JP2014216600A - 制御装置および車両用灯具 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧または出力電圧もしくはその両方が変化したときの、制御装置のスイッチング素子のオンオフの周波数の変化を抑える。【解決手段】ＬＥＤ点灯回路１０は、一次側回路１０２と、二次側回路１０４と、一次側回路１０２と二次側回路１０４との間に設けられた伝達キャパシタ１０６と、制御部１０８と、を備える。制御部１０８は、二次出力電流Ｉｍが所定の第１しきい値を上回ると第１スイッチング素子１１６をオフし、二次出力電流Ｉｍが第１しきい値よりも小さい第２しきい値を下回ると第１スイッチング素子１１６をオンするオンオフ制御部１２４と、入力電圧Ｖｉｎの変化および出力電圧の変化に応じた第１スイッチング素子１１６のオンオフの周波数の変動が抑制されるように、入力電圧Ｖｉｎの変化および出力電圧の変化に基づいて第１しきい値と第２しきい値との差を変化させる周波数補正演算部１２８と、を含む。【選択図】図１

Description

本発明は制御装置およびその制御装置を備える車両用灯具に関する。

近年、前照灯などの車両用灯具に、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えてより長寿命で低消費電力のＬＥＤ（Light Emitting Diode）が利用されている。ＬＥＤの発光の度合いすなわち輝度はＬＥＤに流す電流の大きさに依存するので、ＬＥＤを光源として利用する場合にはＬＥＤに流れる電流を調節するための点灯回路が必要となる。そのような点灯回路は通常エラーアンプを有し、ＬＥＤに流れる電流が一定となるようにフィードバック制御する。

特許文献１には、ＬＥＤの点灯回路として使用可能な昇降圧チョッパ型のＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。

特開２０１０−０９８８４０号公報

点灯回路への電力は、通常車載バッテリから供給される。車載バッテリは点灯回路以外にも車両の様々な部分に電力を供給するので、バッテリ電圧の変動は比較的大きい。また、点灯回路が複数のＬＥＤに電流を供給する場合に、電流を流すＬＥＤの数を変えると点灯回路の出力電圧が変化する。点灯回路の回路形態によっては、このような入力電圧や出力電圧の変化によって点灯回路のスイッチング素子のスイッチング周波数が比較的大きく変化しうる。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力電圧または出力電圧もしくはその両方が変化したときのスイッチング素子のオンオフの周波数の変化を抑えることができる制御装置およびそのような制御装置を備える車両用灯具の提供にある。

本発明のある態様は、制御装置に関する。この制御装置は、直流の入力電圧を受け、出力電流を生成する変換部と、変換部を制御する制御部と、を備える。変換部は、一次側回路と、二次側回路と、一次側回路と二次側回路との間に設けられたキャパシタと、を含む。一次側回路はスイッチング素子と第１インダクタとを有し、スイッチング素子がオンのとき第１インダクタがエネルギを蓄えるよう構成される。二次側回路は第２インダクタを有し、第２インダクタが出力電流の変化の速さを制限するよう構成される。変換部は、スイッチング素子がオンのとき出力電流が上昇するよう構成される。制御部は、出力電流が所定の第１しきい値を上回るとスイッチング素子をオフし、出力電流が第１しきい値よりも小さい第２しきい値を下回るとスイッチング素子をオンするオンオフ部と、入力電圧の変化または変換部の出力電圧の変化もしくはその両方に応じたスイッチング素子のオンオフの周波数の変動が抑制されるように、入力電圧の変化または出力電圧の変化もしくはその両方に基づいて第１しきい値と第２しきい値との差を変化させる周波数補正演算部と、を含む。

本発明の別の態様は、車両用灯具である。この車両用灯具は、上記制御装置と、直列に接続された複数の半導体光源と、複数の半導体光源のうちの少なくとも一部と並列に接続されたバイパススイッチと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、入力電圧または出力電圧もしくはその両方が変化したときの、制御装置のスイッチング素子のオンオフの周波数の変化を抑えることができる。

第１の実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路の構成を示す回路図である。 第１スイッチング素子がオンのときの電流の流れを示す模式図である。 第１スイッチング素子がオフのときの電流の流れを示す模式図である。 図１の周波数補正演算部の構成を示す回路図である。 図１のＬＥＤ点灯回路の動作状態を模式的に示す波形図である。 第２の実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路のオンオフ制御部および周波数補正演算部の構成を示す回路図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、二次出力電流のしきい値の設定に関する概念図である。 変形例に係るＬＥＤ点灯回路の電力変換部の構成を示す回路図である。

以下、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることがある。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂとの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０の構成を示す回路図である。ＬＥＤ点灯回路１０は、電子制御ユニット（Electronic Control Unit）２０および直列に接続された複数（Ｎ個）の車載用のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎと接続される。Ｎは２以上の自然数である。ＬＥＤ点灯回路１０およびＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎは前照灯などの車両用灯具に搭載される。ＬＥＤ点灯回路１０は、半導体光源であるＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎを制御する光源制御装置である。

電子制御ユニット２０は、自動車などの車両の電気的な制御を総合的に行うためのマイクロコンピュータである。電子制御ユニット２０はスイッチＳＷを介して車載バッテリ３０と接続され、スイッチＳＷがオンされると車載バッテリ３０からバッテリ電圧Ｖｂａｔを受ける。電子制御ユニット２０は、ＬＥＤ点灯回路１０に入力電圧Ｖｉｎとして直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを供給する。電子制御ユニット２０は、ＬＥＤ点灯回路１０に入力電圧Ｖｉｎよりも低い固定電圧すなわち接地電位Ｖ_ＧＮＤ（＝０Ｖ）を供給する。

ＬＥＤ点灯回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧または降圧して負極性の出力電圧（＝−Ｖｏｕｔ（Ｖｏｕｔは正の値））を生成し、Ｎ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎに印加する。ＬＥＤ点灯回路１０はＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎに駆動電流Ｉｏｕｔを供給し、それらを点灯させる。ＬＥＤ点灯回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを受けて駆動電流Ｉｏｕｔを生成する電力変換部１００と、電力変換部１００を制御する制御部１０８と、バイパス駆動部１１２と、Ｎ個のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎと、を備える。

ＬＥＤ点灯回路１０はＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎの点灯・消灯を個別に制御できるよう構成されている。Ｎ個のバイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎのそれぞれは対応するＬＥＤと並列に接続され、例えばｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。バイパス駆動部１１２は、各バイパススイッチ１１０−１〜１１０−Ｎの制御端子に制御信号を供給する。バイパス駆動部１１２は、所望の輝度や配光パターンが得られるよう、各制御信号のレベルを個別に制御する。

電力変換部１００は、一次側回路１０２と、二次側回路１０４と、入力キャパシタ１０５と、伝達キャパシタ１０６と、出力フィルタ部１３０と、を含む。入力キャパシタ１０５の一端には入力電圧Ｖｉｎが印加され、他端は接地される。入力キャパシタ１０５は第１インダクタ１１４の近傍に設けられており、第１スイッチング素子１１６のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。

伝達キャパシタ１０６は、一次側回路１０２と二次側回路１０４との間に設けられる。
一次側回路１０２は、第１スイッチング素子１１６と第１インダクタ１１４とを有し、第１スイッチング素子１１６がオンのとき第１インダクタ１１４がエネルギを蓄えるよう構成される。第１スイッチング素子１１６は例えば、ｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタであってもよい。第１インダクタ１１４の一端は入力キャパシタ１０５の一端と接続され、第１インダクタ１１４の一端には入力電圧Ｖｉｎが印加される。第１インダクタ１１４の他端は第１スイッチング素子１１６のドレインと接続される。第１スイッチング素子１１６のソースは接地される。第１インダクタ１１４の他端と第１スイッチング素子１１６のドレインとの第１接続ノードＮ１は、伝達キャパシタ１０６の一端と接続される。

第１スイッチング素子１１６のゲートには、制御部１０８から変換駆動信号Ｓ１が入力される。変換駆動信号Ｓ１は、二次側回路１０４が出力する二次出力電流Ｉｍの大きさに基づく電流ヒステリシス制御によりパルス変調された矩形波状の信号である。第１スイッチング素子１１６は変換駆動信号Ｓ１により定まるオンデューティでオンオフする。

二次側回路１０４は、第１ダイオード１１８と第２インダクタ１２０と電流検出抵抗１２２とを有し、第２インダクタ１２０が二次出力電流Ｉｍの変化の速さを制限するよう構成される。第２インダクタ１２０の一端は第１ダイオード１１８のアノードと接続される。第１ダイオード１１８のカソードは電流検出抵抗１２２の一端と接続される。第２インダクタ１２０の一端と第１ダイオード１１８のアノードとの第２接続ノードＮ２は、伝達キャパシタ１０６の他端と接続される。第１ダイオード１１８のカソードと電流検出抵抗１２２の一端との第３接続ノードＮ３は接地される。第２インダクタ１２０の他端は、出力フィルタ部１３０を介して、Ｎ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎのカソード側と接続される。

電流検出抵抗１２２は、二次出力電流Ｉｍの経路上に配置される。本実施の形態では、電流検出抵抗１２２の他端は出力フィルタ部１３０を介してＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎのアノード側と接続される。電流検出抵抗１２２で生じる電圧降下は二次出力電流検出電圧Ｖｇとして制御部１０８に提供される。電流検出抵抗１２２に二次出力電流Ｉｍが流れるので、二次出力電流検出電圧Ｖｇは二次出力電流Ｉｍの大きさに応じた電圧となる。

出力フィルタ部１３０は、二次出力電流Ｉｍを平滑化することにより駆動電流Ｉｏｕｔを生成し、駆動電流ＩｏｕｔをＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎに供給する。出力フィルタ部１３０は、フィルタキャパシタ１３１と、フィルタインダクタ１３３と、を含む。フィルタキャパシタ１３１の一端は電流検出抵抗１２２の他端と接続され、他端はフィルタインダクタ１３３の一端と接続される。フィルタキャパシタ１３１の他端とフィルタインダクタ１３３の一端との第４接続ノードＮ４は第２インダクタ１２０の他端と接続される。フィルタインダクタ１３３の他端は、Ｎ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎのカソード側と接続される。フィルタインダクタ１３３の他端の電圧が出力電圧（＝−Ｖｏｕｔ）である。

電力変換部１００は入力電圧Ｖｉｎの極性を反転して出力する反転型のコンバータであり、出力電圧は負極性（−Ｖｏｕｔ）となる。また、電力変換部１００は、第１スイッチング素子１１６がオンのとき二次出力電流Ｉｍが上昇するよう構成される。

図２は、第１スイッチング素子１１６がオンのときの電流の流れを示す模式図である。図３は、第１スイッチング素子１１６がオフのときの電流の流れを示す模式図である。ＬＥＤ点灯回路１０が安定動作しているとき、伝達キャパシタ１０６はＶｉｎ＋Ｖｏｕｔの電圧が充電された状態になる。第１スイッチング素子１１６がオンのときは、第１インダクタ１１４にエネルギが蓄えられると共に、第１ダイオード１１８のアノード電圧は−（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）となり、第２インダクタ１２０を流れる電流すなわち二次出力電流Ｉｍは上昇し、伝達キャパシタ１０６は放電される。第１スイッチング素子１１６がオフのときは、第１インダクタ１１４が蓄えたエネルギで伝達キャパシタ１０６を充電すると共に、第１ダイオード１１８が導通してアノード電圧は０Ｖとなり、二次出力電流Ｉｍは低下する。

図１に戻り、制御部１０８は、二次出力電流Ｉｍの大きさが所定の第１しきい値Ｉｔｈ１を上回ると第１スイッチング素子１１６をオフし、二次出力電流Ｉｍの大きさが第１しきい値Ｉｔｈ１よりも小さい第２しきい値Ｉｔｈ２を下回ると第１スイッチング素子１１６をオンする。制御部１０８は、オンオフ制御部１２４と、電流検出部１２６と、周波数補正演算部１２８と、を含む。

電流検出部１２６は二次出力電流Ｉｍを検出する。電流検出部１２６は二次出力電流検出電圧Ｖｇを取得することで二次出力電流Ｉｍを検出する。電流検出部１２６は、検出された二次出力電流Ｉｍの大きさに対応する検出電流電圧Ｖｇ’を生成し、オンオフ制御部１２４に提供する。検出電流電圧Ｖｇ’は、検出された二次出力電流Ｉｍの大きさが電流目標値のとき所定値（例えば０．２Ｖ）となるよう二次出力電流検出電圧Ｖｇをスケールした電圧であってもよい。

周波数補正演算部１２８は、入力電圧Ｖｉｎの変化および出力電圧（−Ｖｏｕｔ）の変化の両方に応じた第１スイッチング素子１１６のオンオフの周波数（以下、スイッチング周波数と称す）の変動が抑制されるように、入力電圧Ｖｉｎの変化および出力電圧（−Ｖｏｕｔ）の変化の両方に基づいて、第１しきい値Ｉｔｈ１と第２しきい値Ｉｔｈ２との差であるヒステリシス幅ΔＩを変化させる。特に周波数補正演算部１２８は、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧（−Ｖｏｕｔ）に基づいてヒステリシス幅ΔＩを示すヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳを生成し、オンオフ制御部１２４に提供する。

オンオフ制御部１２４はヒステリシス制御ＩＣ（Integrated Cicuit）を含む。ヒステリシス制御ＩＣはヒステリシス制御を実現するＩＣであり、例えばTexas Instruments社製のＬＭ３４０１であってもよい。電流ヒステリシス制御ＩＣであるＬＭ３４０１は、ＳＮＳ端子、ＨＹＳ端子およびＨＧ端子を有する。ＳＮＳ端子には検出電流電圧Ｖｇ’が印加される。ＨＹＳ端子にはヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳが印加される。ヒステリシス制御ＩＣは、検出電流電圧Ｖｇ’の平均値が０．２ＶになるようＨＧ端子の電圧レベルを制御する。

ヒステリシス制御ＩＣは、電流目標値に、ヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳによって示されるヒステリシス幅ΔＩの半分を加減算することによって、（電流目標値＋ΔＩ／２）を第１しきい値Ｉｔｈ１として設定し、（電流目標値−ΔＩ／２）を第２しきい値Ｉｔｈ２として設定する。すなわち、ヒステリシス制御ＩＣは、検出された二次出力電流Ｉｍの大きさが（電流目標値＋ΔＩ／２）を上回るとＨＧ端子の電圧をハイレベルとし、検出された二次出力電流Ｉｍの大きさが（電流目標値−ΔＩ／２）を下回るとＨＧ端子の電圧をローレベルとする。

ヒステリシス制御ＩＣのＨＧ端子から出力される信号は反転ドライバによって反転され、変換駆動信号Ｓ１として第１スイッチング素子１１６のゲートに出力される。反転ドライバは、例えばTexas Instruments社製のＴＰＳ２８１８であってもよい。

図４は、周波数補正演算部１２８の構成を示す回路図である。周波数補正演算部１２８は、第１抵抗１３４と、第２抵抗１３６と、第３抵抗１３８と、第４抵抗１４０と、第５抵抗１４２と、第６抵抗１４４と、第１演算増幅器１４６と、を有する。第１演算増幅器１４６の反転入力端子は、出力電圧（−Ｖｏｕｔ）が印加される出力電圧端子１４８と第１抵抗１３４を介して接続され、かつ、基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば、約５Ｖ）が印加される基準電圧端子１５２と第２抵抗１３６を介して接続される。第１演算増幅器１４６の非反転入力端子は、入力電圧Ｖｉｎが印加される入力電圧端子１５０と第４抵抗１４０を介して接続される。第１演算増幅器１４６の出力電圧はヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳとしてＨＹＳ端子１５４に印加される。

より具体的には、第１抵抗１３４の一端は出力電圧端子１４８と接続され、他端は第２抵抗１３６の一端と接続される。第２抵抗１３６の他端は基準電圧端子１５２と接続される。第１抵抗１３４の他端と第２抵抗１３６の一端との第５接続ノードＮ５は第１演算増幅器１４６の反転入力端子および第３抵抗１３８の一端と接続される。第３抵抗１３８の他端は第１演算増幅器１４６の出力端子と第６接続ノードＮ６において接続される。第６接続ノードＮ６はＨＹＳ端子１５４および第６抵抗１４４の一端と接続される。第６抵抗１４４の他端は接地される。第４抵抗１４０の一端は入力電圧端子１５０と接続され、他端は第１演算増幅器１４６の非反転入力端子および第５抵抗１４２の一端と接続される。第５抵抗１４２の他端は接地される。

本発明者は、図４に示される程度の回路規模の補正演算でも、第１スイッチング素子１１６のスイッチング周波数をある程度の範囲に収めることが可能であることを見出した。
図１の構成の電力変換部１００における入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧（−Ｖｏｕｔ）、第２インダクタ１２０のインダクタンスＬｓ、第１スイッチング素子１１６のオンオフの１周期におけるオン期間の長さｔｏｎおよびオフ期間の長さｔｏｆｆ、ヒステリシス幅ΔＩに関する関係式は以下の通りである。

したがって、スイッチング周波数ｆは以下のように表される。

これは、以下の式と等価である。

ここで、所望のスイッチング周波数＝４００ｋＨｚ、Ｌｓ＝１２０μＨ、Ｖｏｕｔの最大値＝４０Ｖとした時、ヒステリシス幅ΔＩは以下の表のようになる。

この表を重回帰分析すると、以下の式で近似される。

このヒステリシス幅ΔＩをＬＭ３４０１で実現するための、ヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳと入力電圧Ｖｉｎと出力電圧（−Ｖｏｕｔ）との関係式は以下の通りである。

周波数補正演算部１２８の各抵抗の抵抗値および基準電圧Ｖｒｅｆは、この関係式が成り立つように選択される。

ここでの設計思想は以下のように表される。
（１）入力電圧Ｖｉｎがスイッチング周波数ｆを高める（低くする）ように変化した場合、その入力電圧Ｖｉｎの変化をヒステリシス幅ΔＩが広がる（狭まる）ように作用させる。
（２）出力電圧（−Ｖｏｕｔ）がスイッチング周波数ｆを高める（低くする）ように変化した場合、その出力電圧（−Ｖｏｕｔ）の変化をヒステリシス幅ΔＩが広がる（狭まる）ように作用させる。

式２を用い、スイッチング周波数ｆを算出するための式１を計算すると、スイッチング周波数ｆは、入力電圧Ｖｉｎの変動および出力電圧（−Ｖｏｕｔ）の変動に対して、以下の表のようになる。

特に入力電圧Ｖｉｎの１０Ｖ〜１６Ｖの範囲では、スイッチング周波数ｆの最小値と最大値との比を２倍程度に抑えることができる。

以上の構成によるＬＥＤ点灯回路１０の動作を説明する。
図５は、ＬＥＤ点灯回路１０の動作状態を模式的に示す波形図である。図５は、上から順に、駆動電流Ｉｏｕｔの大きさ、二次出力電流Ｉｍの大きさ、変換駆動信号Ｓ１、を示す。

変換駆動信号Ｓ１がハイレベルのとき第１スイッチング素子１１６はオン状態であり、二次出力電流Ｉｍは上昇する（図２も参照）。二次出力電流Ｉｍが上昇して第１しきい値Ｉｔｈ１に達すると、変換駆動信号Ｓ１はローレベルに遷移し、第１スイッチング素子１１６はオフ状態となる。第１スイッチング素子１１６のオフ状態では、二次出力電流Ｉｍは減少する（図３も参照）。二次出力電流Ｉｍが減少して第２しきい値Ｉｔｈ２に達すると、変換駆動信号Ｓ１は再びハイレベルに遷移する。第１しきい値Ｉｔｈ１と第２しきい値Ｉｔｈ２との平均値Ｉ_ＡＶＥは電流目標値に設定される。二次出力電流Ｉｍが上昇と下降とを繰り返す間、駆動電流Ｉｏｕｔは、出力フィルタ部１３０の作用により略一定の値を維持する。すなわち、駆動電流Ｉｏｕｔは実質的にＤＣ電流となる。

本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０によると、電流ヒステリシス制御によってＬＥＤに流れる駆動電流Ｉｏｕｔを制御する回路構成において、周波数補正演算部１２８の作用により、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧（−Ｖｏｕｔ）の変動に伴うスイッチング周波数ｆの変動を抑えることができる。

特に車載用途では、ラジオノイズの周波数帯域は決まっており、スイッチング周波数がその周波数帯域に含まれないようにＬＥＤ点灯回路を設計すると、ラジオノイズを効果的に低減することができる。本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０によると、スイッチング周波数ｆの変動幅を狭くすることができるので、ラジオノイズの周波数帯域を避けるような設計がより容易となる。または、ラジオノイズの周波数帯域を、より余裕を持って避けることが可能となる。

また、本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０では、周波数補正演算部１２８は第１演算増幅器１４６ひとつの比較的小さな回路規模を有しつつ、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧（−Ｖｏｕｔ）の両方の変動に対応するスイッチング周波数ｆの補正演算を実現している。したがって、回路規模の増大を抑えつつスイッチング周波数ｆの変動を抑えることができる。また、スイッチング周波数ｆの変動を抑えるために大きな第２インダクタ１２０を使用する必要もなくなる。

また、本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０では、二次出力電流Ｉｍはリップルを含む電流であり、この二次出力電流Ｉｍが出力フィルタ部１３０の作用により実質的にＤＣの駆動電流Ｉｏｕｔに変換されてＬＥＤに供給される。したがって、ＬＥＤおよびバイパススイッチからのラジオノイズを低減するかまたは除去することができる。特に、ＬＥＤは光を放出するというその役割上、ＬＥＤ点灯回路１０よりも電磁シールドが困難な場合が多い。本実施の形態はそのような状況により好適に対応できる。

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、オンオフ制御部１２４をＩＣにより実現した。第２の実施の形態では、ＩＣを使用せずにオンオフ制御部および周波数補正演算部を構成する。
図６は、第２の実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路のオンオフ制御部２２４および周波数補正演算部２２８の構成を示す回路図である。周波数補正演算部２２８は第２演算増幅器２４０を有し、第２演算増幅器２４０の出力電圧である第１電圧Ｖ１および基準電圧Ｖｒｅｆから第１電圧Ｖ１の定数α倍を減算した第２電圧Ｖ２を生成するよう構成される。オンオフ制御部２２４は、周波数補正演算部２２８において生成された２つの電圧Ｖ１、Ｖ２に基づいて第１しきい値Ｉｔｈ１および第２しきい値Ｉｔｈ２を設定する。

周波数補正演算部２２８は、第２演算増幅器２４０と、第７抵抗２４２と、第８抵抗２４４と、第９抵抗２４６と、第１０抵抗２４８と、第１１抵抗２５０と、第１２抵抗２５２と、第１３抵抗２５４と、フォロワスイッチ２６８と、を有する。第２演算増幅器２４０の反転入力端子は、入力電圧Ｖｉｎが印加される入力電圧端子１５０と第７抵抗２４２を介して接続される。第２演算増幅器２４０の非反転入力端子は、出力電圧（−Ｖｏｕｔ）が印加される出力電圧端子１４８と第８抵抗２４４を介して接続され、かつ、基準電圧Ｖｒｅｆが印加される基準電圧端子１５２と第９抵抗２４６を介して接続される。

より具体的には、第７抵抗２４２の一端は入力電圧端子１５０と接続され、他端は第１１抵抗２５０の一端と第７接続ノードＮ７において接続される。第７接続ノードＮ７は第２演算増幅器２４０の反転入力端子と接続される。第８抵抗２４４の一端は出力電圧端子１４８と接続され、他端は第９抵抗２４６の一端と第８接続ノードＮ８において接続される。第９抵抗２４６の他端は基準電圧端子１５２と接続される。第８接続ノードＮ８は第２演算増幅器２４０の非反転入力端子および第１０抵抗２４８の一端と接続される。第１０抵抗２４８の他端は接地される。

フォロワスイッチ２６８は例えばｎｐｎ型バイポーラトランジスタであってもよい。第２演算増幅器２４０の出力端子はフォロワスイッチ２６８のベースと接続される。フォロワスイッチ２６８のコレクタは第１２抵抗２５２の一端と第９接続ノードＮ９において接続される。第１２抵抗２５２の他端は基準電圧端子１５２と接続される。第９接続ノードＮ９の電圧は第２電圧Ｖ２である。フォロワスイッチ２６８のエミッタは第１１抵抗２５０の他端と第１０接続ノードＮ１０において接続される。第１０接続ノードＮ１０は第１３抵抗２５４の一端と接続される。第１３抵抗２５４の他端は接地される。第１０接続ノードＮ１０の電圧は、第２演算増幅器２４０の出力電圧である第１電圧Ｖ１となる。

第１２抵抗２５２の抵抗値（以下、Ｒ１２と称す）および第１３抵抗２５４の抵抗値（以下、Ｒ１３と称す）は、他の抵抗の抵抗値よりも十分低い。この場合、Ｖ１／Ｒ１３とほぼ同じ電流が第１２抵抗２５２を流れる。したがって、第２電圧Ｖ２は以下の式で表される。

第１電圧Ｖ１が高いと第１２抵抗２５２、第１３抵抗２５４のそれぞれにおける電圧降下が大きくなり、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２との差は小さくなる。すなわち、ヒステリシス幅ΔＩは小さくなる。

オンオフ制御部２２４は、第１４抵抗２５６と、第１５抵抗２５８と、第１６抵抗２６０と、電圧切り替えスイッチ２６２と、ＰＷＭコンパレータ２６４と、ドライバ２６６と、を含む。第１４抵抗２５６の一端は第９接続ノードＮ９と接続され、他端は第１６抵抗２６０の一端と第１１接続ノードＮ１１において接続される。第１１接続ノードＮ１１は第１５抵抗２５８の一端およびＰＷＭコンパレータ２６４の反転入力端子と接続される。第１５抵抗２５８の他端は、検出電流電圧Ｖｇ’が印加される端子と接続される。

電圧切り替えスイッチ２６２はｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタであってもよい。電圧切り替えスイッチ２６２のドレインは第１６抵抗２６０の他端と接続される。電圧切り替えスイッチ２６２のソースは第１０接続ノードＮ１０と接続される。電圧切り替えスイッチ２６２のゲートはＰＷＭコンパレータ２６４の出力端子と接続される。ＰＷＭコンパレータ２６４の非反転入力端子には、電流目標値に対応する目標電圧Ｖｃが印加される。ＰＷＭコンパレータ２６４の出力端子から出力される信号は、ドライバ２６６を介して変換駆動信号Ｓ１として第１スイッチング素子１１６のゲートに供給される。

電圧切り替えスイッチ２６２がオフのときは、ＰＷＭコンパレータ２６４の反転入力端子に印加される電圧は、第２電圧Ｖ２の作用により検出電流電圧Ｖｇ’よりも高くなる。これにより第２しきい値Ｉｔｈ２が規定される。電圧切り替えスイッチ２６２がオンのときは、ＰＷＭコンパレータ２６４の反転入力端子に印加される電圧は、第１電圧Ｖ１の作用により検出電流電圧Ｖｇ’よりも低くなる。これにより第１しきい値Ｉｔｈ１が規定される。この意味で、第２電圧Ｖ２は第２しきい値Ｉｔｈ２を示す電圧または第２しきい値Ｉｔｈ２に対応する電圧であり、第１電圧Ｖ１は第１しきい値Ｉｔｈ１を示す電圧または第１しきい値Ｉｔｈ１に対応する電圧である。

本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路によると、第１の実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０によって奏される作用効果と同様な作用効果が奏される。加えて、本実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路によると、オンオフ制御部２２４および周波数補正演算部２２８を、ＩＣを使用せずに、ディスクリート部品で比較的シンプルに構成することができる。したがって、より小さな回路規模でスイッチング周波数ｆの変動を抑制することが可能となる。

また、規格やレギュレーション等によりＩＣの使用が制限されるアプリケーションには、ＩＣの使用を抑えた本実施の形態がより好適である。

第１の実施の形態と第２の実施の形態とで、周波数補正演算部の演算増幅器の入力端子に入力する信号が異なる理由を以下に説明する。
図７（ａ）、（ｂ）は、二次出力電流Ｉｍのしきい値の設定に関する概念図である。図７（ａ）は図６に対応し、図７（ｂ）は図４に対応する。

図７（ａ）では、生成される２つの値は第２演算増幅器２４０の出力電圧である第１電圧Ｖ１が大きいほど近づき、第１しきい値Ｉｔｈ１および第２しきい値Ｉｔｈ２も近づくことになる。一方、図７（ｂ）では１つの値しかないため、電流目標値や電流検出値に第１演算増幅器１４６の出力を加減算するしかない。よって、増幅器出力が大きいほど、第１しきい値Ｉｔｈ１および第２しきい値Ｉｔｈ２は離れることになる。このような真逆の作用に対応するために、演算増幅器の入力端子に入力する信号も真逆にしている。

以上、実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路の構成と動作について説明した。これらの実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

第１および第２の実施の形態では、電力変換部１００は入力電圧Ｖｉｎの極性を反転して出力する反転型のコンバータである場合について説明したが、これに限られない。例えば、電力変換部は非反転型のコンバータであってもよい。

図８は、変形例に係るＬＥＤ点灯回路の電力変換部３００の構成を示す回路図である。電力変換部３００は、一次側回路３０２と、二次側回路３０４と、入力キャパシタ１０５に対応する入力キャパシタ３０５と、伝達キャパシタ３０６と、出力フィルタ部１３０に対応する出力フィルタ部３３０と、を含む。伝達キャパシタ３０６は、一次側回路３０２と二次側回路３０４との間に設けられる。

一次側回路３０２は、第２スイッチング素子３１６と第３インダクタ３１４とを有し、第２スイッチング素子３１６がオンのとき第３インダクタ３１４がエネルギを蓄えるよう構成される。第２スイッチング素子３１６は例えば、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタであってもよい。第２スイッチング素子３１６のソースは入力キャパシタ３０５の一端と接続され、第２スイッチング素子３１６のソースには入力電圧Ｖｉｎが印加される。第２スイッチング素子３１６のドレインは第３インダクタ３１４の一端と接続される。第３インダクタ３１４の他端は接地される。第２スイッチング素子３１６のドレインと第３インダクタ３１４の一端との第１２接続ノードＮ１２は、伝達キャパシタ３０６の一端と接続される。第２スイッチング素子３１６は、第１スイッチング素子１１６と同様に、電流ヒステリシス制御に基づきオンオフされる。

二次側回路３０４は、第３ダイオード３１８と第４インダクタ３２０と電流検出抵抗３２２とを有し、第４インダクタ３２０が二次出力電流Ｉｍの変化の速さを制限するよう構成される。電流検出抵抗３２２は電流検出抵抗１２２に対応する。第４インダクタ３２０の一端は第３ダイオード３１８のカソードと接続される。第３ダイオード３１８のアノードは接地される。第４インダクタ３２０の一端と第３ダイオード３１８のカソードとの第１３接続ノードＮ１３は、伝達キャパシタ３０６の他端と接続される。

電力変換部３００は入力電圧Ｖｉｎの極性を反転せずに昇降圧して出力する非反転型のコンバータである。電力変換部３００は、第２スイッチング素子３１６がオンのとき二次出力電流Ｉｍが上昇するよう構成される。

変形例に係るＬＥＤ点灯回路によると、第１の実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０によって奏される作用効果と同様な作用効果が奏される。また、変形例に係るＬＥＤ点灯回路は入力電圧の極性を反転させたくないアプリケーションに好適である。

なお、変形例に係るＬＥＤ点灯回路ではハイサイドのスイッチングとなる。ここで、スイッチング素子としてｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを使用した場合、ソース電圧が負極性になるため高周波スイッチングが困難となる。したがって、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを使用することとなる。しかしながら、一般に、ｐ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタはｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタよりも電力効率が悪い。したがって、スイッチング素子としてｎ型金属酸化膜半導体電界効果トランジスタを使用可能な第１の実施の形態に係るＬＥＤ点灯回路１０のほうが、変形例に係るＬＥＤ点灯回路よりも電力効率の面で有利である。

第１の実施の形態では、オンオフ制御部１２４は、二次出力電流Ｉｍの電流目標値にヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳに基づく値を加減算することによって第１しきい値Ｉｔｈ１および第２しきい値Ｉｔｈ２を設定する場合について説明したが、これに限られず、例えばオンオフ制御部は二次出力電流Ｉｍの検出値にヒステリシス幅電圧Ｖ_ＨＹＳに基づく値を加減算してもよい。

第１および第２の実施の形態では、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧（−Ｖｏｕｔ）の両方に基づいてヒステリシス幅ΔＩを調整する場合について説明したが、これに限られず、いずれか一方のみに基づいてヒステリシス幅ΔＩを調整してもよい。

第２の実施の形態では、第２演算増幅器２４０の反転入力端子に入力電圧Ｖｉｎを作用させ、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆおよび出力電圧（−Ｖｏｕｔ）を作用させる場合について説明したが、これに限られず、例えば第２演算増幅器の反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆおよび出力電圧（−Ｖｏｕｔ）を作用させ、非反転入力端子に入力電圧Ｖｉｎを作用させてもよい。この場合、第２演算増幅器の出力に反転素子を加えると、図６の回路の動作と同様の動作が実現される。

各実施の形態では、ＬＥＤ点灯回路は半導体光源であるＮ個のＬＥＤ４０−１〜４０−Ｎを制御する光源制御装置である場合について説明したが、これに限られず、制御対象の半導体光源は例えば半導体レーザや有機ＥＬ（Electro-Luminescence）素子であってもよい。

１０ ＬＥＤ点灯回路、 ２０ 電子制御ユニット、 ３０ 車載バッテリ、 １００ 電力変換部、 １０２ 一次側回路、 １０４ 二次側回路、 １０６ 伝達キャパシタ、 １０８ 制御部、 １１４ 第１インダクタ、 １２０ 第２インダクタ、 １２４ オンオフ制御部、 １２８ 周波数補正演算部。

Claims (7)

1. 直流の入力電圧を受け、出力電流を生成する変換部と、
   前記変換部を制御する制御部と、を備え、
   前記変換部は、一次側回路と、二次側回路と、前記一次側回路と前記二次側回路との間に設けられたキャパシタと、を含み、
   前記一次側回路はスイッチング素子と第１インダクタとを有し、前記スイッチング素子がオンのとき前記第１インダクタがエネルギを蓄えるよう構成され、
   前記二次側回路は第２インダクタを有し、前記第２インダクタが出力電流の変化の速さを制限するよう構成され、
   前記変換部は、前記スイッチング素子がオンのとき出力電流が上昇するよう構成され、
   前記制御部は、
   出力電流が所定の第１しきい値を上回ると前記スイッチング素子をオフし、出力電流が前記第１しきい値よりも小さい第２しきい値を下回ると前記スイッチング素子をオンするオンオフ部と、
   入力電圧の変化または前記変換部の出力電圧の変化もしくはその両方に応じた前記スイッチング素子のオンオフの周波数の変動が抑制されるように、入力電圧の変化または出力電圧の変化もしくはその両方に基づいて前記第１しきい値と前記第２しきい値との差を変化させる周波数補正演算部と、を含むことを特徴とする制御装置。
2. 前記周波数補正演算部は増幅器を含み、
   前記増幅器の一方の極性の入力端子は、入力電圧が印加される入力電圧端子と第１抵抗を介して接続され、
   前記増幅器の他方の極性の入力端子は、出力電圧が印加される出力電圧端子と第２抵抗を介して接続され、かつ、基準電圧が印加される基準電圧端子と第３抵抗を介して接続されることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記周波数補正演算部は、前記増幅器の出力電圧および基準電圧から前記増幅器の出力電圧の定数倍を減算した電圧を生成するよう構成され、
   前記オンオフ部は、前記周波数補正演算部において生成された２つの電圧に基づいて前記第１しきい値および前記第２しきい値を設定することを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
4. 前記増幅器の一方の極性の入力端子は反転入力端子であり、前記増幅器の他方の極性の入力端子は非反転入力端子であることを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
5. 前記オンオフ部は、出力電流の検出値または出力電流の目標値に前記増幅器の出力電圧に基づく値を加減算することによって前記第１しきい値および前記第２しきい値を設定し、
   前記増幅器の一方の極性の入力端子は非反転入力端子であり、前記増幅器の他方の極性の入力端子は反転入力端子であることを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
6. 前記変換部によって生成される出力電流を平滑化して駆動対象の光源に供給するフィルタ部をさらに備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御装置。
7. 請求項６に記載の制御装置と、
   直列に接続された複数の半導体光源である前記光源と、
   前記複数の半導体光源のうちの少なくとも一部と並列に接続されたバイパススイッチと、を備えることを特徴とする車両用灯具。

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