JP2014175991A - 周波数誤差推定装置及び方法、周波数誤差補償装置、並びに、光受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数誤差の推定精度を向上する。
【解決手段】位相振幅変調された受信光信号をベースバンドデジタル電気信号に変換した信号の振幅を判定し、判定した振幅別に、Ｎシンボル（Ｎは正の整数）前の位相雑音推定値および周波数誤差推定値に基づいて、前記ベースバンドデジタル電気信号の変調成分位相を判定し、前記ベースバンドデジタル電気信号から前記変調成分位相をキャンセルした信号のシンボル間位相差より周波数誤差を計算する。
【選択図】図３

Description

本発明の一態様は、周波数誤差推定装置及び方法、周波数誤差補償装置、並びに、光受信機に関する。

光通信の大容量・長距離伝送化を図る技術として、デジタルコヒーレント受信技術が注目されている。デジタルコヒーレント受信技術では、局発光を用いる光コヒーレント受信方式により、受信信号の強度情報と位相情報とを、コヒーレントフロントエンド回路を用いて抽出する。そして、抽出された強度情報と位相情報とを基に、デジタル信号処理を用いた、伝送路での波形歪み補償を受信信号に施した後、受信信号を復調する。

光コヒーレント受信を用いる場合、受信信号と局発光との周波数誤差（周波数オフセット）をゼロにする装置が重要である。

（周波数オフセット補償）
受信信号と局発光との周波数オフセットをゼロにする方法の一つとして、デジタル化された受信信号から周波数オフセットを検出し、受信信号に周波数オフセットに対応した逆の位相回転を付加することにより周波数オフセットを補償する技術が知られている（例えば下記特許文献１参照）。

（周波数オフセット推定）
一方、周波数オフセット推定の方式として、下記の非特許文献１や特許文献２により提案された技術が知られている。

（累乗法）
非特許文献１に記載の推定方式では、入力されたＮ相ＰＳＫ信号のベースバンド電気信号（複素信号）に対して遅延／共役／乗算を実行することで位相雑音を除去しつつ、遅延量あたりの位相回転量を算出し、得られた信号をＮ乗計算することでデータ位相（変調成分）を除去することにより、周波数オフセットによる遅延量あたりの位相回転量を得る。なお、Ｎは、多値度を表し、ＱＰＳＫの場合であればＮ＝４である。ＱＰＳＫにおいて、データ位相が取り得る値は、０、±π／２、±π、±３π／４である。

ここで、上記のＮ（＝４）乗計算によりデータ位相が除去されるが、このとき、周波数オフセットは４倍になる。当該周波数オフセットは、平均化により雑音の影響が除去された後、１／４偏角計算により１／４偏角演算され、周波数オフセット推定値が得られる。

（ＰＡＤＥ法）
一方、特許文献２に記載の推定方式は、上述した累乗法のような複素信号の共役乗算及びＭ乗計算を用いずに、累乗法よりも周波数オフセットの推定可能範囲を拡大化する技術である。当該推定方式は、ＰＡＤＥ（Pre-decision based Angle Differential frequency offset Estimator）法とも呼ばれる。

ＰＡＤＥ法では、シンボル位相項（ＱＰＳＫの場合であれば、ｎπ／４（ｎ＝１，２，３，４））の除去のために、１シンボル時間前のレーザの位相雑音推定量と周波数オフセット推定値とを用いて、シンボル位相値の仮判定を行ない、シンボル位相項を除去する。

特開２００９−１３５９３０号公報 特開２００９−１３０９３５号公報

アンドリアス・リーベン他（Andreas Leven ｅｔ．ａｌ）、Frequency Estimation in Intradyne Reception、IEEE Photonics Technology Letters、２００７年３月１５日、１９巻、６号、ｐ．３６６−３６８

累乗法は、ＰＳＫ方式のみに対応した方式である。一方、ＰＡＤＥ法は、仮判定部をそれぞれの変調方式対応した識別回路とすることで全ての変調方式をサポートできる。

しかし、周波数オフセット推定値が実際の推定誤差と大きく異なる場合、仮判定部に適切な周波数誤差が設定できず、仮判定で誤りが発生する。例えば図１３に例示するように、周波数推定誤差がある場合、１６ＱＡＭの判定閾値では隣接シンボルとして誤判定されるため、本来の位相誤差よりも位相誤差が小さく、あるいは無いようにみえてしまう。

その結果、１６ＱＡＭ等の位相振幅変調方式において周波数オフセット推定値が不安定となり、誤った周波数オフセット推定値に収束したり、周波数オフセットの変動に対する追従性が著しく劣化したりする場合がある。

本発明の目的の１つは、周波数オフセットの推定精度を向上できるようにすることにある。

周波数誤差推定装置の一態様は、光コヒーレント受信機に用いられる周波数誤差推定装置であって、位相振幅変調された受信光信号をベースバンドデジタル電気信号に変換した信号の振幅を判定する振幅判定部と、前記振幅判定部で判定された振幅別に、１〜Ｎシンボル前の位相雑音および周波数オフセット推定値を用いて、前記ベースバンドデジタル電気信号の変調成分位相を判定する振幅別位相判定部と、前記ベースバンドデジタル電気信号から前記変調成分位相をキャンセルした信号のシンボル間位相差より周波数誤差を計算する周波数誤差計算部と、を備える。

周波数誤差補償装置の一態様は、上記の周波数誤差推定装置と、前記周波数誤差推定装置により得られた周波数誤差を補償する信号を生成する周波数誤差補償部と、を備える。

光受信機の一態様は、位相振幅変調された受信光信号をベースバンドデジタル電気信号に変換するフロントエンド処理部と、前記フロントエンド処理部により得られた前記ベースバンドデジタル電気信号について周波数誤差の補償を行なう、上記の周波数誤差補償装置と、を備える。

周波数誤差推定方法の一態様は、光コヒーレント受信機における周波数誤差推定方法であって、位相振幅変調された受信光信号をベースバンドデジタル電気信号に変換した信号の振幅を判定し、前記判定した振幅別に、Ｎ（Ｎは正の整数）シンボル前の位相雑音および周波数オフセット推定値を用いて、前記ベースバンドデジタル電気信号の変調成分位相を判定し、前記ベースバンドデジタル電気信号から前記変調成分位相をキャンセルした信号のシンボル間位相差より周波数誤差を計算する。

周波数誤差の推定精度を向上できる。

一実施形態に係る周波数オフセット推定装置が適用される光コヒーレント受信機の一例を示すブロック図である。 図１に例示する搬送波周波数誤差補償部の構成例を示すブロック図である。 図２に例示する周波数誤差推定部の構成例を示すブロック図である。 図３に例示する周波数誤差推定部による振幅判定（１６ＱＡＭの場合）を説明するためのコンスタレーション図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図３に例示する周波数誤差推定部による振幅判定（１６ＱＡＭの場合）を説明するための図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図３に例示する周波数誤差推定部による振幅判定（１６ＱＡＭの場合）を説明するための図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図３に例示する周波数誤差推定部による振幅判定（１６ＱＡＭの場合）を説明するための図である。 図３に例示する周波数誤差推定部による振幅判定（８ＱＡＭの場合）を説明するためのコンスタレーション図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図３に例示する周波数誤差推定部による振幅判定（８ＱＡＭの場合）を説明するための図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は図３に例示する周波数誤差推定部による振幅判定（８ＱＡＭの場合）を説明するための図である。 図３に例示した周波数誤差推定部の変形例を示すブロック図である。 図３に例示した回路構成を１：Ｍ（Ｍは２以上の整数）に並列展開した構成例を示すブロック図である。 従来技術の課題を説明するためのコンスタレーション図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。なお、以下の実施形態で用いる図面において、同一符号を付した部分は、特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を表す。

図１は、一実施形態に係る周波数誤差推定装置が適用される光コヒーレント受信機の一例を示すブロック図である。

図１に示す、光受信機の一例である光コヒーレント受信機１０は、例示的に、局発光１１、コヒーレントフロントエンド回路１２、アナログ／デジタルコンバータ１３、及び、信号処理部１４を備える。信号処理部１４は、例示的に、波形歪み補償／偏波分離処理部１４１、搬送波（キャリア）周波数誤差補償部１４２、搬送波位相同期処理部１４３、及び、誤り訂正／識別処理部１４４を備える。

コヒーレントフロントエンド回路１２は、受信信号光のコヒーレント受信を行なう。具体的には、伝送路から入力される信号光と局発光１１から出力される局発光と、信号光と９０度位相をシフトした局発光を混合し、互いに直交する２つの位相成分を抽出する。そして、それらの位相成分を光電変換により電気信号に変換して、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをアナログ／デジタルコンバータ１３にそれぞれ出力する。

アナログ／デジタルコンバータ１３は、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑをサンプリングしてベースバンドデジタル電気信号（Ｉ＋ｊＱ）を得る。なお、コヒーレントフロントエンド回路１２及びアナログ／デジタルコンバータ１３から成るブロックをフロントエンド処理部と位置付けてもよい。

信号処理部１４は、アナログ／デジタルコンバータ１３から出力される同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを用いて、（１）波形歪み補償、偏波分離、（２）搬送波周波数誤差補償、（３）搬送波位相同期、（４）誤り訂正、識別等を含む信号処理を行なう。当該信号処理により、復元（復調）された受信データ信号が得られる。上記（１）〜（４）の処理は、それぞれ、波形歪み補償／偏波分離処理部１４１、搬送波（キャリア）周波数誤差補償部１４２、搬送波位相同期処理部１４３、及び、誤り訂正／識別処理部１４４にて実施される。

搬送波周波数誤差補償部１４２は、周波数誤差補償装置の一例であり、図２に示すように、例示的に、周波数誤差推定部１４２１、積分回路１４２２、反数計算器１４２３、及び、（複素）乗算器１４２４を備える。

周波数誤差推定部１４２１は、主信号であるベースバンドデジタル電気信号に従って１シンボル周期内の位相差から周波数誤差を推定する。主信号は、Ａ*exp(j(θd+２πΔｆｔ+θpn))と表すことができる。ここで、Ａは定数、θdはデータ位相、Δｆは周波数誤差、θpnは局発光１１のレーザ位相ノイズ、ｊは虚数単位、ｔはシンボル周期をそれぞれ表す。

積分回路１４２２は、周波数誤差推定部１４２１により得られた周波数誤差の推定値をシンボル周期ｔにわたって積分する。

反数計算器１４２３は、積分回路１４２２の出力に−１を乗じて周波数誤差の反数（exp(-j(・))、すなわち、θ＝−２πΔｆｔを計算する。なお、「反数」とは、正負の符号が逆になった数である。例えば、ａに対して−ａをａの反数と呼ぶ。

乗算器１４２４は、主信号に反数計算器１４２３で得られた反数を乗算することにより、主信号の周波数誤差を補償する。したがって、乗算器１４２４の出力信号は、Ａ*exp(j(θd+θpn))と表すことができる。

次に、図３に、周波数誤差推定部１４２１の構成例を示す。図３に示す周波数誤差推定部１４２１は、周波数誤差推定装置の一例であり、例示的に、データ位相除去部３１、周波数誤差計算部３２、平均化処理部３３、（複素）乗算器３４、及び、複素共役計算器３５を備える。なお、図３において、データ位相除去部３１及び周波数誤差計算部３２の順序は逆にしてもよい。

データ位相除去部３１は、入力されたベースバンドデジタル信号からデータ位相を除去する。そのために、データ位相除去部３１は、例示的に、（複素）乗算器３１１、振幅判定部３１２、振幅別位相判定部３１３、反数計算器３１４、及び、（複素）乗算器３１５を備える。

また、周波数誤差計算部３２は、データ位相除去部３１にてデータ位相を除去されたベースバンドデジタル信号から周波数誤差を計算する。そのために、周波数誤差計算部３２は、例示的に、遅延回路（レジスタ）３２１、複素共役計算器３２２、及び、（複素）乗算器３２３を備える。

データ位相除去部３１において、乗算器３１１は、入力されたベースバンドデジタル信号と複素共役計算器３５の出力とを乗算する。複素共役乗算器３５は、平均化処理部３３で平均化処理されたＮシンボル前（Ｎは正の整数）周波数誤差の推定値と、乗算器３１５の出力である、Ｎシンボル前のデータ位相を除去されたベースバンドデジタル信号、つまり位相雑音推定値とを乗算した結果の複素共役を計算する。当該複素共役を乗算器３１１にてベースバンドデジタル信号に乗じることにより、位相雑音及び周波数誤差による位相回転を除去した信号が得られ、振幅判定部３１２及び振幅別位相判定部３１３に入力される。

振幅判定部３１２は、乗算器３１１の出力の振幅Ｒａを判定（識別）する。非限定的な一例として、入力ベースバンドデジタル信号が１６ＱＡＭの信号である場合、振幅判定部３１２は、図４のＩＱ平面（コンスタレーション）に例示するように、振幅Ｒａが以下の３つのいずれの範囲にあるかを判定する。なお、ＩＱ平面において原点に最も近い４つの信号点を通る等振幅円の半径をＲとする。等振幅円は、入力ベースバンドデジタル信号の多値度に応じて定義することができる。

（１）０≦Ｒａ≦Ｒ
（２）Ｒ＜Ｒａ≦√５Ｒ
（３）√５Ｒ＜Ｒａ≦３Ｒ

振幅別位相判定部３１３は、振幅判定部３１２による判定結果に基づいて、それぞれの振幅毎に、異なる角度方向での識別を行ない、信号位相を仮判定する。例えば、図５（Ａ）に示すように、振幅Ｒａが上記（１）の範囲にある場合、図５（Ｂ）に例示するように、ＩＱ平面の４つの象限のいずれに信号点が位置するかに応じて４種類の信号位相θのいずれかが仮判定結果として得られる。

同様に、図６（Ａ）に示すように、振幅Ｒａが上記（２）の範囲にある場合、図６（Ｂ）に例示するように、ＩＱ平面を位相角方向に８分割した領域のいずれに信号点が位置するかに応じて８種類の信号位相θのいずれかが仮判定結果として得られる。また、図７（Ａ）に示すように、振幅Ｒａが上記（３）の範囲にある場合、図７（Ｂ）に例示するように、ＩＱ平面の４つの象限のいずれに信号点が位置するかに応じて４種類の信号位相θのいずれかが仮判定結果として得られる。

このような仮判定を行なうことで、入力ベースバンドデジタル信号に周波数誤差による位相回転がある状況でも、判定誤りの発生率を抑制して、周波数誤差の推定精度を向上することができる。したがって、周波数誤差の推定値を安定化でき、誤った推定値への収束や、周波数誤差の変動に対する追従性の向上を図ることができる。

なお、入力ベースバンドデジタル信号が８ＱＡＭの信号である場合、振幅判定部３１２は、図８のＩＱ平面（コンスタレーション）に例示するように、振幅Ｒａが以下の２つのいずれの範囲にあるかを判定すればよい。ＩＱ平面において原点に最も近い４つの信号点を通る等振幅円の半径をＲとする。

（４）０≦Ｒａ≦Ｒ
（５）Ｒ＜Ｒａ≦｛（√３＋１）／√２｝Ｒ

例えば、図９（Ａ）に示すように、振幅Ｒａが上記（５）の範囲にある場合、図９（Ｂ）に例示するように、ＩＱ平面を位相角方向に４分割した領域のいずれに信号点が位置するかに応じて４種類の信号位相θのいずれかが仮判定結果として得られる。

同様に、図１０（Ａ）に示すように、振幅Ｒａが上記（４）の範囲にある場合、図１０（Ｂ）に例示するように、ＩＱ平面の４つの象限のいずれに信号点が位置するかに応じて４種類の信号位相θのいずれかが仮判定結果として得られる。

図３に戻り、反数計算器３１４は、上述のごとく振幅別位相判定部３１３で得られた信号位相θの仮判定結果の反数を計算し、乗算器３１５に入力する。

乗算器３１５は、入力ベースバンドデジタル信号と反数計算器３１４の出力とを乗算することにより、信号（データ）位相を除去し、周波数誤差計算部３２に入力する。

周波数誤差計算部３２では、データ位相除去部３１の出力信号を遅延回路３２１で１シンボル時間遅延した信号の複素共役を複素共役計算器３２２にて計算し、得られた複素共役をデータ位相除去部３１の出力信号に乗算器３２３にて乗じる。これにより、シンボル時間内での周波数ずれ、つまり周波数誤差の推定値が得られる。

得られた周波数誤差の推定値は、平均化処理部３３に入力され、複数の連続したシンボルの周波数誤差推定値を平均化することによりノイズ成分を除去する。

（周波数誤差推定部の変形例）
次に、図１１に、図３に例示した周波数誤差推定部１４２１の変形例を示す。図１１に示す周波数誤差推定部１４２１は、周波数誤差を信号位相の偏角をベースに計算することで、複素乗算や複素共役計算を用いずに図３に例示した構成と等価な構成を実現した例である。

即ち、図１１に示す周波数誤差推定部１４２１は、例示的に、データ位相除去部３１において入力ベースバンド信号の偏角（arg(I/Q)）を計算する偏角計算器３１７を備える。これにより、複素共役計算器３５及び乗算器３１１の機能は減算器３１８により実現し、反数計算器３１４及び乗算器３１５の機能は減算器３１９により実現できる。

同様に、周波数誤差計算部３２において複素共役計算器３２２及び乗算器３２３の機能は減算器３２４により実現でき、乗算器３４の機能は加算器３２５により実現できる。

このような構成により、図１１に例示する周波数誤差推定部１４２１では、演算負荷の高い複素乗算や複素共役計算を用いずに、図３に例示した周波数誤差推定部１４２１と同等の機能を実現できる。したがって、図３に例示した構成よりも回路の簡素化を図ることができる。

（並列展開時の回路構成）
光通信システムで取り扱う信号速度は信号処理部１４の処理速度よりも非常に速いので回路実装する際は並列展開化が重要である。図３及び図１１に例示した回路構成は、フィードフォワード方式の構成のため並列実装が容易である。

図１２に、図３に例示した回路構成を１：Ｍ（Ｍは２以上の整数）に並列展開した構成例を示す。なお、図１１に例示した回路構成を同様に並列展開してもよい。

図１２に例示するように、受信信号（ベースバンドデジタル信号）は、１：Ｍ並列化処理部により１：Ｍに並列化され、それぞれが並列レーン（ブランチ）＃１〜＃Ｍに入力される。

並列レーン＃１〜＃Ｍのうちの、２つの並列レーンを１つのレーンペアとして位置付ける。レーンペアは、図１２に例示するように奇数レーンと偶数レーンとのペアでもよいし、奇数レーンどうしのペアでもよい。

並列レーン＃１〜＃Ｍのそれぞれは、図３に例示した構成と同様の構成を有する。すなわち、並列レーン＃ｉ（ｉ＝１〜Ｍ）のそれぞれは、振幅判定部３１２、振幅別位相判定部３１３、及び、反数計算器３１４を備える。しかしながら、レーンペアをなす一方（図１２の例では奇数レーン）は、振幅判定直前の乗算器３１１、つまり位相雑音及び周波数誤差による位相回転は不要となる。もう一方（図１２の例では偶数レーン）は、もう一方（図１１の例では奇数レーン）で算出された位相雑音量とＮシンボル前（Ｎは正の整数）の周波数誤差量の乗算値を、複素共役計算器３５で複素共役処理し、振幅判定直前の乗算器３１１に入力される。

また、レーンペアを成す並列レーンの一方（図１２の例では偶数レーン）に入力されるベースバンドデジタル電気信号は、遅延回路３２７にて１シンボル時間遅延されて乗算器３１１に入力される。したがって、１つのレーンペアは、異なるシンボル時間について振幅判定、振幅別位相判定、及び、反数計算を実施する。

１つのレーンペアを成す各並列レーンにおいて得られた反数は、それぞれ乗算器３１５にてベースバンドデジタル信号に乗じられる。これにより、異なるシンボル時間のデジタルベースバンド信号からデータ位相成分がそれぞれ除去される。

データ位相成分が除去された信号の一方（図１２の例では奇数レーンで得られた信号）は、複素共役計算器３２２にて複素共役が計算され、１並列レーンでの演算遅延を補正するための遅延回路３２６により所要時間だけ遅延される。当該遅延を施された信号は、乗算器３２３にて他方の並列レーン（図１２の例では偶数レーン）で得られた信号（乗算器３１５の出力信号）と乗算される。これにより、１つのレーンペアにつき１つの周波数誤差推定値が得られる。

各レーンペアで得られた周波数誤差推定値は、平均化処理部３３にて他レーンの結果と平均化処理されてノイズ成分を除去される。平均化処理された周波数誤差推定値は、乗算器３４及び複素共役計算器３５を経て他方の並列レーンを成す乗算器３１１に入力されて、並列レーンの一方（図１２の例では偶数レーン）での振幅判定、振幅別位相判定、及び、反数計算のために用いられる。

以上のような並列展開処理により、１つのレーンペアにおいて異なるシンボル時間についての周波数誤差推定処理を並列的に実施できる。したがって、逐次的な処理に比べて、時間変動に伴う推定誤差の影響を低減することができ、周波数誤差の推定精度を向上することができる。

（並列展開時の回路構成の変形例）
なお、平均化処理部で平均化処理に用いる信号は、振幅判定部３１２での振幅判定結果に基づいて制限するよう制御されてもよい（図１２中の点線矢印参照）。

例えば、１６ＱＡＭにおいてＲ＜Ｒａ≦√５Ｒの場合（図７（Ａ）参照）は判定位相の範囲が他の場合（図６（Ａ）及び図８（Ｂ）参照）に比べて狭いため、位相判定誤りが発生し易い。

そこで、例えば、レーンペアを成す一方の並列レーン（例えば奇数レーン）の振幅判定結果がＲ＜Ｒａ≦√５Ｒの時には当該並列レーンの周波数誤差推定値は平均化処理に用いないこととする。即ち、Ｒ＜Ｒａ≦√５Ｒ以外の時の周波数誤差推定値のみを平均化処理に用いる。

あるいは、レーンペアを成す双方の並列レーンの振幅判定結果がＲ＜Ｒａ≦√５Ｒの時には両並列レーンの周波数誤差推定値を平均化処理に用いないこととしてもよい。

このように、振幅判定結果が位相判定誤りの生じやすいＲ＜Ｒａ≦√５Ｒの範囲にある時に得られる周波数誤差推定値を平均化処理から除外することで、周波数誤差の推定精度を向上することができる。

上述した実施形態に係る装置は、コンピュータに上述の装置の機能を実行させるか又はコンピュータに前述の方法の段階を実行させるコンピュータソフトウェアにより実施されてよい。コンピュータは、例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ、入出力手段、ハードディスク、及びＲＡＭ等を有する汎用目的コンピュータ、及び専用コンピュータであってもよい。コンピュータプログラムは、単一のコンピュータプログラム、又は複数のコンピュータプログラムを有する一式のプログラムであってよい。

コンピュータプログラム又は一式のプログラムは、コンピュータ可読記憶媒体に格納されてよい。コンピュータ可読記憶媒体は、例えばハードディスク装置、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＤ、ＤＶＤ、フロッピー(登録商標)ディスク、フラッシュメモリ、磁気ディスク、又は当業者に知られている如何なる他の媒体であってもよい。

１０ 光コヒーレント受信機
１１ 局発光
１２ コヒーレントフロントエンド回路
１３ アナログ／デジタルコンバータ
１４ 信号処理部
１４１ 波形歪み補償／偏波分離処理部
１４２ 搬送波（キャリア）周波数誤差補償部
１４２１ 周波数誤差推定部
１４２２ 積分回路
１４２３ 反数計算器
１４２４ （複素）乗算器
１４３ 搬送波位相同期処理部
１４４ 誤り訂正／識別処理部
３１ データ位相除去部
３１１ （複素）乗算器
３１２ 振幅判定部
３１３ 振幅別位相判定部
３１４ 反数計算器
３１５ （複素）乗算器
３１７ 偏角計算器
３１８，３１９ 減算器
３２ 周波数誤差計算部
３２１ 遅延回路（レジスタ）
３２２ 複素共役計算器
３２３ （複素）乗算器
３２４ 減算器
３２５ 加算器
３３ 平均化処理部
３４ （複素）乗算器
３５ 複素共役計算器

Claims (5)

1. 光コヒーレント受信機に用いられる周波数誤差推定装置であって、
   位相振幅変調された受信光信号をベースバンドデジタル電気信号に変換した信号の振幅を判定する振幅判定部と、
   前記振幅判定部で判定された振幅別に、前記ベースバンドデジタル電気信号からＮシンボル（Ｎは正の整数）前の位相雑音推定値および周波数誤差推定値を除去した信号の変調成分位相を判定する振幅別位相判定部と、
   前記ベースバンドデジタル電気信号から前記変調成分位相をキャンセルした信号のシンボル間位相差より周波数誤差を計算する周波数誤差計算部と、
   を備えた周波数誤差推定装置。
2. 前記ベースバンドデジタル電気信号をＭ並列化（Ｍは２以上の整数）する並列化処理部と、
   前記Ｍ並列化された前記ベースバンドデジタル電気信号がそれぞれ入力されるＭ個の並列ブランチと、を備え、
   前記並列ブランチのそれぞれは、前記振幅判定部、前記振幅別位相判定部、及び、前記周波数誤差計算部を備え、
   前記並列ブランチは、２つ１組のブランチペアを成し、
   １つのブランチペアを成す前記並列ブランチ間で異なるシンボル時間の前記ベースバンドデジタル電気信号について前記シンボル間位相差を求める、請求項１に記載の周波数誤差推定装置。
3. 請求項１又は２に記載の周波数誤差推定装置と、
   前記周波数誤差推定装置により得られた周波数誤差を補償する信号を生成する周波数誤差補償部と、
   を備えた周波数誤差補償装置。
4. 位相振幅変調された受信光信号をベースバンドデジタル電気信号に変換するフロントエンド処理部と、
   前記フロントエンド処理部により得られた前記ベースバンドデジタル電気信号について周波数誤差の補償を行なう、請求項３に記載の周波数誤差補償装置と、
   を備えた光受信機。
5. 光コヒーレント受信機における周波数誤差推定方法であって、
   位相振幅変調された受信光信号をベースバンドデジタル電気信号に変換した信号の振幅を判定し、
   前記判定した振幅別に前記ベースバンドデジタル電気信号の変調成分位相を判定し、
   前記ベースバンドデジタル電気信号から前記変調成分位相をキャンセルした信号のシンボル間位相差より周波数誤差を計算する、
   周波数誤差推定方法。

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