JP2014180071A - 非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】コイル間ギャップの変動に応じて電力伝送効率の高効率化を、簡単な回路構成で実現できる非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置を提供する。
【解決手段】給電装置10は電力増幅回路13からの発振電流Iiを給電コイル11に流すことによって生じる磁界共鳴にて受電装置20の受電コイル21に共振電流Ioを発生させる。その共振電流Ioは整流回路22にて整流され出力電圧Voutとなって負荷Zに供給される。電圧比演算回路17は、整流回路22にて整流した出力電圧Voutと電力増幅回路13に入力されている入力電圧Vinの電圧比(=Vout/Vin)を算出し、電圧比が2になるような制御信号CTを電圧変換回路16に出力する。
【選択図】図1
【解決手段】給電装置10は電力増幅回路13からの発振電流Iiを給電コイル11に流すことによって生じる磁界共鳴にて受電装置20の受電コイル21に共振電流Ioを発生させる。その共振電流Ioは整流回路22にて整流され出力電圧Voutとなって負荷Zに供給される。電圧比演算回路17は、整流回路22にて整流した出力電圧Voutと電力増幅回路13に入力されている入力電圧Vinの電圧比(=Vout/Vin)を算出し、電圧比が2になるような制御信号CTを電圧変換回路16に出力する。
【選択図】図1
Description
本発明は、非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置に関するものである。
近年、磁界共鳴方式の非接触給電装置が注目されている。磁界共鳴方式の非接触給電装置は、電磁誘導方式の非接触給電装置と比較して、電力伝送距離が長いこと、給電コイルと受電コイルの平面上の位置ずれに強いこと、異物の介在に強い等で優れている。反面、磁界共鳴方式の非接触給電装置は、給電コイルと受電コイルのコイル間ギャップの変動によって伝送効率が大きく変化することが知られている。
そこで、給電コイルと受電コイルのコイル間ギャップの変動に対して伝送効率を高める非接触給電装置が提案されている(特許文献1)。この非接触給電装置は、送信回路と給電コイルの間にインピーダンス整合装置を設けている。インピーダンス整合装置は、送信回路から出力された送信信号に対応する信号成分の進行波電圧と、給電コイルからの反射信号に対応する信号成分の反射波電圧を抽出する。そして、インピーダンス整合装置は、進行波電圧と反射波電圧の位相に基づいて送信回路と給電コイルとの間をインピーダンスマッチング制御して、給電コイルと受電コイルのコイル間ギャップの変動に対して伝送効率を高めるようにしたものである。
しかしながら、上記非接触給電装置の整合装置は、進行波電圧と反射波電圧を抽出する回路、その進行波電圧と反射波電圧の位相を求める回路等、複雑かつ大規模な回路構成になる問題があった。しかも、これら大規模な回路構成を統括制御するシステム制御も複雑となる問題があった。
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、その目的は、コイル間ギャップの変動に応じて電力伝送効率の高効率化を、簡単な回路構成で実現できる非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明の非接触給電装置の制御方法は、給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置の制御方法であって、前記整流回路にて整流した出力電圧を検出するとともに、前記電力増幅回路に入力されている入力電圧を検出し、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比に基づいて前記電力増幅回路に入力する入力電圧を変更することを特徴とする。
また、上記構成において、前記電圧比(=出力電圧/入力電圧)をRとしたとき、R=2であることが好ましい。
上記課題を解決するために、本発明の非接触給電装置は、給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置であって、前記受電装置は、前記整流回路にて整流した出力電圧を検出する受電側検出回路と、前記受電側検出回路が検出した出力電圧の情報を前記給電装置に送信する送信回路とを有し、前記給電装置は、前記送信回路からの出力電圧の情報を受信する受信回路と、前記電力増幅回路の入力電圧を検出する給電側検出回路と、前記給電側検出回路が検出した入力電圧の情報と、前記受信回路が取得した出力電圧の情報を比較し、比較結果に基づいて前記電力増幅回路への入力電圧を調整する制御信号を生成する電圧比演算回路と、前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいて前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変する電圧変換回路とを有したことを特徴とする。
上記課題を解決するために、本発明の非接触給電装置は、給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置であって、前記受電装置は、前記整流回路にて整流した出力電圧を検出する受電側検出回路と、前記受電側検出回路が検出した出力電圧の情報を前記給電装置に送信する送信回路とを有し、前記給電装置は、前記送信回路からの出力電圧の情報を受信する受信回路と、前記電力増幅回路の入力電圧を検出する給電側検出回路と、前記給電側検出回路が検出した入力電圧の情報と、前記受信回路が取得した出力電圧の情報を比較し、比較結果に基づいて前記電力増幅回路への入力電圧を調整する制御信号を生成する電圧比演算回路と、前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいて前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変する電圧変換回路とを有したことを特徴とする。
また、上記構成において、前記電圧変換回路は、バックコンバータであって、前記バックコンバータを構成するMOSトランジスタが、前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいてスイッチング動作し前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変することが好ましい。
また、上記構成において、前記電力増幅回路は、E級電力増幅回路であって、前記E級電力増幅回路を構成するMOSトランジスタが、前記駆動信号生成回路からの駆動信号に基づいてスイッチング動作し、前記駆動信号の周期に相対した発振周波数の前記発振電流を前記入力電圧に基づいて増幅して出力することが好ましい。
また、上記構成において、前記電圧比演算回路は、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比(=出力電圧/入力電圧)を求め、前記電圧比をRとしたとき、R=2となるように前記出力電圧に対して前記入力電圧を変更する制御信号を電圧変換回路に出力することが好ましい。
また、上記構成において、前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ共振コンデンサが並列に接続されていることが好ましい。
また、上記構成において、前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ銅線であって、巻き数が1回の円形のコイルであることが好ましい。
また、上記構成において、前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ銅線であって、巻き数が1回の円形のコイルであることが好ましい。
本発明によれば、コイル間ギャップの変動に応じて電力伝送効率の高効率化を、簡単な回路構成で実現できる。
以下、非接触給電装置の一実施形態を図面に従って説明する。
図1に示すように、非接触給電装置1は、磁界共鳴式の非接触給電装置であって、給電コイル11を有した給電装置10と受電コイル21を有した受電装置20を備えている。
図1に示すように、非接触給電装置1は、磁界共鳴式の非接触給電装置であって、給電コイル11を有した給電装置10と受電コイル21を有した受電装置20を備えている。
(受電装置20)
まず、受電装置20について説明する。受電装置20は、受電コイル21を備え、その受電コイル21に対して受電側共振コンデンサCr2が並列接続されている。受電コイル21は、給電装置10に備えた給電コイル11に発振電流Iiを流すことによって生じる磁界共鳴に基づいて共振電流Ioが発生する。
まず、受電装置20について説明する。受電装置20は、受電コイル21を備え、その受電コイル21に対して受電側共振コンデンサCr2が並列接続されている。受電コイル21は、給電装置10に備えた給電コイル11に発振電流Iiを流すことによって生じる磁界共鳴に基づいて共振電流Ioが発生する。
受電コイル21と受電側共振コンデンサCr2からなる並列回路は、整流回路22が接続されている。整流回路22は、本実施形態では全波整流回路であって、受電コイル21に発生する共振電流Ioを整流し、その直流電流が次段の平滑コンデンサCbに充電される。そして、平滑コンデンサCbにて平滑化された直流電圧は、出力電圧VoutとしてDC/DCコンバータ23に出力される。DC/DCコンバータ23は、出力電圧Voutを所望の電圧に変換した後、電気機器等の負荷Zに出力する。
受電装置20は、受電側AD変換回路24を備えている。受電側AD変換回路24は出力電圧Voutを入力し、アナログ値の出力電圧Voutをデジタル値に変換し検出信号として、受電側通信回路25に出力する。受電側通信回路25は、出力電圧Voutのデジタル値を入力し、出力電圧Voutのデジタル値(情報)を送信信号にして給電装置10に送信するようになっている。
(給電装置10)
給電装置10は、駆動信号生成回路12を有している。駆動信号生成回路12は、給電コイル11に流す発振電流Iiの周波数を設定するクロック信号CLKを生成して電力増幅回路13に出力するようになっている。
給電装置10は、駆動信号生成回路12を有している。駆動信号生成回路12は、給電コイル11に流す発振電流Iiの周波数を設定するクロック信号CLKを生成して電力増幅回路13に出力するようになっている。
電力増幅回路13は、クロック信号CLKを入力し、そのクロック信号CLKのクロック周期に相対した周波数からなる正弦波電流を入力電圧Vinに基づいて生成する。そして、電力増幅回路13は、生成した正弦波電流を整合回路14及びローパスフィルタ(LPF)15を介して発振電流Iiとして給電コイル11に出力する様になっている。
図2に示すように、電力増幅回路13は、本実施形態ではE級電力増幅回路で構成されている。E級電力増幅回路よりなる電力増幅回路13は、公知の増幅回路であって、NチャネルMOSトランジスタよりなる第1スイッチング素子Qa、第1〜第3コンデンサCa1〜Ca3、第1インダクタLx1にて構成されている。
第1スイッチング素子Qaは、そのドレイン端子が第1インダクタLx1を介して入力電圧Vinが入力され、そのソース端子が接地されている。第1インダクタLx1の入力電圧Vinが入力される側の端子には第1コンデンサCa1の一端が接続され、その第1コンデンサCa1の他端は接地されている。第1コンデンサCa1は平滑用のコンデンサであって、電力増幅回路13に入力される入力電圧Vinを平滑化する。第1スイッチング素子Qaのゲート端子は、駆動信号生成回路12に接続され、同駆動信号生成回路12からクロック信号CLKが入力されるようになっている。
また、第1スイッチング素子Qaのドレイン端子とソース端子間には、第2コンデンサCa2が接続されている。さらに、第1スイッチング素子Qaのドレイン端子は、第3コンデンサCa3を介して整合回路14に接続されている。
図2に示すように、整合回路14は、第2インダクタLx2と第4コンデンサCa4とから構成されている。第2インダクタLx2はその入力端子が電力増幅回路13の第3コンデンサCa3と接続され、その出力端子がローパスフィルタ(LPF)15に接続されている。第2インダクタLx2の出力端子は、第4コンデンサCa4を介して接地されている。
図2に示すように、ローパスフィルタ15は、第3インダクタLx3と第5及び第6コンデンサCa5,Ca6とから構成されていて、本実施形態では6.78MHz以上の高周波数成分をカットする。第3インダクタLx3はその入力端子が整合回路14の第2インダクタLx2と接続され、その出力端子が給電コイル11に接続されている。そして、第3インダクタLx3の入力端子は、第5コンデンサCa5を介して接地されている。また、第3インダクタLx3の出力端子は、第6コンデンサCa6を介して接地されている。
このように構成された電力増幅回路13、整合回路14及びローパスフィルタ15において、駆動信号生成回路12からクロック信号CLKが出力されると、電力増幅回路13の第1スイッチング素子Qaがオン・オフする。
これによって、第2及び第3コンデンサCa2,Ca3が入力電圧Vinの充放電を繰り返すとともに、第1インダクタLx1及び整合回路14の第2インダクタLx2にて電流制御される。そして、電力増幅回路13は、クロック信号CLKのクロック周期に相対した周波数からなる正弦波電流を入力電圧Vinに基づいて生成し正弦波電流をローパスフィルタ15に出力する。
ローパスフィルタ15は、電力増幅回路13がクロック信号CLKに基づいて生成した正弦波電流の波形に含まれる高周波数成分をカットし、クロック信号CLKのクロック周期に相対した周波数の正弦波電流を発振電流Iiとして給電コイル11に出力する。
発振電流Iiの周波数は、給電コイル11にその発振電流Iiを流したとき、空間的に離間した受電装置20の受電コイル21との間で磁界共振する周波数である。従って、この発振電流Iiの周波数は、クロック信号CLKのクロック周期によって決まることになる。
ここで、給電コイル11は、受電コイル21と同様に、給電側共振コンデンサCr1が並列に接続されている。また、本実施形態では、給電コイル11と受電コイル21は、共に同じ、線材が銅線(線径1mm)よりなり、巻き数も同じ1回の円形をしたコイルである。そして、給電コイル11と受電コイル21は、共に、インダクタンスが174nHである。
図1に示すように、電力増幅回路13は、電圧変換回路16と接続されている。電圧変換回路16は、電圧比演算回路17からの可変するパルス周期の制御信号CTに基づいて可変する入力電圧Vinを電力増幅回路13に入力する。
図2に示すように、電圧変換回路16は、本実施形態では降圧型のバックコンバータで構成され、NチャネルMOSトランジスタよりなる第2スイッチング素子Qb、ダイオードD1、第4インダクタLx4及び第7コンデンサCa7を備えている。
第2スイッチング素子Qbは、ドレイン端子に直流の駆動電圧Vddが入力されるとともに、ソース端子に第4インダクタLx4の入力端子が接続されている。また、第2スイッチング素子Qbのソース端子は、逆止用のダイオードD1を介して、接地されている。
さらに、第4インダクタLx4の出力端子は、電力増幅回路13の第1インダクタLx1に接続されているとともに、第7コンデンサCa7を介して接地されている。第7コンデンサCa7は、平滑用のコンデンサであって、第7コンデンサCa7の端子間電圧が電力増幅回路13に入力電圧Vinとして印加されるようになっている。
第2スイッチング素子Qbのゲート端子には、電圧比演算回路17から可変するパルス周期の制御信号CTが入力され、第2スイッチング素子Qbは同制御信号CTに基づいてスイッチング動作(オン・オフ動作)する。
つまり、第2スイッチング素子Qbを可変するパルス周期の制御信号CTにてスイッチング動作させる。これによって、第2スイッチング素子Qbに流れる電流が第4インダクタLx4によって限流されることで、第7コンデンサCa7に充放電される電圧が所望の電圧値(入力電圧Vin)となり電力増幅回路13に供給される。
電圧比演算回路17は、入力電圧Vinが受電装置20が出力する出力電圧Voutとの間で決まる予め定めた値になるように、第2スイッチング素子Qbをスイッチングさせる制御信号CTを生成し、第2スイッチング素子Qbに出力する。
そのために、給電装置10は、給電側AD変換回路18及び給電側通信回路19を備えている。給電側AD変換回路18は入力電圧Vinを入力し、アナログ値の入力電圧Vinをデジタル値に変換し検出信号として、電圧比演算回路17に出力する。給電側通信回路19は、受電装置20の受電側通信回路25から送信される出力電圧Voutの送信信号を受信して、その送信信号から抽出した出力電圧Voutのデジタル値(情報)を電圧比演算回路17に出力する。
電圧比演算回路17は、給電側AD変換回路18からの入力電圧Vinのデジタル値と給電側通信回路19からの出力電圧Voutのデジタル値を入力する。電圧比演算回路17は、入力電圧Vinと出力電圧Voutの電圧比R(=Vout/Vin)を演算する。
電圧比演算回路17は、演算した電圧比RがR=2となるように、入力電圧Vinを演算する。
つまり、出力電圧Voutは給電コイル11と受電コイル21のコイル間ギャップが変動すると変動する。この変動によって電圧比Rが変動することから、入力電圧Vinを変更して電圧比RがR=2となる新たな入力電圧Vinを算出する。
つまり、出力電圧Voutは給電コイル11と受電コイル21のコイル間ギャップが変動すると変動する。この変動によって電圧比Rが変動することから、入力電圧Vinを変更して電圧比RがR=2となる新たな入力電圧Vinを算出する。
電圧比演算回路17は、新たな入力電圧Vinが算出されると、その新たな入力電圧Vinを電圧変換回路16から出力させるための制御信号CTを生成し、電圧変換回路16の第2スイッチング素子Qbのゲート端子に出力する。
ここで、入力電圧Vinを電圧比R(=Vout/Vin)に基づいて変更する理由を説明する。
今、給電装置10の駆動信号生成回路12からのクロック信号CLKのクロック周期を一定にし、受電装置20の出力電力を2Wに維持した状態で、複数のコイル間ギャップ毎に、入力電圧Vinに対するトータル効率ηを実験にて求めた。
今、給電装置10の駆動信号生成回路12からのクロック信号CLKのクロック周期を一定にし、受電装置20の出力電力を2Wに維持した状態で、複数のコイル間ギャップ毎に、入力電圧Vinに対するトータル効率ηを実験にて求めた。
ここで、給電コイル11及び受電コイル21は、共に、線径(直径)が1mm、材質が銅、ターン数(巻き数)が1回、インダクタンスが174nHのものを使用した。そして、給電コイル11と受電コイル21とのコイル間ギャップは、15mm、24mm、33mm、42mm、51mmとし、それぞれのコイル間ギャップ毎に、入力電圧Vinに対するトータル効率ηを実験にて求めた。
図3は、コイル間ギャップ毎に、実験にて得られた入力電圧Vinに対するトータル効率ηの推移を示すグラフである。
この実験から、それぞれのコイル間ギャップにおいて、図3に示すように、入力電圧Vinを変化させると、トータル効率ηが単調に変化するのではなく変曲点があることが確認できた。
この実験から、それぞれのコイル間ギャップにおいて、図3に示すように、入力電圧Vinを変化させると、トータル効率ηが単調に変化するのではなく変曲点があることが確認できた。
さらに、図4に示すように、縦軸をトータル効率ηにし、横軸を入力電圧Vinと出力電圧Voutとの比、即ち、電圧比R(=Vout/Vin)にしたところ、R=2.0付近で、トータル効率ηが最大になることが確認できた。
つまり、各コイル間ギャップにおいて、電圧比RがR=2.0付近で最も効率がよいことが確認できた。換言すれば、コイル間ギャップが変動しても、電圧比R=2.0付近になるように入力電圧Vinと出力電圧Voutを制御すれば、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送効率が最も高い状態に保持することが確認できた。
そこで、本実施形態では、その時々で受電装置20の出力電圧Voutを取得するとともに、その時に電力増幅回路13に印加している入力電圧Vinを取得して、電圧比RがR=2となるように、新たな入力電圧Vinを可変制御する。従って、電圧比演算回路17は、電圧変換回路16から電圧比RがR=2となる新たな入力電圧Vinが電力増幅回路13に出力されるためのパルス周期の制御信号CTを生成し同電圧変換回路16に出力する。従って、電力増幅回路13には、コイル間ギャップが変動しても、電圧比RがR=2となるような入力電圧Vinが電圧変換回路16から入力される。
次に、上記のように構成した非接触給電装置1の作用について説明する。
今、受電コイル21に相対向して配置されている給電コイル11に発振電流Iiを流し、磁界共鳴によって受電コイル21に共振電流Ioが発生している。受電装置20は、DC/DCコンバータ23に出力する出力電圧Voutの情報を受電側AD変換回路24にて検出し、受電側通信回路25にてその情報を給電装置10に送信している。
今、受電コイル21に相対向して配置されている給電コイル11に発振電流Iiを流し、磁界共鳴によって受電コイル21に共振電流Ioが発生している。受電装置20は、DC/DCコンバータ23に出力する出力電圧Voutの情報を受電側AD変換回路24にて検出し、受電側通信回路25にてその情報を給電装置10に送信している。
給電装置10は、電圧比演算回路17が給電側通信回路19を介して出力電圧Voutの情報を入力する。また、電圧比演算回路17は、電圧変換回路16が電力増幅回路13に印加している入力電圧Vinの情報を、給電側AD変換回路18を介して入力している。
電圧比演算回路17は、この入力した出力電圧Voutの情報と入力電圧Vinの情報に基づいて電圧比R(=Vout/Vin)を演算する。電圧比演算回路17は、電圧比RがR=2となる入力電圧Vinを電力増幅回路13に出力するためのパルス周期に制御信号CTを生成し、電圧変換回路16に出力する。電圧変換回路16は、電圧比演算回路17からの制御信号CTに基づいた入力電圧Vinを電力増幅回路13に出力する。
そして、コイル間ギャップが変動して出力電圧Voutが変化しても、その時の変動したコイル間ギャップにおける電力伝送効率の最も高い状態である入力電圧Vinが電圧変換回路16から電力増幅回路13に出力される。従って、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送が、常に最も高い効率で電力伝送が行われる。
次に、上記実施形態の効果について説明する。
(1)上記実施形態では、受電装置20の整流回路22からDC/DCコンバータ23に出力される出力電圧Voutの情報と電圧変換回路16から電力増幅回路13に出力する入力電圧Vinとを比較し、コイル間ギャップの変動を検出した。そして、その変動したコイル間ギャップにおける電力伝送効率が最も高い状態となるように電力増幅回路13に印加する入力電圧Vinを制御した。従って、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送が、常に高い効率で電力伝送が行われる。
(1)上記実施形態では、受電装置20の整流回路22からDC/DCコンバータ23に出力される出力電圧Voutの情報と電圧変換回路16から電力増幅回路13に出力する入力電圧Vinとを比較し、コイル間ギャップの変動を検出した。そして、その変動したコイル間ギャップにおける電力伝送効率が最も高い状態となるように電力増幅回路13に印加する入力電圧Vinを制御した。従って、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送が、常に高い効率で電力伝送が行われる。
特に、実験にて確認した、電圧比R(=Vout/Vin)をR=2.0となるように、入力電圧Vinを制御すれば、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送を常に最も高い効率で行うことができる。
(2)上記実施形態では、電圧比演算回路17にて出力電圧Voutと入力電圧Vinを比較し電圧変換回路16を制御するだけなので回路構成が非常に簡単となる。しかも、電圧比演算回路17は、入力電圧Vinと比較する出力電圧Voutは、受電装置20に受電側通信回路25設け、給電装置10の給電側通信回路19を設けるだけの簡単な回路構成で簡単に取得できる。
尚、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
○上記実施形態によれば、電圧比RをR=2となるように、入力電圧Vinを変更させたが、R=2に限定されるものでなく、R=2付近の電圧比Rで実施してもよい。この場合にも、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送を高い効率で行うことができる。
○上記実施形態によれば、電圧比RをR=2となるように、入力電圧Vinを変更させたが、R=2に限定されるものでなく、R=2付近の電圧比Rで実施してもよい。この場合にも、コイル間ギャップが変動しても、その時々のコイル間ギャップにおける電力伝送を高い効率で行うことができる。
○上記実施形態では、駆動信号生成回路12で出力するクロック信号CLKの周波数を6.78MHzで実施しているが、6.78MHzに限定されるものではなく、別に周波数を用いて実施してもよい。その際に、ローパスフィルタ(LPF)15のカットオフ周波数、並びに給電コイル11と給電側共振コンデンサCr1、受電コイル21と受電側共振コンデンサCr2で設定される共振周波数は、変更後の駆動周波数と略同一(変更後の駆動周波数と同一の周波数を含む)の周波数に設定する。
○上記実施形態によれば、給電コイル11及び受電コイル21は、線材を銅の単線にしたが、銅以外の材質を用いてもよく、さらに単線に限らず、リッツ線のように表面が絶縁された複数本の導電線をまとめたものを用いて実施してもよい。また、給電コイル11及び受電コイル21の線径やコイル径も適宜変更して実施してもよい。さらに、給電コイル11及び受電コイル21の巻き数を1回としたが、適宜変更して実施してもよい。この際、巻き上げていく方向に限定はなく、例えば同一平面上に巻いていきスパイラル形状(渦巻き形状)にしたり、積み重ねるように巻いていきヘリカル形状(バネ形状)にしたり、それらを組み合わせて層状のスパイラル形状やヘリカル形状にしてもよい。この際、層間は巻線を物理的に接続(短絡)してもよいし、物理的には接続せずに層間に発生する寄生コンデンサを介して交流的に接続されている状態であってもよい。
なお、給電コイル11及び受電コイル21の線材、線径、コイル径、巻き数の変更や、上記した駆動周波数の変更、又は、電圧変換回路16の変更により、電力伝送効率が最も高い電圧比Rが2もしくは2付近から変化した場合は、それに応じた電圧比Rに設定してよく、電圧比Rは2もしくは2付近に限定されるものではない。
○上記実施形態では、給電コイル11と給電側共振コンデンサCr1並びに受電コイル21と受電側共振コンデンサCr2は、並列に接続されているが、並列接続に限定されず、直列接続による設定、コイルの巻き数を複数にした際に巻線間で発生する寄生コンデンサを利用した設定、コイルの巻線を層状にした際の層間で発生する寄生コンデンサを利用した設定、並びに、それらを組み合わせた設定で実施してもよい。
○上記実施形態では、給電コイル11と給電側共振コンデンサCr1並びに受電コイル21と受電側共振コイルCr2は共に並列に接続され共振周波数を設定しているが、給電側並びに受電側で共振周波数の設定方法を必ずしも一致させる必要がない。
○上記実施形態では、電圧変換回路16をバックコンバータで実施したが、これに限定されるものではなく、電圧比Rに応じて入力電圧Vinが制御できる回路であればなんでもよい。
1…非接触給電装置、10…給電装置、11…給電コイル、12…駆動信号生成回路、13…電力増幅回路、14…整合回路、15…ローパスフィルタ(LPF)、16…電圧変換回路、17…電圧比演算回路、18…給電側AD変換回路(給電側検出回路)、19…給電側通信回路(受信回路)、20…受電装置、21…受電コイル、22…整流回路、23…DC/DCコンバータ、24…受電側AD変換回路(受電側検出回路)、25…受電側通信回路(送信回路)、Cr1…給電側共振コンデンサ、Cr2…受電側共振コンデンサ、Cb…平滑コンデンサ、Ca1〜Ca6…第1〜第6コンデンサ、Lx1〜Lx4…第1〜第3インダクタ、Z…負荷、Ii…発振電流、Io…共振電流、Vin…入力電圧、Vout…出力電圧、R…電圧比、η…トータル効率、CLK…クロック信号、CT…制御信号。
Claims (8)
- 給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置の制御方法であって、
前記整流回路にて整流した出力電圧を検出するとともに、前記電力増幅回路に入力されている入力電圧を検出し、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比に基づいて前記電力増幅回路に入力する入力電圧を変更することを特徴とする非接触給電装置の制御方法。 - 請求項1に記載の非接触給電装置の制御方法において、
前記電圧比(=出力電圧/入力電圧)をRとしたとき、R=2であることを特徴とする非接触給電装置の制御方法。 - 給電装置に給電コイルを設け、受電装置に受電コイルを設け、前記給電装置に設けた電力増幅回路が、同電力増幅回路に入力された入力電圧に基づいて同給電装置に設けた駆動信号生成回路からの駆動信号を増幅して発振電流を生成し、その発振電流を前記給電コイルに流すことによって生じる磁界共鳴にて前記受電コイルに共振電流を発生させ、その共振電流を前記受電装置に設けた整流回路にて整流した出力電圧を負荷に供給するようにした非接触給電装置であって、
前記受電装置は、
前記整流回路にて整流した出力電圧を検出する受電側検出回路と、
前記受電側検出回路が検出した出力電圧の情報を前記給電装置に送信する送信回路と
を有し、
前記給電装置は、
前記送信回路からの出力電圧の情報を受信する受信回路と、
前記電力増幅回路の入力電圧を検出する給電側検出回路と、
前記給電側検出回路が検出した入力電圧の情報と、前記受信回路が取得した出力電圧の情報を比較し、比較結果に基づいて前記電力増幅回路への入力電圧を調整する制御信号を生成する電圧比演算回路と、
前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいて前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変する電圧変換回路と
を有したことを特徴とする非接触給電装置。 - 請求項3に記載の非接触給電装置において、
前記電圧変換回路は、バックコンバータであって、前記バックコンバータを構成するMOSトランジスタが、前記電圧比演算回路からの制御信号に基づいてスイッチング動作し前記電力増幅回路に印加する入力電圧を可変することを特徴とする非接触給電装置。 - 請求項3又は4に記載の非接触給電装置において、
前記電力増幅回路は、E級電力増幅回路であって、前記E級電力増幅回路を構成するMOSトランジスタが、前記駆動信号生成回路からの駆動信号に基づいてスイッチング動作し、前記駆動信号の周期に相対した発振周波数の前記発振電流を前記入力電圧に基づいて増幅して出力することを特徴とする非接触給電装置。 - 請求項3〜5のいずれか1つに記載の非接触給電装置において、
前記電圧比演算回路は、前記出力電圧と前記入力電圧の電圧比(=出力電圧/入力電圧)を求め、前記電圧比をRとしたとき、R=2となるように前記出力電圧に対して前記入力電圧を変更する制御信号を電圧変換回路に出力することを特徴とする非接触給電装置。 - 請求項3〜6のいずれか1つに記載の非接触給電装置において、
前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ共振コンデンサが並列に接続されていることを特徴とする非接触給電装置。 - 請求項7つに記載の非接触給電装置において、
前記給電コイル及び前記受電コイルは、それぞれ銅線であって、巻き数が1回の円形のコイルであることを特徴とする非接触給電装置。
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JP2013050428A JP2014180071A (ja) | 2013-03-13 | 2013-03-13 | 非接触給電装置の制御方法及び非接触給電装置 |
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---|---|---|---|---|
CN104362775A (zh) * | 2014-12-08 | 2015-02-18 | 胡沥 | 无线充电装置及系统 |
JP2016197965A (ja) * | 2015-04-06 | 2016-11-24 | 株式会社 日立産業制御ソリューションズ | 無線給電送電装置および無線給電システム |
US10432011B2 (en) | 2016-05-31 | 2019-10-01 | Toshiba Tec Kabushiki Kaisha | Charge-discharge control apparatus and charge-discharge control apparatus method |
-
2013
- 2013-03-13 JP JP2013050428A patent/JP2014180071A/ja active Pending
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