め定められた励磁相開始角度が入力され、比較器６４Ｅには予め定められた励磁相終了角度が入力されている。尚、励磁相開始角度，励磁相終了角度の値は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相で共通である。比較器６４Ｓは、（回転角＞励磁相開始角度）となる期間に出力信号をハイレベルにし、比較器６４Ｅは、（回転角＜励磁相終了角度）となる期間に出力信号をハイレベルにする。

比較器６４（Ｕ，Ｖ，Ｗ）Ｓ，６４（Ｕ，Ｖ，Ｗ）Ｅの出力端子は、ＡＮＤゲート６５（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の入力端子にそれぞれ接続されており、ＡＮＤゲート６５（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の出力端子は、常開型のスイッチ６６（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の制御端子に接続されている。ＡＮＤゲート６５の出力信号は、（励磁相開始角度＜回転角＜励磁相終了角度）となる期間にハイレベルとなり、スイッチ６６をオンにする。その結果、図９に示すように、スイッチ６６Ｕ，６６Ｖ，６６Ｗは、９０°の通電周期中で励磁期間中だけオンされ、それがＵ，Ｖ，Ｗの各相で循環する。尚、図９及び図１０中に付している丸数字は、各部における信号の対応関係を示している。

スイッチ６６Ｕ，６６Ｖ，６６Ｗの入力側端子には、電流センサ６１Ｕ，６１Ｖ，６１Ｗにより検出された各相電流（物理量）が入力され、出力側端子は共通に接続されてセレクタ６２の出力端子となっている。すなわち、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の固定子巻線１５は、１回転周期内でそれぞれ４回通電されて励磁相となる。そして、その励磁相となる期間に対応してスイッチ６６Ｕ，６６Ｖ，６６Ｗがオンされるので、セレクタ６２からは、励磁相の相電流が出力されて制御部５２のアンプ５５に与えられる。

以上のように第２実施形態によれば、ＳＲＭ２１の固定子巻線１３に通電される相電流を検出する電流センサ６１を備え、制御部５２の電圧指令生成部３６は、外部より与えられる指令電流と励磁相の相電流との偏差に基づいて、降圧コンバータ６より出力される励磁相への印加電圧Ｖｒの制御指令を生成する。したがって、第１実施形態と同様の効果が得られる。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
スイッチング素子（又はスイッチ）はＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどでも良い。
ＳＲＭの固定子，回転子などの具体構成は、適宜変更して良い。

図面中、１は直流電源、４はリアクトル、６は降圧コンバータ、７はスイッチ（高電位側スイッチング素子）、８はダイオード、９はスイッチ（電圧調整用スイッチング素子）、１０はコンデンサ（消磁相電圧保持用コンデンサ）、１１はダイオード、１２はスイッチ（低電位側スイッチング素子）、１３は固定子巻線、１７は駆動装置、２１はスイッチトリラクタンスモータ、３１はセンサ部（物理量検出手段）、３６は電圧指令生成部、３９は電圧センサ（電圧検出手段）、４０はコンデンサ電圧制御手段（コンデンサ電圧制御器）、５４はトルクセンサ（出力トルク検出手段）を示す。

Claims (6)

1. スイッチトリラクタンスモータ（２１）をＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御により駆動する駆動装置であって、
   直流電源（１）に接続される降圧コンバータ（６）と、
   前記直流電源の正側端子に接続される電圧調整用スイッチング素子（９）と、
   この電圧調整用スイッチング素子と前記直流電源との直列回路に対して並列に接続される消磁相電圧保持用コンデンサ（１０）と、
   前記降圧コンバータの出力端子間に接続される、高電位側スイッチング素子（７）及び逆方向ダイオード（８）からなる各相分の第１直列回路と、
   前記消磁相電圧保持用コンデンサに並列に接続される、逆方向ダイオード（１１）及び低電位側スイッチング素子（１２）からなる各相分の第２直列回路とを備え、
   前記第１直列回路の共通接続点と前記第２直列回路の共通接続点との間に、前記スイッチトリラクタンスモータの各相固定子巻線（１３）が接続されることを特徴とするスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置。
2. 前記スイッチトリラクタンスモータが駆動されることに伴い発生する物理量を検出する物理量検出手段（３１，５４，６１）と、
   外部より与えられる前記物理量の制御指令値と前記物理量との偏差に基づいて、前記降圧コンバータより出力される励磁相への印加電圧の制御指令を生成する電圧指令生成部（３６）とを備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置。
3. 前記物理量検出手段は、前記スイッチトリラクタンスモータの出力トルクを検出する出力トルク検出手段（５４）であり、
   外部より与えられる前記制御指令値は、トルク指令値であることを特徴とする請求項２記載のスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置。
4. 前記物理量検出手段は、前記スイッチトリラクタンスモータの各相固定子巻線に流れる電流である相電流をそれぞれ検出する電流検出手段（６１）であり、
   外部より与えられる前記制御指令値は、電流指令値であることを特徴とする請求項２記載のスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置。
5. 前記消磁相電圧保持用コンデンサの端子電圧を検出する電圧検出手段（３９）と、
   前記端子電圧が閾値以下であれば前記電圧調整用スイッチング素子をオフにし、前記端子電圧が前記閾値を超えると前記電圧調整用スイッチング素子をオンするように制御するコンデンサ電圧制御手段（４０）とを備えることを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載のスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置。
6. 前記コンデンサ電圧制御手段は、前記電圧調整用スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することを特徴とする請求項５記載のスイッチトリラクタンスモータのＰＡＭ駆動装置。

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