JP2014165863A - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】キャリア周波数誤差の推定精度を向上できる受信装置を提供する。
【解決手段】位相が回転される変調方式により変調された信号を受信する受信装置であって、変調方式に応じた回転量により、サンプリング信号の位相を逆回転し、この信号と所定の信号との相関値を順次演算し、相関値のうち、変調方式に応じて分割された周期における最大値であり、変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力し、複数の最大相関値間の位相回転量に応じて、送受信装置間のキャリア周波数誤差を推定し、推定されたキャリア周波数誤差に応じて、サンプリング信号の位相を回転する。
【選択図】図１

Description

本開示は、受信装置及び受信方法に関する。

無線通信における変調方式の１つに、位相が回転された変調方式（例えば、π／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調、π／４シフトＢＰＳＫ変調）がある。

位相が回転された変調方式により変調された信号列に対して相関値を得る方法として、受信信号の位相を変調方式に対応した回転量により逆回転し、逆回転した受信信号から相関値を得る方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特許第３８１１００２号公報

特許文献１の受信装置では、得られた相関値を用いて、送受信装置間のキャリア周波数誤差を推定する場合、送受信装置間にサンプリング周波数誤差があるとキャリア周波数誤差の推定精度が不十分であった。

本開示は、上記従来の事情に鑑みてなされたもので、キャリア周波数誤差の推定精度を向上できる受信装置及び受信方法を提供する。

本開示の受信装置は、送信装置から位相が回転される変調方式により変調された信号を受信する受信装置であって、前記変調方式に応じた回転量により、受信信号が所定のサンプリング周波数によりサンプリングされた信号の位相を逆回転する位相逆回転部と、前記位相逆回転部により位相が逆回転された信号と所定の信号との相関値を順次演算する相関部と、前記相関部により順次演算された相関値のうち、前記所定の信号の長さに応じて分割された周期における最大値であり、前記変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力する最大相関値処理部と、前記最大相関値処理部により順次出力された複数の最大相関値間の位相回転量に応じて、前記送信装置と当該受信装置との間のキャリア周波数誤差を推定するキャリア周波数誤差推定部と、前記キャリア周波数誤差推定部により推定されたキャリア周波数誤差に応じて、前記サンプリングされた信号の位相を回転するキャリア周波数誤差補正部と、を備える。

本開示によれば、キャリア周波数誤差の推定精度を向上できる。

第１の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図 第１の実施形態における位相回転部の構成の第１例を示す模式図 第１の実施形態における位相回転部の構成の第２例を示す模式図 第１の実施形態における位相回転部の構成の第３例を示す模式図 第１の実施形態における各サンプルの相関値の一例を示す模式図 （Ａ）〜（Ｃ）位相回転部がなく、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の各特性の一例を示す模式図 （Ａ）〜（Ｃ）位相回転部がなく、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の各特性の一例を示す模式図 （Ａ）〜（Ｃ）位相回転部がなく、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の各特性の一例を示す模式図 第１の実施形態におけるＦｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合のπ／２シフトによる位相回転量と−π／２シフトによる位相逆回転量との関係の一例を示す模式図 第１の実施形態におけるＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合のπ／２シフトによる位相回転量と−π／２シフトによる位相逆回転量との関係の一例を示す模式図 第１の実施形態におけるＦｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合のπ／２シフトによる位相回転量と−π／２シフトによる位相逆回転量との関係の一例を示す模式図 第１の実施形態における最大相関値の位相補正例を示す模式図 第１の実施形態における最大相関値の位相変化及び基準位相の位相変化の特性の一例を示す模式図 第１の実施形態におけるキャリア周波数誤差補正部の構成の第１例を示す模式図 第１の実施形態におけるキャリア周波数誤差補正部の構成の第２例を示す模式図 第２の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図 第２の実施形態における位相回転部の構成例を示す模式図 送受信装置間にキャリア周波数誤差が存在し、サンプリング周波数誤差が存在しない場合のキャリア周波数誤差による最大相関値の位相の回転を示す模式図 送受信装置間にキャリア周波数誤差及びサンプリング周波数誤差が存在する場合のキャリア周波数誤差による最大相関値の位相の回転を示す模式図

以下、本開示の実施形態について、図面を用いて説明する。

（本開示の一形態を得るに至った経緯）
無線通信では、例えば送受信装置間のキャリア周波数誤差が、通信品質を低下させる要因の１つである。キャリア周波数誤差は、送信装置が用いる搬送波と受信装置が用いる搬送波との周波数の差異である。

無線通信では、例えば、既知信号の繰り返し区間（例えば通信信号におけるプリアンブル）の相関値の最大値を用いて、送受信装置間のキャリア周波数誤差を推定することがある。

特許文献１の受信装置は、例えばπ／２ラジアン回転された信号を受信し、受信信号の位相をπ／２ラジアン逆回転して相関値を算出し、相関値の最大値を検出する。

特許文献１の受信装置をキャリア周波数誤差の推定に適用する場合、複素数により得られる相関値を用いる。送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と受信装置の位相逆回転部の−π／２シフトによる位相逆回転量との和が一定であれば、繰り返し区間において得られる相関値の最大値の位相が、送受信装置間のキャリア周波数誤差に応じて回転する。

図１８は、特許文献１の受信装置による受信処理における最大相関値の位相回転の様子を示す模式図である。特許文献１の受信装置は、最大相関値の位相が回転する場合、最大相関値の平均位相回転量（図１９における各点を結んだ直線の傾き）から、キャリア周波数誤差を推定できる。

しかし、送受信装置間にサンプリング周波数誤差が存在する場合、π／２シフトされた受信信号に対する−π／２シフトのタイミングが徐々にずれる。

図１９は、送受信装置間にキャリア周波数誤差及びサンプリング周波数誤差が存在する場合の最大相関値の位相変化を示す模式図である。図１９は、送信サンプリング周波数が受信サンプリング周波数よりも低い場合を示す。

図１９では、点線により囲まれた箇所１９０において、最大相関値の位相が約−π／２ラジアン回転する。つまり、最大相関値の位相変化に不連続点が存在する。従って、最大相関値の平均位相回転量が不連続となり、キャリア周波数誤差の推定精度が劣化する。

以下、キャリア周波数誤差の推定精度を向上できる受信装置及び受信方法について説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態における受信装置１０００の構成例を示すブロック図である。受信装置１０００は、サンプル部１０１、位相逆回転部１０３、相関値計算部１０５、位相回転部１０７、最大値検出部１０９、キャリア周波数誤差推定部１１１、及びキャリア周波数誤差補正部１１３を備える。図１は、キャリア周波数誤差の補正に関連する部分を含む。

受信装置１０００は、所定の変調方式により変調された信号を送信装置（不図示）から受信する。所定の変調方式は、例えば、位相が回転された変調方式を含む。また、受信装置１０００は、順次受信信号を受信し、順次後段のブロックにおける処理が行われる。

サンプル部１０１は、受信信号１００を所定のサンプリング周波数Ｆｓ＿ｒによりサンプリングし、受信サンプル１０２を出力する。ここでは、受信信号１００のシンボルレートをＲｓｙｍとした場合、一例としてＦｓ＿ｒ≒Ｒｓｙｍとする。即ち、サンプル部１０１は、受信信号１００を１倍オーバーサンプルする。なお、送信装置のサンプリング周波数をＦｓ＿ｔとし、送信装置も１倍オーバーサンプルするものとする。即ち、Ｆｓ＿ｔ＝Ｒｓｙｍである。

位相逆回転部１０３は、変調方式に対応した回転量により受信サンプル１０２の位相を逆回転し、位相逆回転された受信サンプル１０４を出力する。変調方式としては、例えばπ／２シフトＢＰＳＫが用いられる。変調方式がπ／２シフトＢＰＳＫの場合、位相逆回転部１０３は、（式１）に示すように、受信サンプル１０２の位相を−π／２ラジアンずつ逆回転する（−π／２シフトする）。

なお、Ｒｘ：受信サンプル１０２、Ｒｘ’：−π／２シフトされた受信サンプル１０４、である。

相関値計算部１０５は、所定の既知信号列（例えばプリアンブルに用いられる信号列）と受信サンプル１０４における所定信号列（例えばプリアンブルの信号列）との相関値１０６を演算し、相関値１０６を出力する。

例えば、６０ＧＨｚ帯のミリ波を用いる高速無線ＬＡＮ規格のＩＥＥＥ８０２．１１ａｄでは、プリアンブル区間にπ／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されたＧｏｌａｙ系列を繰り返し送信することが規定されている。受信装置１０００は、例えばミリ波に用いる信号を受信する。

位相回転部１０７は、変調方式に対応した回転量により順次導出された相関値１０６の位相を回転し、位相が回転された相関値１０８を出力する。例えば、変調方式がπ／２シフトＢＰＳＫの場合、位相回転部１０７は、（式２）に示すように、相関値１０６の位相をπ／２ラジアンずつ回転する（π／２シフトする）。

なお、Ｃ：相関値１０６、Ｃ’：π／２シフトされた相関値１０８、である。

図２〜図４は、位相回転部１０７の構成例を示す模式図である。相関値１０６及び相関値１０８は、複素数により表されるので、図２〜図４では、相関値１０６及び相関値１０８をＩ成分とＱ成分とに分けて図示する。

図２は、位相回転部１０７が複素の乗算器を含む場合の構成例を示す模式図である。余弦波生成部１０７＿１及び正弦波生成部１０７＿２は、１サンプル毎に変化を繰り返す信号を生成する。この信号は、例えば、（ｃｏｓ,ｓｉｎ）＝（１,０）,（０，１）,（−１,０）,（０,−１）により表される。図２では、余弦波生成部１０７＿１を「ｃｏｓ」と記し、正弦波生成部１０７＿２を「ｓｉｎ」と記す。

また、乗算器１０７＿３ａ，１０７＿３ｂ，１０７＿３ｃ，１０７＿３ｄは、相関値１０６＿ｉ及び相関値１０６＿ｑを乗算する。加算器１０７＿５ａ及び加算器１０７＿５ｂは、乗算結果を加算し、相関値１０８＿ｉ及び相関値１０８＿ｑを出力する。これにより、相関値１０６の位相がπ／２ラジアンずつ回転する。

図３は、位相回転部１０７が、カウンタ及びセレクタを含み、Ｉ／Ｑ入れ替え、符号反転を行う場合の構成例を示す模式図である。カウンタ１０７＿７は、１サンプル毎にカウントし、例えば、０，１，２，３，０,・・・としてカウントする。

セレクタ１０７＿９のセレクタ番号「１」，「３」に接続される信号ラインでは、相関値１０６＿ｉ及び相関値１０６＿ｑに対してＩ／Ｑ入れ替られる。また、セレクタ番号「１」に接続されるＩ信号ライン、セレクタ番号「２」に接続されるＩ信号ライン及びＱ信号ライン、並びにセレクタ番号「３」に接続されるＩ信号ラインでは、符号反転器により符号反転される。

セレクタ１０７＿９は、カウント値に従って信号を選択し、例えば、０，１，２，３，０,・・・を選択し、相関値１０８＿ｉ及び相関値１０８＿ｑを出力する。これにより、相関値１０６の位相がπ／２ラジアンずつ回転する。

図３の構成では、乗算器及び加算器を使用しないので、図２の構成に比べて回路を小型化でき、消費電力を低減できる。

図４は、位相回転部１０７がＣＯＲＤＩＣ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）アルゴリズムを用いる場合の構成例を示す模式図である。

ＣＯＲＤＩＣ演算回路１０７＿１１は、位相情報１０７＿１０として、所定の位相を入力する。所定の位相は、例えば、０ラジアン，π／２ラジアン，πラジアン，３π／２ラジアン，０ラジアン,・・・である。

ＣＯＲＤＩＣ演算回路１０７＿１１は、所定の位相と相関値１０６＿ｉ及び相関値１０６＿ｑとから、相関値１０８＿ｉ及び相関値１０８＿ｑを生成し、出力する。これにより、相関値１０６の位相がπ／２ラジアンずつ回転する。

図４の構成では、乗算器を使用しないので、図２の構成に比べて回路を小型化でき、消費電力を低減できる。

最大値検出部１０９は、既知信号列の長さがＬの場合、順次導出された相関値１０８の中から、Ｌサンプル周期における電力が最大となる相関値（最大相関値）を検出し、最大相関値１１０を出力する。例えば、図５では、Ｌ＝３２の場合、複数の相関値１０８が３２サンプル周期において区切られる。最大検出部１０９は、区切られた周期における相関値の中から、最大相関値１１０を検出する。Ｌサンプル周期は、既知信号列の長さに応じて分割された周期の一例である。

ここで、図６（Ａ）〜（Ｃ），図７（Ａ）〜（Ｃ），図８（Ａ）〜（Ｃ）を用いて、キャリア周波数誤差及びサンプリング周波数誤差を考慮した最大相関値の特性の変化について説明する。図６（Ａ）〜（Ｃ），図７（Ａ）〜（Ｃ），図８（Ａ）〜（Ｃ）では、位相回転部１０７が存在しないことを想定する。

図６（Ａ）は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値のインデックスの時間変化例を示す模式図である。図６（Ｂ）は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の振幅の時間変化例を示す模式図である。図６（Ｃ）は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の位相の時間変化例を示す模式図である。

最大相関値のインデックスとは、Ｌサンプル周期により区切られた範囲における、最大値が現れた位置を示す値である。例えば、Ｌ＝３２であり、３２サンプル中の２６番目に最大相関値が現れた場合、インデックス＝２６となる。

図６（Ａ），（Ｂ）では、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合、時間が経過しても、最大相関値のインデックス及び振幅は変化しない。一方、図６（Ｃ）では、最大相関値の位相は、キャリア周波数誤差の影響により、時間が経過すると連続的に回転する。つまり、略一定の回転量により位相が回転する。

図７（Ａ）は、従来のＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値のインデックスの時間変化例を示す模式図である。図７（Ｂ）は、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の振幅の時間変化例を示す模式図である。図７（Ｃ）は、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の位相の時間変化例を示す模式図である。

Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合、受信装置による受信信号のサンプルタイミングが送信装置のサンプルタイミングに対して徐々に進むので、時間が経過するとインデックスが増加する。つまり、最大相関値の出現位置が、後方のサンプル位置にずれる。

また、Ｆｓ＿ｒ＜Ｒｓｙｍの場合、サンプルタイミングがずれるとシンボル同期タイミングがずれる。この場合、送信装置と受信装置とにおいて、シンボル同期タイミングが一致した時点において、最大相関値の振幅が最大になる。

一方、シンボル同期タイミングが１／２シンボルずれた時点において、最大相関値の振幅が最小になる。図７（Ａ），（Ｂ）を参照すると、最大相関値の振幅が最小である場合、即ちシンボル同期タイミングが１／２シンボルずれた場合に、インデックスが変化することが理解できる。

最大相関値の位相については、図１９と同様に、−π／２ラジアン回転することがあり、非連続に変化する。インデックスが変化した場合、即ちシンボル同期タイミングが１／２シンボルずれた場合に、非連続的な変化が発生する。

図８（Ａ）は、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値のインデックスの時間変化例を示す模式図である。図８（Ｂ）は、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の振幅の時間変化例を示す模式図である。図８（Ｃ）は、Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値の位相の時間変化例を示す模式図である。

Ｆｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合、受信装置による受信信号のサンプルタイミングが送信装置のサンプルタイミングに対して徐々に進むので、時間が経過するとインデックスが減少する。つまり、最大相関値の出現位置が、前方のサンプル位置にずれる。

また、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合と同様に、最大相関値の振幅は、増減を繰り返し、インデックスの変化時に最小になる。

また、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合と同様に、最大相関値の位相は、インデックスの変化時に非連続に変化する。この場合、非連続点における位相回転の方向がＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合と逆であり、π／２ラジアン回転する。

次に、最大相関値１１０のインデックスの変化時に最大相関値１１０の位相が回転する理由について説明する。

図９は、送受信装置間においてシンボル同期タイミングが一致する場合の、送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と、受信装置１０００の−π／２シフトによる位相逆回転量と、の一例を示す模式図である。

図９では、π／２シフトと−π／２シフトが打ち消し合い、逆回転結果が０ラジアンになる。逆回転結果は、上記位相回転量と上記位相逆回転量との合成結果を示す。

図１０は、受信装置１０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１シンボル早い場合の、送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と、受信装置１０００の−π／２シフトによる位相逆回転量と、の一例を示す模式図である。

図１０を参照すると、逆回転結果が−π／２ラジアンであるので、シンボル同期タイミングが１シンボル早い場合、最大相関値１１０の位相が−π／２ラジアン回転することが理解できる。なお、＋３π／２ラジアン＝−π／２ラジアンである。

図１１は、受信装置１０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１シンボル遅い場合の、送信装置のπ／２シフトによる位相回転量と、受信装置１０００の−π／２シフトによる位相逆回転量と、の一例を示す模式図である。

図１１を参照すると、逆回転結果が＋π／２ラジアンであるので、シンボル同期タイミングが１シンボル遅い場合、最大相関値１１０の位相が＋π／２ラジアン回転することが理解できる。なお、−３π／２ラジアン＝＋π／２ラジアンである。

なお、シンボル同期タイミングが１／２シンボル以上ずれた場合、隣接するシンボルとの相関が支配的になるので、図１０，図１１の逆回転結果に応じて、最大相関値１１０の位相が回転する。

また、受信装置１０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１／２シンボル以上早いと、最大相関値１１０のインデックスが１増加する（１サンプル遅れる）。一方、受信装置１０００が送信装置よりもシンボル同期タイミングが１／２シンボル以上遅いと、最大相関値１１０のインデックスが１減少する（１サンプル早まる）。

従って、最大相関値１１０のインデックスが１増加すると最大相関値１１０の位相が−π／２ラジアン回転し、最大相関値１１０のインデックスが１減少すると最大相関値の位相が＋π／２ラジアン回転するともいえる。

次に、図１２を用いて、位相回転部１０７による最大相関値１１０の位相の補正について説明する。図１２では、説明の簡単化のため、送受信装置間のキャリア周波数誤差がない場合について例示する。なお、図１２における「×」は、位相が不明であることを示す。

まず、最大相関値１１０としての相関値１０６＿ｂに注目する。相関値１０６＿ｂは、ここでは基準の相関値であり、サンプルレートがＦｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合に得られる相関値である。相関値１０６＿ｂのインデックスが２６であり、相関値１０６＿ｂの位相が０ラジアンであったとする。位相回転部１０７により相関値１０６＿ｂの位相をπ／２ラジアン回転すると、相関値１０６＿ｂに対する相関値１０８の位相１０８＿ｂは、π／２ラジアンになる。

インデックスの周期は、位相回転部１０７の位相回転周期の整数倍になるので、インデックス２６番に対する位相回転量は、常にπ／２ラジアンである。同様に、インデックス２５番に対する位相回転量は、常に０ラジアンである。同様に、インデックス２７番に対する位相回転量は、常にπラジアンである。このように、インデックスに対する位相回転量は決まっている。

続いて、最大相関値１１０としての相関値１０６＿ａに注目する。相関値１０６＿ａは、相関値１０６＿ｂを基準とすると、サンプルレートがＦｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合に得られる相関値である。相関値１０６＿ａのインデックスは、相関値１０６＿ｂのインデックスよりも１小さいので、位相がπ／２ラジアンである。一方、位相回転部１０７による位相回転量は０ラジアンであり、相関値１０６＿ｂに対する位相回転量よりもπ／２ラジアン少ない。従って、相関値１０６＿ａに対する相関値１０８の位相１０８＿ａは、π／２ラジアンになる。

続いて、最大相関値１１０としての相関値１０６＿ｃに注目する。相関値１０６＿ｃは、相関値１０６＿ｂを基準とすると、サンプルレートがＦｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合に得られる相関値である。相関値１０６＿ｃのインデックスは、相関値１０６＿ｂのインデックスよりも１増加するので、位相が３π／２ラジアンとなる。一方、位相回転部１０７による位相回転量はπラジアンであり、相関値１０６＿ｂに対する位相回転量よりもπ／２ラジアン多い。従って、相関値１０６＿ｃに対する相関値１０８の位相１０８＿ｃは、π／２ラジアンになる。

このように、位相回転部１０７により相関値１０６の位相をπ／２シフトすることにより、送受信装置間のサンプリング周波数誤差に起因した最大相関値１１０の位相回転を補正できる。

図１３は、受信装置１０００による最大相関値１１０の位相変化と基準位相の位相変化との比較結果の一例を示す模式図である。受信装置１０００による最大相関値１１０の位相は、Ｆｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒ、Ｆｓ＿ｔ＜Ｆｓ＿ｒの場合、及びＦｓ＿ｔ＞Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値１１０の位相を含む。基準位相は、従来又は本実施形態におけるＦｓ＿ｔ＝Ｆｓ＿ｒの場合の最大相関値１１０の位相である。

図１３を参照すると、受信装置１０００によれば、送受信装置間のサンプリング周波数誤差に起因した最大相関値１１０の位相回転が補正され、基準位相と略一致することが理解できる。

なお、位相回転部１０７及び最大値検出部１０９は、最大相関値処理部１５０に含まれる。最大相関値処理部１５０は、順次演算された相関値のうち、既知信号列の長さに応じて分割された周期における最大値であり、変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力する。

キャリア周波数誤差推定部１１１は、最大相関値１１０の位相回転量に基づいてキャリア周波数誤差を推定し、キャリア周波数誤差推定値１１２を出力する。例えば、キャリア周波数誤差推定部１１１は、隣接する２つの最大相関値１１０の間の位相回転量Ｐを算出する。既知信号列の長さがＬの場合、隣接する最大相関値１１０の間隔はＬサンプルとなり、厳密にはインデックスが変化した場合にはＬ±１サンプルとなる。

例えば、キャリア周波数誤差推定部１１１は、最大相関値１１０間の位相回転量ＰをＬにより除算し、１サンプル当たりの位相回転量を算出する。キャリア周波数誤差推定部１１１は、算出結果をキャリア周波数誤差推定値１１２として出力する。

キャリア周波数誤差補正部１１３は、キャリア周波数誤差推定値１１２に応じた量により受信サンプル１０４の位相を回転し、キャリア周波数誤差が補正された受信サンプル１１４を出力する。

図１４は、キャリア周波数誤差補正部１１３の構成の第１例を示す模式図である。図１４では、キャリア周波数誤差補正部１１３は、加算器１１３＿１、１サンプル遅延器１１３＿３、符号反転回路１１３＿５、補正ベクトル生成部１１３＿７、及び複素乗算器１１３＿９を含む。

加算器１１３＿１及び１サンプル遅延器１１３＿３は、キャリア周波数誤差推定値１１２を累積加算する、符号反転回路１１３＿５は、累積加算されたキャリア周波数誤差推定値を符号反転する。これにより、１サンプル毎のキャリア周波数誤差補正値１１３＿６を生成する。

補正ベクトル生成部１１３＿７は、ｅｘｐ（ｉ×θ）を演算し、補正ベクトル１１３＿８を生成する。「θ」は、キャリア周波数誤差補正値１１３＿６である。複素乗算器１１３＿９は、受信サンプル１０４と補正ベクトル１１３＿８とを乗算する。これにより、キャリア周波数誤差による位相回転を補正する。

図１５は、キャリア周波数誤差補正部１１３の構成の第２例を示す模式図である。図１５は、図１４の補正ベクトル生成部１１３＿７及び複素乗算器１１３＿９を、ＣＯＲＤＩＣ演算回路１１３＿１１に置換した構成である。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムでは乗算器を使用しないので、図１５の構成は、図１４の構成に比べて回路を小型化でき、消費電力を低減できる。

受信装置１０００によれば、最大相関値処理部１５０による変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を用いて、位相逆回転部１０３の位相逆回転のタイミングずれ（サンプリング周波数誤差）による最大相関値１１０の位相回転を補正できる。例えば、位相回転部１０７が相関値１０６の位相を変調方式に応じた回転量により回転することにより、サンプリング周波数誤差による最大相関値１１０の位相回転を補正できる。従って、送受信装置間にサンプリング周波数誤差がある場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。また、非同期状態でも、相関ピークの位相を安定させることができる。

なお、サンプル部１０１が、受信信号１００をＮ倍（Ｎは整数）オーバーサンプル（即ちＦｓ＿ｒ≒Ｎ＊Ｒｓｙｍ）してもよい。この場合、位相逆回転部１０３は、受信サンプル１０２を−π／２Ｎシフトする。つまり、−π／２Ｎラジアンずつ回転する。位相回転部１０７は、相関値１０６をπ／２Ｎシフトする。つまり、π／２Ｎずつ回転する。キャリア周波数誤差推定部１１１は、例えば最大相関値間の位相回転量ＰをＮ＊Ｌにより除算する。これにより、Ｎ倍オーバーサンプルされた場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。

なお、位相がπ／Ｍ（Ｍは整数）回転された変調方式を用いる場合、位相逆回転部１０３は、受信サンプル１０２を−π／Ｍシフトし、位相回転部１０７は、相関値１０６をπ／Ｍシフトする。これにより、π／Ｍ（Ｍは整数）回転された変調方式を用いた場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。

（第２の実施形態）
図１６は第２の実施形態における受信装置１０００Ｂの構成例を示すブロック図である。
受信装置１０００Ｂは、サンプル部１０１、位相逆回転部１０３、相関値計算部１０５、最大値検出部１１５、位相回転部１１７、キャリア周波数誤差推定部１１１、及びキャリア周波数誤差補正部１１３を備える。

図１と図１６とにおいて異なる点は、位相回転部と最大値検出部との位置が入れ替えられた点である。図１６の受信装置１０００Ｂにおいて、図１の受信装置１０００と同じ構成要素については、同じ符号を用いて、説明を省略又は簡略化する。

最大値検出部１１５及び位相回転部１１７は、最大相関値処理部１５０の変形例としての最大相関値処理部１６０に含まれる。

最大値検出部１１５は、第１の実施形態の最大値検出部１０９と同様に、既知信号列の長さがＬの場合、順次導出された相関値１０６の中から、Ｌサンプル周期における最大相関値１１６＿ａを検出する。最大値検出部１１５は、最大相関値１１６＿ａ及び最大相関値のインデックス１１６＿ｂを出力する。

位相回転部１１７は、変調方式に対応した回転量により最大相関値１１６＿ａの位相を回転し、位相回転された最大相関値１１８を出力する。

また、位相回転部１１７は、最大相関値のインデックス１１６＿ｂの変化に応じて、最大相関値１１６＿ａの位相を回転する位相回転量を制御してもよい。これにより、位相回転部１１７による位相回転を省略できる場合があり、位相回転部１１７の処理負荷を軽減できる。

図１７は、位相回転部１１７の構成例を示すブロック図である。位相回転部１１７は、遅延部１１９、比較部１２１、回転量制御部１２３、及び回転部１２５を含む。

遅延部１１９は、最大相関値のインデックス１０６＿ｂを１サンプル遅延させ、１サンプル時間遅延された最大値のインデックス１２０を出力する。比較部１２１は、現在のインデックスと１サンプル前のインデックスとを比較し、比較結果１２２を出力する。

例えば、現在のインデックスと１サンプル前のインデックスとが同じ場合、比較結果１２２として「０」を出力する。現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより大きい場合、比較結果１２２として「＋１」を出力する。現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより小さい場合、比較結果１２２として「−１」を出力する。

回転量制御部１２３は、比較結果１２２に従って位相回転量１２４を制御する。例えば、比較結果１２２が「０」である場合、位相回転量１２４を保持する。つまり、回転量制御部１２３は、現在のインデックスと１サンプル前のインデックスとが同じ場合、現在の位相回転量を変更しない。

また、回転量制御部１２３は、比較結果１２２が「＋１」である場合、位相回転量１２４に＋π／２ラジアンを加算する。つまり、回転量制御部１２３は、現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより大きい場合、位相回転量を増大させる。

また、回転量制御部１２３は、比較結果１２２が「−１」である場合、位相回転量１２４に−π／２ラジアンを加算する。つまり、回転量制御部１２３は、現在のインデックスが１サンプル前のインデックスより小さい場合、位相回転量を減少させる。

回転部１２５は、位相回転量１２４により最大相関値１１６＿ａの位相を回転し、位相回転された最大相関値１１８を出力する。

受信装置１０００Ｂによれば、最大相関値１１６＿ａを検出した後に、変調方式に応じた回転量により最大相関値１１６ａを回転することにより、サンプリング周波数誤差による最大相関値１１６＿ａの位相回転を補正できる。例えば、最大値検出部１１５により検出された最大相関値のインデックス１１６＿ｂの変化に応じて制御された位相回転量１２４を用いて、最大相関値１１６＿ａの位相を回転する。これにより、位相逆回転部１０３の位相逆回転のタイミングずれ（サンプリング周波数誤差）による最大相関値１１６＿ａの位相回転を補正できる。従って、送受信装置間にサンプリング周波数誤差がある場合でも、送受信装置間のキャリア周波数誤差の推定精度を向上でき、キャリア周波数誤差の補正精度を向上できる。

なお、サンプル部１０１は、受信信号１００を、Ｎ倍（Ｎは整数）オーバーサンプル（即ちＦｓ＿ｒ≒Ｎ＊Ｒｓｙｍ）してもよい。この場合、回転量制御部１２３は、「比較結果１２２＝＋１」の場合、位相回転量１２４に＋π／２Ｎラジアンを加算し、「比較結果１２２＝−１」の場合、位相回転量１２４に−π／２Ｎラジアンを加算する。

なお、位相がπ／Ｍ（Ｍは整数）回転された変調方式を用いる場合、回転量制御部１２３は、「比較結果１２２＝＋１」の場合、位相回転量１２４に＋π／Ｍラジアンを加算し、「比較結果１２２＝−１」の場合、位相回転量１２４に−π／Ｍラジアンを加算する。

本開示は、上記実施形態の構成に限られるものではなく、特許請求の範囲で示した機能、または本実施形態の構成が持つ機能が達成できる構成であれば、どのようなものであっても適用可能である。

上記実施形態では、本開示をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしてもよいし、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称してもよい。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。例えば、ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、又は、設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

（本開示の一形態の概要）
本開示の第１の受信装置は、
送信装置から位相が回転される変調方式により変調された信号を受信する受信装置であって、
前記変調方式に応じた回転量により、受信信号が所定のサンプリング周波数によりサンプリングされた信号の位相を逆回転する位相逆回転部と、
前記位相逆回転部により位相が逆回転された信号と所定の信号との相関値を順次演算する相関部と、
前記相関部により順次演算された相関値のうち、前記所定の信号の長さに応じて分割された周期における最大値であり、前記変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力する最大相関値処理部と、
前記最大相関値処理部により順次出力された複数の最大相関値間の位相回転量に応じて、前記送信装置と当該受信装置との間のキャリア周波数誤差を推定するキャリア周波数誤差推定部と、
前記キャリア周波数誤差推定部により推定されたキャリア周波数誤差に応じて、前記サンプリングされた信号の位相を回転するキャリア周波数誤差補正部と、
を備える。

また、本開示の第２の受信装置は、第１の受信装置であって、
前記最大相関値処理部は、
前記変調方式に応じた回転量により、前記相関部により順次演算された相関値の位相を回転する位相回転部と、
前記位相回転部により位相が回転された複数の相関値のうち前記周期に含まれる最大値を、前記最大相関値として検出する最大値検出部と、
を備える。

また、本開示の第３の受信装置は、第１の受信装置であって、
前記最大相関値処理部は、
前記相関部により順次演算された相関値のうち、前記所定の信号の長さに応じた周期に含まれる最大値を、前記最大相関値として検出する最大値検出部と、
前記変調方式に応じた回転量により、前記最大値検出部により検出された最大相関値の位相を回転する位相回転部と、
を備える。

また、本開示の第４の受信装置は、第３の受信装置であって、
前記位相回転部は、前記周期における前記最大相関値の位置を示すインデックスの変化に応じて、前記最大相関値の位相を回転する位相回転量を制御する。

また、本開示の第５の受信装置は、第１ないし第４のいずれか１つの受信装置であって、
前記変調方式は、π／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を含む。

また、本開示の第６の受信装置は、第２ないし第５のいずれか１つの受信装置であって、
前記位相逆回転部は、Ｎ倍オーバーサンプリングされた受信信号の位相を−π／２Ｎラジアンずつ逆回転し、
前記位相回転部は、前記相関値の位相をπ／２Ｎラジアンずつ回転する。

また、本開示の第７の受信方法は、
送信装置から所定の変調方式により変調された信号を受信する受信装置における受信方法であって、
前記変調方式に応じた回転量により、受信信号が所定のサンプリング周波数によりサンプリングされた信号の位相を逆回転するステップと、
前記位相が逆回転された信号と所定の信号との相関値を順次演算するステップと、
前記所定の信号の長さに応じた周期に含まれ、前記順次演算された相関値のうちの最大値であり、前記変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力するステップと、
前記順次出力された最大相関値間の位相回転量に応じて、前記送信装置と前記受信装置との間のキャリア周波数誤差を推定するステップと、
前記推定されたキャリア周波数誤差に応じて、前記サンプリングされた信号の位相を回転するステップと、
を有する。

本開示は、キャリア周波数誤差の推定精度を向上できる受信装置及び受信方法等に有用である。

１０００，１０００Ｂ 受信装置
１００ 受信信号
１０１ サンプル部
１０２ 受信サンプル
１０３ 位相逆回転部
１０４ 位相逆回転された受信サンプル
１０５ 相関値計算部
１０６ 相関値
１０６＿ｉ 相関値１０６のＩ成分
１０６＿ｑ 相関値１０６のＱ成分
１０６＿ａ 相関値
１０６＿ｂ 相関値
１０６＿ｃ 相関値
１０７ 位相回転部
１０７＿１ａ 余弦波生成部
１０７＿１ｂ 正弦波生成部
１０７＿３ａ 乗算器
１０７＿３ｂ 乗算器
１０７＿３ｃ 乗算器
１０７＿３ｄ 乗算器
１０７＿５ａ 加算器
１０７＿５ｂ 加算器
１０７＿７ カウンタ
１０７＿９ セレクタ
１０７＿１０ 位相情報
１０７＿１１ ＣＯＲＤＩＣ演算回路
１０８ 位相回転された相関値
１０８＿ｉ 相関値１０８のＩ成分
１０８＿ｑ 相関値１０８のＱ成分
１０８＿ａ 相関値１０８の位相
１０８＿ｂ 相関値１０８の位相
１０８＿ｃ 相関値１０８の位相
１０９ 最大値検出部
１１０ 最大相関値
１１１ キャリア周波数誤差推定部
１１２ キャリア周波数誤差推定値
１１３ キャリア周波数誤差補正部
１１３＿１ 加算器
１１３＿３ １サンプル遅延器
１１３＿５ 符号反転回路
１１３＿６ キャリア周波数誤差補正値
１１３＿７ 補正ベクトル生成部
１１３＿８ 補正ベクトル
１１３＿９ 複素乗算器
１１３＿１１ ＣＯＲＤＩＣ演算回路
１１４ キャリア周波数誤差が補正された受信サンプル
１１５ 最大値検出部
１１６＿ａ 最大相関値
１１６＿ｂ 最大相関値のインデックス
１１７ 位相回転部
１１８ 位相回転された最大相関値
１１９ 遅延部
１２０ １サンプル時間遅延された最大値のインデックス
１２１ 比較部
１２２ 比較結果
１２３ 回転量制御部
１２４ 位相回転量
１２５ 回転部
１５０ 最大相関値処理部

Claims (7)

1. 送信装置から位相が回転される変調方式により変調された信号を受信する受信装置であって、
   前記変調方式に応じた回転量により、受信信号が所定のサンプリング周波数によりサンプリングされた信号の位相を逆回転する位相逆回転部と、
   前記位相逆回転部により位相が逆回転された信号と所定の信号との相関値を順次演算する相関部と、
   前記相関部により順次演算された相関値のうち、前記所定の信号の長さに応じて分割された周期における最大値であり、前記変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力する最大相関値処理部と、
   前記最大相関値処理部により順次出力された複数の最大相関値間の位相回転量に応じて、前記送信装置と当該受信装置との間のキャリア周波数誤差を推定するキャリア周波数誤差推定部と、
   前記キャリア周波数誤差推定部により推定されたキャリア周波数誤差に応じて、前記サンプリングされた信号の位相を回転するキャリア周波数誤差補正部と、
   を備える受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記最大相関値処理部は、
   前記変調方式に応じた回転量により、前記相関部により順次演算された相関値の位相を回転する位相回転部と、
   前記位相回転部により位相が回転された複数の相関値のうち前記周期に含まれる最大値を、前記最大相関値として検出する最大値検出部と、
   を備える受信装置。
3. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記最大相関値処理部は、
   前記相関部により順次演算された相関値のうち、前記所定の信号の長さに応じた周期に含まれる最大値を、前記最大相関値として検出する最大値検出部と、
   前記変調方式に応じた回転量により、前記最大値検出部により検出された最大相関値の位相を回転する位相回転部と、
   を備える受信装置。
4. 請求項３に記載の受信装置であって、
   前記位相回転部は、前記周期における前記最大相関値の位置を示すインデックスの変化に応じて、前記最大相関値の位相を回転する位相回転量を制御する受信装置。
5. 請求項１ないし４のいずれか１項に記載の受信装置であって、
   前記変調方式は、π／２シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を含む受信装置。
6. 請求項２ないし５のいずれか１項に記載の受信装置であって、
   前記位相逆回転部は、Ｎ倍オーバーサンプリングされた受信信号の位相を−π／２Ｎラジアンずつ逆回転し、
   前記位相回転部は、前記相関値の位相をπ／２Ｎラジアンずつ回転する受信装置。
7. 送信装置から所定の変調方式により変調された信号を受信する受信装置における受信方法であって、
   前記変調方式に応じた回転量により、受信信号が所定のサンプリング周波数によりサンプリングされた信号の位相を逆回転するステップと、
   前記位相が逆回転された信号と所定の信号との相関値を順次演算するステップと、
   前記所定の信号の長さに応じた周期に含まれ、前記順次演算された相関値のうちの最大値であり、前記変調方式に応じた回転量により回転された最大相関値を順次出力するステップと、
   前記順次出力された最大相関値間の位相回転量に応じて、前記送信装置と前記受信装置との間のキャリア周波数誤差を推定するステップと、
   前記推定されたキャリア周波数誤差に応じて、前記サンプリングされた信号の位相を回転するステップと、
   を有する受信方法。
   
   

Images