JP2014138198A

JP2014138198A - 通信機および通信方法

Info

Publication number: JP2014138198A
Application number: JP2013004387A
Authority: JP
Inventors: Nobuyoshi Nishikawa; 延良西川
Original assignee: Icom Inc
Current assignee: Icom Inc
Priority date: 2013-01-15
Filing date: 2013-01-15
Publication date: 2014-07-28
Anticipated expiration: 2033-01-15
Also published as: US20140198881A1; JP5892073B2; US9385908B2

Abstract

【課題】パイロット信号を用いるＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御する。
【解決手段】変調部１１は入力信号から変調信号を生成し、挿入部１３は直並列変換部１２で直並列変換した変調信号の各要素の任意に定めた位置に０を挿入して挿入後データを生成する。演算部１４は任意のデータ系列に対して、値が０である挿入後データの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号に基づき、挿入後データにパイロット信号を加算して演算後データを生成する。ＩＦＦＴ部１５は演算後データの逆高速フーリエ変換を行い、送信部１６はＩＦＦＴ部１５の演算結果からベースバンド信号を生成しベースバンド信号に基づき送信信号を生成し、アンテナ１０を介して送信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。また伝送路中で受ける歪みの影響を取り除く等化処理を行うためのパイロット信号を一次変調した入力信号に挿入する場合に、パイロット信号の信号点配置図が一次変調した入力信号の信号点配置図と同じであると、ＦＦＴサイズが大きくなるにつれてパイロット信号を挿入した信号のＰＡＰＲが高くなる。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１の直交周波数分割多重通信装置では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。非特許文献１に開示される技術では、ＳＣ（Single Carrier）伝送にＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Auto-Correlatrion）系列であるパイロット信号を適用し、ＰＡＰＲの低減を行っている。

特開２００６−１６５７８１号公報

元川大路、岡本英二、岩波保則、「ＰＡＰＲ低減手法を組み込んだＳＣ−ＦＤＥにおける間欠的パイロットシンボルを用いたチャネル推定手法」、電子情報通信学会技術研究報告．ＲＣＳ無線通信システム、社団法人電子情報通信学会、２００９年８月、第１０９巻、ｐ１６５−１７０

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１の直交周波数分割多重通信装置では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。非特許文献１に開示される技術は、ＳＣ伝送を対象にしたものであり、またＰＡＰＲの低減の程度を制御することができない。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、パイロット信号を用いるＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成する変調手段と、
前記変調信号の任意に定めた位置に０を挿入し、要素数が高速フーリエ変換のサイズに一致する挿入後データを生成する挿入手段と、
前記高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である任意のデータ系列に対して、値が０である前記挿入後データの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を、前記挿入後データに加算して演算後データを生成する演算手段と、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記第１の振幅係数が前記第２の振幅係数より大きく、前記第１の振幅係数と前記第２の振幅係数の差が閾値以下である。

好ましくは、前記任意のデータ系列は、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列である。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴ手段と、
前記変換後データの所定の要素を０に置き換えて受信データを生成し、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素を０に置き換えて補間用データを生成する分解手段と、
高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である所定のデータ系列に対し、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を用いて、前記補間用データの各要素を前記パイロット信号の該要素と同じ位置にある要素で除算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記補間用データの要素に基づき、該要素以外の要素の値を補間して補間後データを生成する補間手段と、
前記補間後データに基づき、前記受信データに対して等化処理を行い等化後データを生成する等化手段と、
前記等化後データから前記パイロット信号を減算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記等化後データの要素を抽出して抽出データを生成する抽出手段と、
前記抽出データを所定の変調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記所定のデータ系列は、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列である。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成する変調ステップと、
前記変調信号の任意に定めた位置に０を挿入し、要素数が高速フーリエ変換のサイズに一致する挿入後データを生成する挿入ステップと、
前記高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である任意のデータ系列に対して、値が０である前記挿入後データの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を、前記挿入後データに加算して演算後データを生成する演算ステップと、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴステップと、
前記変換後データの所定の要素を０に置き換えて受信データを生成し、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素を０に置き換えて補間用データを生成する分解ステップと、
高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である所定のデータ系列に対し、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を用いて、前記補間用データの各要素を前記パイロット信号の該要素と同じ位置にある要素で除算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記補間用データの要素に基づき、該要素以外の要素の値を補間して補間後データを生成する補間ステップと、
前記補間後データに基づき、前記受信データに対して等化処理を行い等化後データを生成する等化ステップと、
前記等化後データから前記パイロット信号を減算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記等化後データの要素を抽出して抽出データを生成する抽出ステップと、
前記抽出データを所定の変調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、パイロット信号を用いるＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。実施の形態に係る通信機が行う送信側での演算処理の例を示す図である。実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。実施の形態に係る通信機が行う受信側での演算処理の例を示す図である。実施の形態に係る通信機が行う受信側での演算処理の例を示す図である。実施の形態に係る等化器の構成例を示すブロック図である。実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。シミュレーションに用いた伝送路の遅延プロファイルの概略を示す図である。実施の形態に係る通信機におけるＢＥＲ特性を示す図である。実施の形態に係る通信機におけるＢＥＲ特性を示す図である。実施の形態に係る通信機におけるＢＥＲ特性を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、挿入部１３、演算部１４、ＩＦＦＴ部１５、送信部１６およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、抽出部３３、等化器３４、補間部３５、分解部３６、ＦＦＴ部３７、受信部３８、および送受信切替部３９を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。所定の変調方式は、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）である。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換し、挿入部１３に送る。挿入部１３は、直並列変換された変調信号の任意に定めた位置に０を挿入して要素数がＦＦＴサイズに一致する挿入後データを生成し、演算部１４に送る。挿入部１３で挿入する要素の値は、０に限定されない。本実施の形態においては、挿入部１３で挿入する要素の値は、０の近傍の実数であって、０とみなせる実数を含む。０を挿入する位置は任意に決めることができ、送信側と受信側で該位置についての情報を共有しておけばよい。直並列変換された変調信号ｄは下記（１）式で表され、例えば０を等間隔で挿入した挿入後データｆは下記（２）式で表される。ＦＦＴサイズをＮとし、変調信号ｄの要素数をＭとする。挿入後データｆの要素数はＮである。また式中の添え字のＴは、行列を転置表示していることを示す。これは以下の説明においても同様である。

演算部１４は、ＦＦＴサイズに一致する個数のデータの集合である任意のデータ系列に対して、値が０である挿入後データｆの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を用意する。第１の振幅係数と第２の振幅係数は、後述するようにベースバンド信号のＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）の低減の程度およびＢＥＲ（Bit Error Rate：符号誤り率）の劣化の程度に基づき決定される。演算部１４は、例えば第１の振幅係数が第２の振幅係数より大きく、第１の振幅係数と第２の振幅係数の差が閾値以下となるような第１の振幅係数および第２の振幅係数を用いる。

任意のデータ系列として、例えばランダム信号やデータのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列を用いることができる。自己相関特性を有するデータ系列として、例えばＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Auto-Correlatrion）系列やＰＮ（Pseudorandom Noise：擬似ランダム雑音）系列を用いることができる。自己相関特性を有するデータ系列はＰＡＰＲが比較的低く、またフェージングの影響を受けにくい。

演算部１４は、任意のデータ系列として例えばＣＡＺＡＣ系列である下記（３）式のデータ系列ｃを用い、データ系列ｃに対し、値が０である挿入後データｆの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数αを乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数βを乗算して下記（４）式で表されるパイロット信号ｇを生成する。

演算部１４は、挿入後データｆにパイロット信号ｇを加算して演算後データを生成し、ＩＦＦＴ部１５に送る。

図３は、実施の形態に係る通信機が行う送信側での演算処理の例を示す図である。横軸が要素であり、縦軸が要素の値である。説明を容易にするために、各要素の実部のみを表した。一例として、ＦＦＴサイズを１６とし、並直列変換された変調信号ｄの３つの要素ごとに等間隔で０を挿入する。挿入部１３は、図３（ａ）に示す並直列変換された変調信号ｄに等間隔で０を挿入し、図３（ｂ）に示す挿入後データｆを生成する。演算部１４は、図３（ｃ）に示すデータ系列ｃに対して、値が０である挿入後データｆの要素と同じ位置にある要素ｃ１、ｃ５、ｃ９、ｃ１３に第１の振幅係数αを乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数βを乗算して生成した図３（ｄ）に示すパイロット信号ｇを用いる。演算部１４は、挿入後データｆにパイロット信号ｇを加算して図３（ｅ）に示す演算後データを生成する。

ＩＦＦＴ部１５は、演算後データのＩＦＦＴを行い、演算結果を送信部１６に送る。送信部１６は、ＩＦＦＴ部１５の演算結果に基づきベースバンド信号を生成し、該ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３９およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る。

図４は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換する（ステップＳ１１０）。挿入部１３は、直並列変換された変調信号の任意に定めた位置に０を挿入して要素数がＦＦＴサイズに一致する挿入後データを生成する（ステップＳ１２０）。演算部１４は、ＦＦＴサイズに一致する個数のデータの集合である任意のデータ系列に対して、値が０である挿入後データｆの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号ｇを挿入後データｆに加算して演算後データを生成する（ステップＳ１３０）。

ＩＦＦＴ部１５は、演算後データのＩＦＦＴを行う（ステップＳ１４０）。送信部１６は、ＩＦＦＴ部１５の演算結果に基づきベースバンド信号を生成し、該ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３９およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送る（ステップＳ１５０）。ステップＳ１５０の送信処理が完了すると、処理を終了する。

受信側での処理を以下に説明する。受信部３８は、アンテナ１０および送受信切替部３９を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換して、ＦＦＴ部３７に送る。ＦＦＴ部３７は、直並列変換されたベースバンド信号のＦＦＴを行って変換後データを生成し、変換後データを分解部３６に送る。

分解部３６は、変換後データの所定の要素を０に置き換えて受信データを生成し、変換後データの該所定の要素以外の要素を０に置き換えて補間用データを生成する。所定の要素とは、送信側で生成した挿入後データｆの値が０である要素と同じ位置にある要素であり、受信側では該要素の位置についての情報を予め保持している。送信側で上記（２）式に示す挿入後データｆを生成した場合には、分解部３６は下記（５）式に示すように変換後データｒから受信データｒ_ｄと補間用データｒ_ｐを生成する。分解部３６は受信データｒ_ｄを等化器３４に送り、補間用データｒ_ｐを補間部３５に送る。

補間部３５は、ＦＦＴサイズに一致する個数のデータの集合である所定のデータ系列に対し、変換後データｒの上記所定の要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を用意する。データ系列、第１の振幅係数および第２の振幅係数は、送信側の演算部１４で用いたものと同じであり、補間部３５が用いるパイロット信号は上記（４）式で表されるパイロット信号ｇに一致する。受信側ではデータ系列、第１の振幅係数および第２の振幅係数についての情報を予め保持している。補間部３５は、下記（６）式で表されるように、補間用データの各要素をパイロット信号の該要素と同じ位置にある要素で除算する演算を行う。下記（６）式中の行列の分数表示は分子の行列の各要素を分母の行列の該要素と同じ要素で除算することを意味する。これは以下の説明においても同様である。

補間部３５は、変換後データｒの上記所定の要素と同じ位置にある、上記（６）式で表される演算を施した補間用データｓ_ｐの要素に基づき、該要素以外の要素の値を補間して下記（７）式で表される補間後データｔ_ｐを生成する。

補間部３５は、例えば０次補間を用い、変換後データｒの上記所定の要素と同じ位置にある、上記（６）式で表される演算を施した補間用データの要素で、該要素の直後に連続して位置する値が０である要素を置き換える。すなわち上記（７）式中のｔ２＝ｔ３＝ｔ４＝ｓ１である。また補間部３５は、０次補間に限らず、１次補間、スプライン補間、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Responcse：有限インパルス応答）型フィルタを用いた補間などを行うことができる。補間部３５は、補間後データｔ_ｐを等化器３４に送る。

等化器３４は、補間後データｔ_ｐに基づき、受信データｒ_ｐに対して等化処理を行い、等化後データを生成する。等化処理とは、伝送路中で受けた歪みを補正する処理である。等化器３４は、例えばＺＦ（Zero Forcing）等化を行う。ＦＦＴサイズをＮとし、送信信号としてＭ個のデータシンボルを含む送信フレームが送られる場合を例にして説明する。シンボル番号がｋのデータシンボルのサブキャリア番号ｌに対応するＦＦＴ後のデータＸ（ｋ，ｌ）は、伝送路特性Ｈ（ｆ_ｌ）、データシンボルＤ（ｋ，ｌ）、および雑音Ｚ（ｋ，ｌ）を用いて、下記（８）式で表される。ｆ_ｌは、サブキャリア番号ｌのサブキャリアの周波数である。

等化器３４は、下記（９）式で表されるように、推定した伝送路特性Ｈ（ｆ_ｌ）でＦＦＴ後のデータＸ（ｋ，ｌ）を除算する等化処理を行う。Ｄ_ＺＦは、ＺＦ等化処理後のデータである。

本実施の形態に係る通信機１においては、等化器３４は、補間後データｔ_ｐを伝送路特性として、下記（１０）式で表されるように、受信データｒ_ｄの各要素を補間後データｔ_ｐの該要素と同じ位置にある要素で除算する等化処理を行い、等化後データｕを抽出部３３に送る。

抽出部３３は、下記（１１）式で表されるように、等化後データｕからパイロット信号ｇを減算する演算を行う。そして変換後データｒの上記所定の要素以外の要素と同じ位置にある、下記（１１）式で表される演算を施した等化後データｕの要素を抽出して下記（１２）式で表される抽出データｗを生成する。

図５および図６は、実施の形態に係る通信機が行う受信側での演算処理の例を示す図である。送信側から図３（ｅ）に示す演算後データに基づく送信信号が送られた場合を例にして説明する。図５（ａ）に示すデータは、フェージングの影響を受けているため、図３（ｅ）に示す演算後データと厳密には一致しない。図５（ａ）に示す変換後データｒからフェージングの影響を取り除き、図３（ａ）に示す並直列変換された変調信号ｄを復元する演算処理を以下に説明する。

図５（ａ）に示す変換後データｒの、図３（ｂ）に示す挿入後データｆの値が０である要素と同じ位置にある要素を０に置き換えて図５（ｂ）に示す受信データｒ_ｄを生成し、変換後データｒの該要素以外の要素を０に置き換えて図５（ｃ）に示す補間用データｒ_ｐを生成する。補間部３５は、補間用データｒ_ｐの各要素を図３（ｅ）に示すパイロット信号ｇの該要素と同じ位置にある要素で除算する演算を行い、図５（ｄ）に示すデータを生成する。補間部３５は、図５（ｄ）に示すデータのｓ１、ｓ５、ｓ９、ｓ１３に基づき０次補間を行い、図５（ｅ）に示す補間後データｔ_ｐを生成する。等化器３４は、受信データｒ_ｄの各要素を補間後データｔ_ｐの該要素と同じ位置にある要素で除算する等化処理を行い、図５（ｆ）に示す等化後データｕを生成する。

抽出部３３は、等化後データｕからパイロット信号ｇを減算して図６（ａ）に示すデータを生成する。抽出部３３は、図６（ａ）に示すデータから変換後データｒの上記所定の要素以外の要素と同じ位置にある要素を抽出して図６（ｂ）に示す抽出データｗを生成する。実際にはフェージングの影響により、図６（ｂ）に示すように抽出データｗは、図３（ａ）に示す並直列変換された変調信号ｄと厳密には一致しない。ただし誤差が所定の範囲内であれば、後続の復調処理において正しく復元することができる。ＢＥＲについては、後述する。抽出部３３は、抽出データｗを並直列変換部３２に送る。

並直列変換部３２は、抽出データｗを並直列変換し、復調部３１に送る。復調部３１は、並直列変換された抽出データｗを所定の変調方式で復調し、入力信号を復元する。

等化器３４が行う等化処理は上述の例に限られない。等化器３４がＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均二乗誤差）方式を用いて等化処理を行う場合について説明する。図７は、実施の形態に係る等化器の構成例を示すブロック図である。等化器３４は、演算器３４１、信号電力推定器３４２、および雑音電力推定器３４３を備える。

送信したデータシンボルと受信したデータシンボルとのＭＳＥ（Mean Square Error：平均二乗誤差）は、下記（１３）式で表される。式中のＥ［］は、時間領域における平均値を表す。ＭＳＥ（ｌ）を最小にする重みＷ（ｌ）は、下記（１４）式で表される。式中のＸ^＊（ｋ，ｌ）は、Ｘ（ｋ，ｌ）の複素共役であり、以下の説明においても添え字のアスタリスクは複素共役を表す。

上記（８）式に基づき上記（１４）式を変形すると、下記（１５）式が得られる。

等化器３４は、下記（１６）式で表されるように、上記（１５）式で表されるＷ_ｏｐｔ（ｌ）をＸ（ｋ，ｌ）に乗算する等化処理を行う。Ｄ_ＭＭＳＥは、ＭＭＳＥ等化処理後のデータである。上記（９）式のＺＦ方式では、伝送路特性Ｈ（ｆ_ｌ）の絶対値が小さい場合に、雑音成分を増大させてしまう恐れがあるが、下記（１６）式のＭＭＳＥ方式では、雑音成分を増大させることを防ぐことができる。

本実施の形態に係る通信機１においては、信号電力推定器３４２が送信信号の生成に用いられる変調方式に基づき、データシンボルの平均電力Ｅ［｜Ｄ｜^２］を推定し、演算器３４１に送る。雑音電力推定器３４３は、雑音平均電力Ｅ［｜Ｚ｜^２］を推定し、演算器３４１に送る。演算器３４１は、補間部３５から送られた補間後データｔ_ｐを伝送路特性とし、下記（１７）式で表されるように、Ｗ_ｏｐｔを算出する。

演算器３４１は、下記（１８）式にＷ_ｏｐｔとｒ_ｄのアダマール積で示すように、Ｗ_ｏｐｔの各要素と分解部３６から送られた受信データｒ_ｄの各要素を乗算する等化処理を行い、等化後データｕを抽出部３３に送る。

図８は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部３８は、アンテナ１０および送受信切替部３９を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換する（ステップＳ２１０）。ＦＦＴ部３７は、直並列変換されたベースバンド信号のＦＦＴを行って変換後データｒを生成する（ステップＳ２２０）。分解部３６は、変換後データｒの所定の要素を０に置き換えて受信データｒ_ｄを生成し、変換後データｒの該所定の要素以外の要素を０に置き換えて補間用データｒ_ｐを生成する（ステップＳ２３０）。

補間部３５は、補間用データｒ_ｐの各要素をパイロット信号ｇの該要素と同じ位置にある要素で除算する演算を行い、変換後データｒの上記所定の要素と同じ位置にある、該演算を施した補間用データｒ_ｐの要素に基づき、該要素以外の要素の値を補間して補間後データｔ_ｐを生成する（ステップＳ２４０）。等化器３４は、補間後データｔ_ｐに基づき、受信データｒ_ｐに対して等化処理を行い、等化後データｕを生成する（ステップＳ２５０）。抽出部３３は、等化後データｕからパイロット信号ｇを減算する演算を行い、変換後データｒの上記所定の要素以外の要素と同じ位置にある、該演算を施した等化後データｕの要素を抽出して抽出データｗを生成する（ステップＳ２６０）。並直列変換部３２は、抽出データｗを並直列変換し、復調部３１に送る。復調部３１は、並直列変換された抽出データｗを所定の変調方式で復調し、入力信号を復元する（ステップＳ２７０）。

非特許文献１のように変調信号の定めた位置にＣＡＺＡＣ系列に基づくパイロット信号を挿入する構成に比べて、本実施の形態に係る通信機１においては、変調信号に０を挿入した挿入後データにパイロット信号を加算するため、ＰＡＰＲを低減することができる。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、パイロット信号を用いるＯＦＤＭ通信方式において、変調信号にパイロット信号に基づき所定の演算処理を施し、ＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するとおり、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより実施の形態に係る通信機１が奏する効果を説明する。入力信号にランダム信号を用いて、従来技術と実施の形態に係る通信機１について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。変調方式をＱＰＳＫとし、ＦＦＴサイズを２０４８として、従来技術と実施の形態に係る通信機１のＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。従来技術とは、上述のような演算処理を行わずに、入力信号を所定の変調方式で変調した信号を直並列変換し、所定の位置にパイロット信号を挿入し、ＩＦＦＴを行ってベースバンド信号を生成する方法である。パイロット信号は、信号点配置図が変調信号と一致するランダムなデータとした。

ここで一例として、挿入部１３が５１２個の０を等間隔で挿入し、演算部１４が上記（４）式で表されるパイロット信号ｇを用いた場合についてシミュレーションを行った。実施の形態に係る通信機１において上記（４）式におけるα＝２．０とし、βの値を変えた場合のシミュレーション結果について説明する。

図９は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を細い実線のグラフで示す。実施の形態に係る通信機１において、β＝０．５とした場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を太い実線のグラフで示し、β＝１．０とした場合を点線のグラフで示し、β＝１．５とした場合を一点鎖線のグラフで示す。α＞βの場合に、αとβの差を小さくするにつれて、ＰＡＰＲの低減の程度が向上することがわかる。α＞βの場合にα−βをシミュレーションに基づき定めた閾値以下となるようにαとβを設定することでＰＡＰＲを低減することができる。

実施の形態に係る通信機１において、上記（４）式中のα＝２．０およびβ＝１．０として固定し、挿入部１３が等間隔で挿入する０の個数Ｐを変えて同様のシミュレーションを行った。図１０は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を細い実線のグラフで示す。実施の形態に係る通信機１において、Ｐ＝５１２とした場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を太い実線のグラフで示し、Ｐ＝１０２４とした場合を点線のグラフで示す。０を挿入する個数を増やすにつれて、ＰＡＰＲの低減の程度が向上することがわかる。

次に伝送路中におけるフェージングの影響についてシミュレーションを行った。マルチパスの数を６とし、受信側のアンテナに到来する素波の数を３２とした。また素波により構成される遅延波の遅延時間とアンテナでの所定の数の波長を含む所定の区間での受信電力の平均である平均電力との関係を示す遅延プロファイルとして表１に示す値を用いた。図１１は、シミュレーションに用いた伝送路の遅延プロファイルの概略を示す図である。

ドップラーシフトに関しては、基準となるサブキャリアの周波数を５．６ＧＨｚとし、送信側の通信機の移動速度を可変とした。シミュレーションで用いたＯＦＤＭ通信方式においては、インターリーブを用いず、誤り訂正を行わなかった。またパイロット信号として要素の値が全て１の信号を用い、受信側では０次補間を行い、ＺＦ等化を行った。

シミュレーションしたＢＥＲの変化について説明する。ＢＥＲはパイロットの挿入位置およびパイロット信号の値には依存しない。そこでシミュレーションを簡易に行うために、パイロット信号の値を全て１とした。図１２、図１３および図１４は、実施の形態に係る通信機におけるＢＥＲ特性を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（Energy per Bit to NOise power spectral density ratio：ビットエネルギー対雑音電力密度比）、縦軸はＢＥＲである。Ｅｂ／Ｎｏの単位はｄＢである。

図１２は、Ｐ＝５１２とし、移動速度を０ｋｍ／ｈとして、シミュレーションした従来技術および実施の形態に係る通信機１におけるＢＥＲ特性を示す。また実施の形態に係る通信機１においては上記（４）式中のα＝１．０とし、β＝０．５とした。従来技術のＢＥＲをプロット点を四角で表したグラフで示し、実施の形態に係る通信機１のＢＥＲをプロット点を三角で表したグラフである。図１２に示す範囲において、従来技術のＢＥＲと実施の形態に係る通信機１のＢＥＲはほぼ同じであることがわかる。

図１３は、Ｐ＝６４とし、移動速度を１００ｋｍ／ｈとして、シミュレーションした従来技術および実施の形態に係る通信機１のＢＥＲ特性を示す。また実施の形態に係る通信機１においては上記（４）式中のα＝１．０とし、β＝０．５とした。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表したグラフであり、実施の形態に係る通信機１のＢＥＲはプロット点を三角で表したグラフである。図１３に示す範囲において、従来技術のＢＥＲと実施の形態に係る通信機１のＢＥＲはほぼ同じであることがわかる。図１２および図１３より、ＢＥＲは挿入部１３で挿入する０の個数および移動速度のいずれにも依存しないことがわかる。

図１４は、Ｐ＝５１２とし、移動速度を０ｋｍ／ｈとして、実施の形態に係る通信機１においてα＝２．０で固定し、βの値を変えてシミュレーションを行った。実施の形態に係る通信機１において、β＝０．５とした場合のＢＥＲはプロット点を四角で表したグラフであり、β＝１．０の場合がプロット点を三角で表したグラフであり、β＝１．５の場合がプロット点を丸で表したグラフである。α＞βの場合に、αとβとの差を小さくするにつれて、ＢＥＲが劣化することがわかる。これは例えば変調信号の要素とデータ系列の要素との打ち消し合いが生じて演算後データの要素の値が雑音より小さくなった場合に、復調時に誤りを生じるためである。

上述のシミュレーションにより、実施の形態に係る通信機１においては、変調信号にパイロット信号に基づく所定の演算処理を施すことで、ＰＡＰＲを低減でき、また上記（４）式中のαおよびβを変更することで、ＰＡＰＲの低減の程度を制御できることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。上述の実施の形態においては、直並列変換した変調信号の任意に定めた位置に０を挿入したが、変調部１１と直並列変換部１２の順序、および直並列変換部１２と挿入部１３の順序をそれぞれ入れ替えてもよい。すなわち、例えば入力信号を所定の変調方式で変調して生成した変調信号の任意に定めた位置に０を挿入して挿入後データを生成し、直並列変換部１２で挿入後データを直並列変換するように構成してもよい。また直並列変換部１２を演算部１４の直後に設けてもよい。すなわち、変調信号の任意に定めた位置に０を挿入して挿入後データを生成し、挿入後データにパイロット信号を加算して演算後データを生成し、直並列変換部１２で演算後データを直並列変換するように構成してもよい。受信側の復調部３１と並直列変換部３２の順序についても入れ替えてもよい。

上記（４）式中のαおよびβについては、必ずしもα＞βである必要はなく、α≦βであってもよい。ＩＦＦＴ部１５は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３７は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１通信機
１０アンテナ
１１変調部
１２直並列変換部
１３挿入部
１４演算部
１５ＩＦＦＴ部
１６送信部
２０コントローラ
２１ＣＰＵ
２２Ｉ／Ｏ
２３ＲＡＭ
２４ＲＯＭ
３１復調部
３２並直列変換部
３３抽出部
３４等化器
３５補間部
３６分解部
３７ＦＦＴ部
３８受信部
３９送受信切替部
３４１演算部
３４２信号電力推定器
３４３雑音電力推定器

Claims

直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成する変調手段と、
前記変調信号の任意に定めた位置に０を挿入し、要素数が高速フーリエ変換のサイズに一致する挿入後データを生成する挿入手段と、
前記高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である任意のデータ系列に対して、値が０である前記挿入後データの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を、前記挿入後データに加算して演算後データを生成する演算手段と、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
前記第１の振幅係数が前記第２の振幅係数より大きく、前記第１の振幅係数と前記第２の振幅係数の差が閾値以下であることを特徴とする請求項１に記載の通信機。
前記任意のデータ系列は、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であることを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴ手段と、
前記変換後データの所定の要素を０に置き換えて受信データを生成し、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素を０に置き換えて補間用データを生成する分解手段と、
高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である所定のデータ系列に対し、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を用いて、前記補間用データの各要素を前記パイロット信号の該要素と同じ位置にある要素で除算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記補間用データの要素に基づき、該要素以外の要素の値を補間して補間後データを生成する補間手段と、
前記補間後データに基づき、前記受信データに対して等化処理を行い等化後データを生成する等化手段と、
前記等化後データから前記パイロット信号を減算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記等化後データの要素を抽出して抽出データを生成する抽出手段と、
前記抽出データを所定の変調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
前記第１の振幅係数が前記第２の振幅係数より大きく、前記第１の振幅係数と前記第２の振幅係数の差が閾値以下であることを特徴とする請求項４に記載の通信機。
前記所定のデータ系列は、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であることを特徴とする請求項４または５に記載の通信機。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成する変調ステップと、
前記変調信号の任意に定めた位置に０を挿入し、要素数が高速フーリエ変換のサイズに一致する挿入後データを生成する挿入ステップと、
前記高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である任意のデータ系列に対して、値が０である前記挿入後データの要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を、前記挿入後データに加算して演算後データを生成する演算ステップと、
前記演算後データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果を合成してベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に基づき送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
前記第１の振幅係数が前記第２の振幅係数より大きく、前記第１の振幅係数と前記第２の振幅係数の差が閾値以下であることを特徴とする請求項７に記載の通信方法。
前記任意のデータ系列は、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であることを特徴とする請求項７または８に記載の通信方法。
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換後データを生成するＦＦＴステップと、
前記変換後データの所定の要素を０に置き換えて受信データを生成し、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素を０に置き換えて補間用データを生成する分解ステップと、
高速フーリエ変換のサイズに一致する個数のデータの集合である所定のデータ系列に対し、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある要素に第１の振幅係数を乗算し、該要素以外の要素に第２の振幅係数を乗算して生成したパイロット信号を用いて、前記補間用データの各要素を前記パイロット信号の該要素と同じ位置にある要素で除算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記補間用データの要素に基づき、該要素以外の要素の値を補間して補間後データを生成する補間ステップと、
前記補間後データに基づき、前記受信データに対して等化処理を行い等化後データを生成する等化ステップと、
前記等化後データから前記パイロット信号を減算する演算を行い、前記変換後データの前記所定の要素以外の要素と同じ位置にある、該演算を施した前記等化後データの要素を抽出して抽出データを生成する抽出ステップと、
前記抽出データを所定の変調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
前記第１の振幅係数が前記第２の振幅係数より大きく、前記第１の振幅係数と前記第２の振幅係数の差が閾値以下であることを特徴とする請求項１０に記載の通信方法。
前記所定のデータ系列は、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有するデータ系列であることを特徴とする請求項１０または１１に記載の通信方法。