JP2014131402A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】チャージポンプ回路の出力電圧を精度良く一定電圧に制御すること。
【解決手段】制御電流生成回路２０３の出力電流である制御電流Ｉｃｏｎｔ４は、チャージポンプ回路１０１の出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分に基づいて電流量が増減する第１の電流源ＮＴ１の電流Ｉ１と、チャージポンプ回路１０１の出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分に基づいて電流量が増減し、第１の電流源ＮＴ１とは電流量の増減の割合が異なる第２の電流源ＮＴ２の電流Ｉ２との差分電流Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｄｉｆｆであり、制御電流生成回路２０３は、制御電流Ｉｃｏｎｔ４により、チャージポンプ回路１０１の少なくとも一つのスイッチＳＷ１２又はＳＷ２２を制御するように構成されている。
【選択図】図７

Description

本発明は、電源回路に関し、より詳細には、チャージポンプ回路の出力電圧を制御するチャージポンプ回路の出力電圧制御機能を備えた電源回路に関する。

従来から、携帯電話やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、デジタルカメラなどの電池駆動型の電子機器には、電池の出力電圧（電池電圧）よりも高い電源電圧や、負の電源電圧を必要とする回路部品が搭載されている。この種の回路部品に適切な電源電圧を供給するために、チャージポンプ回路が利用されている。

図１は、従来のチャージポンプ回路を備えた電源回路を説明するための回路構成図である。この電源回路は、チャージポンプ回路１０１と、チャージポンプ回路１０１のスイッチを制御する制御タイミング生成回路１０２と、制御電流生成回路１０３とから構成されている。チャージポンプ回路１０１は、４つのスイッチであるＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１，ＳＷ４１と、フライングコンデンサＣｆ１とを具備する正電圧生成チャージポンプである。ＢＵＦ１，ＢＵＦ２，ＢＵＦ３は、制御タイミング生成回路１０２により生成される３つの制御信号であるＣＬＫ１，ＣＬＫ２及びＣＬＫ３をそれぞれ入力とし、ＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１のオン・オフを制御する電圧であるＶｃｏｎｔ１，Ｖｃｏｎｔ２及びＶｃｏｎｔ３を出力するクロックバッファである。コンデンサＣｏは、チャージポンプ回路１０１の出力電圧を平滑化する平滑化コンデンサである。Ｖｏｕｔは、チャージポンプ回路１０１の出力電圧である。Ｉｌｏａｄは、チャージポンプ回路１０１の負荷電流である。Ｖｒｅｆはリファレンス電圧であり、制御電流生成回路１０３に入力される。Ｉｃｏｎｔ４は、ＳＷ４１のオン・オフを制御する制御電流であり、制御電流生成回路１０３から出力される。

図１に示す電源回路において、出力電圧Ｖｏｕｔは、制御電流生成回路１０３に入力されてリファレンス電圧Ｖｒｅｆと比較される。この比較結果に基づいて制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量が変わることで、ＳＷ４１がオンした際にコンデンサＣｆ１にチャージされる電荷が制御されるので、このコンデンサＣｆ１がチャージポンプ出力に転送する電荷量が制御される。この電荷量の時間による微分値である電流は、負荷電流Ｉｌｏａｄと同じ電流量となり、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値がリファレンス電圧Ｖｒｅｆと同一の値に近づくようにフィードバックが形成されているので、チャージポンプ回路の出力電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを所望の電圧値であるリファレンス電圧Ｖｒｅｆに近い電圧値に保つことが可能となる。

次に、ＳＷ４１としてＮ型トランジスタを用いた場合における、電源回路の時間変化に対する動作例を、図２（ａ）乃至（ｇ）及び図３（ａ）乃至（ｇ）に基づいて説明する。
図２（ａ）乃至（ｇ）は、図１に示したチャージポンプ回路の負荷電流の電流量がある一定量存在した場合の動作例を示す図で、図２（ａ）は、チャージポンプ回路の出力電圧制御機能の時間変化における回路の状態、図２（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｇ）は、チャージポンプ回路のスイッチの状態、図２（ｅ）は制御電流、図２（ｆ）は、制御電流によって生成されるスイッチのゲート電圧を示す図である。

図３（ａ）乃至（ｇ）は、図１に示したチャージポンプ回路の負荷電流の電流量がほぼゼロである場合の動作例を示す図で、図３（ａ）は、チャージポンプ回路の出力電圧制御機能の時間変化における回路の状態、図３（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｇ）は、チャージポンプ回路のスイッチの状態、図３（ｅ）は制御電流、図３（ｆ）は、制御電流によって生成されるスイッチのゲート電圧を示す図である。

Ｖｇｓｗ４は、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量を制御電流Ｉｃｏｎｔ４で充放電することにより生成されるゲート電圧である。ＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ３１は出力電圧によらず、一定のオン・オフ動作を繰り返す。図２（ａ）乃至（ｇ）に示した負荷電流Ｉｌｏａｄの電流量がある一定量存在した場合においては、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は時間変化し、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電を繰り返し、ゲート電圧Ｖｇｓｗ４がＮ型トランジスタの閾値電圧Ｖｔを超えるとＮ型トランジスタはオンし、閾値電圧Ｖｔを下回るとオフする。

図３（ａ）乃至（ｇ）に示した負荷電流Ｉｌｏａｄの電流量がほぼゼロである場合においては、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は、時間変化せず常にほぼゼロであり、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電はなされない。ゲート電圧Ｖｇｓｗ４がＮ型トランジスタの閾値電圧Ｖｔを超えることは無く、常にオフする。
以上の図２（ａ）乃至（ｇ）及び図３（ａ）乃至（ｇ）の動作例に示したように、負荷電流Ｉｌｏａｄの変化によって、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は大きく変わり、特に、負荷電流Ｉｌｏａｄがほぼゼロにおいては制御電流Ｉｃｏｎｔ４もほぼゼロとなる。

図４は、従来の電源回路における制御電流生成回路を説明するための回路構成図である。ＮＴ１，ＮＴ２はＮ型トランジスタであり、トランジスタのソースノードが共通化された差動対である。ＮＴ１，ＮＴ２のゲートには、それぞれ出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆが入力され、これらゲート電圧とソース電圧に基づいたソース・ドレイン電流Ｉ１，Ｉ２を出力する。

ソース・ドレイン電流Ｉ１は、ダイオード接続されたＰ型トランジスタＰＴ１により電圧に変換され、Ｐ型トランジスタＰＴｓｏｕｒｃｅのゲート制御電圧であるＶ１が生成される。ＰＴ１とＰＴＳＯのゲート電圧は共にＶ１であり、トランジスタサイズの比に沿った電流ＩｓｏｕｒｃｅがＰＴＳＯのソース・ドレイン電流として出力される。ここで、ＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：１とすると、Ｉｓｏｕｒｃｅ＝Ｉ１である。この電流Ｉｓｏｕｒｃｅは、ＳＷ２２がオンの状態において、制御電流Ｉｃｏｎｔ４を生成する。これより、ＳＷ２２がオンの状態においては、Ｉｃｏｎｔ４＝Ｉｓｏｕｒｃｅ＝Ｉ１が成り立つ。このような状態において、ある一定量の負荷電流Ｉｌｏａｄがある場合、図２（ｅ）に示したよう、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は時間変化し、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電を繰り返す。この時、電流Ｉｓｏｕｒｃｅは一定量の電流が流れており、ソース・ドレイン電流Ｉ１も一定量の電流が流れている。

また、このような状態において、負荷電流Ｉｌｏａｄの電流量がほぼゼロである場合、図３（ｅ）に示したように、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は時間変化せず常にほぼゼロであり、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電はなされない。この時、電流Ｉｓｏｕｒｃｅの電流値は、ほぼゼロであるので、ソース・ドレイン電流Ｉ１の電流値もほぼゼロである。

このように、従来の制御電流生成回路１０３は、チャージポンプ出力の負荷電流Ｉｌｏａｄがほぼゼロである状態において、ソース・ドレイン電流Ｉ１の電流値がゼロ付近を取りうるとき、出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆの電圧誤差が大きくなる。その理由について以下に説明する。
図５は、通常のＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図で、従来の電源回路における制御電流生成回路によりチャージポンプ回路出力に誤差が発生する原因を説明するための図である。

つまり、通常の電流変換特性を持つＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧Ｖｇｓとソース・ドレイン電流Ｉｄｓを示し、この特性のＮ型トランジスタを図４で示したＮＴ１に適用した場合を例として挙げている。

図５に示されるように、ソース・ドレイン電流Ｉｄｓのゲート・ソース電圧Ｖｇｓに対する変化量は、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓにより異なり、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓが大きいほど、ソース・ドレイン電流Ｉｄｓの変化量が大きく、小さいほどソース・ドレイン電流Ｉｄｓの変化量が小さいことが分かる。図５に示したＩ１ａ，Ｉ１ｂは、チャージポンプの負荷電流Ｉｌｏａｄが、ある一定量である場合と、ほぼゼロである場合における、図４で示したＮ型トランジスタのソース・ドレイン電流Ｉ１の電流量を示す。また、負荷電流Ｉｌｏａｄの負荷電流の変動によるＩ１の電流量の変化をＩ１ｃとして表している。図５に示すように、ソース・ドレイン電流ＩｄｓがＩ１ａからＩ１ｂに変化するには、Ｎ型トランジスタであるＮＴ１のゲート・ソース電圧Ｖｇｓが、図５に示されるゲート・ソース電圧Ｖｇｓａ、Ｖｇｓｂを取る必要がある。つまり、負荷電流Ｉｌｏａｄが変動したことにより、Ｉ１ｃだけ、トランジスタのソース・ドレイン電流が変動し、これを満たすためにはトランジスタのゲート・ソース電圧は、Ｖｇｓｃだけ変動することが分かる。このように、ゲート・ソース電圧の変動において、図４に示すＮ型トランジスタＮＴ１のゲート電圧は、リファレンス電圧Ｖｒｅｆに固定されているため、Ｖｇｓｃだけの電圧変動は、Ｎ型トランジスタであるＮＴ２のゲート電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが変動し、共通化されたＮＴ１とＮＴ２のソース電圧が変化することにより成り立つ。

図６は、通常のＮ型トランジスタのソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図で、従来の電源回路における制御電流生成回路によりチャージポンプ回路出力に誤差が発生する原因を説明するための図である。
ＮＴ１とＮＴ２のソース電圧をＶｓとし、ゲートにリファレンス電圧Ｖｒｅｆを入力された、ＮＴ１のソース・ドレイン電流Ｉｄｓとソース電圧Ｖｓとの関係を示している。
図６に示すように、ソース・ドレイン電流がＩ１ａからＩ１ｂへと、Ｉ１ｃだけ変化する状態においては、ＮＴ１とＮＴ２のソース電圧Ｖｓは、（Ｖｒｅｆ−Ｖｇｓａ）から（Ｖｒｅｆ−Ｖｇｓｂ）まで変化する。

このように、ソース電圧Ｖｓを基準とし、ＮＴ２は、出力電圧Ｖｏｕｔをゲート電圧としてソース・ドレイン電流Ｉ２を流すが、ＮＴ２のソース・ドレイン電流Ｉ２は、ＮＴ２のゲート・ソース電圧に基づいて電流量が定まるため、上述したソース電圧Ｖｓの変動分と、ソース・ドレイン電流Ｉ２の電流量の変動によるゲート・ソース電圧の変動分が加算された電圧だけ、チャージポンプ回路の出力電圧Ｖｏｕｔが変動し、基準電圧Ｖｒｅｆに対して出力電圧誤差が発生する。これにより従来の電源回路において、制御電流生成回路によるチャージポンプ回路出力の制御誤差は著しく大きい。

以上のような制御誤差を低減する方法として、負荷電流Ｉｌｏａｄを常にある一定量流し続けることで、チャージポンプ出力電圧の誤差を少なくする方法があるが、不要な消費電力増となる。
また、例えば、特許文献１は、チャージポンプ回路の制御回路を利用した電源回路に関するもので、この特許文献１には、チャージポンプ回路と、制御電流生成回路と、チャージポンプ回路のスイッチを制御する制御回路とを備えた電源回路が開示されている。

特開２０１１−０６１９８５号公報

上述したように、図４に示す電源回路における制御電流生成回路は、チャージポンプ出力電圧とリファレンス電圧の差分電圧に基づく制御電流を生成し、制御電流により少なくとも１つ以上のチャージポンプ用スイッチを制御することで出力電圧が所定の電圧になるように制御を行っている。これにより、チャージポンプ回路の出力電圧を所望の一定電圧に近づく制御がなされている。
しかしながら、このような従来の制御では、チャージポンプ回路の負荷電流が変化した場合において、チャージポンプ回路の出力電圧の制御誤差が著しく大きくなるという問題があった。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、出力電圧とリファレンス電圧の差分電圧を電流変換し、チャージポンプ回路の出力電圧を一定に保つ制御を行い、チャージポンプ回路の負荷電流が変動しても精度良く制御し、チャージポンプ回路の出力電圧を所望の一定電圧に制御するようにした電源回路を提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、チャージポンプ回路（１０１）と、制御電流生成回路（２０３）と、前記チャージポンプ回路（１０１）のスイッチを制御する制御タイミング生成回路（１０２）とを備えた電源回路において、前記制御電流生成回路（２０３）の出力電流である制御電流（Ｉｃｏｎｔ４）は、前記チャージポンプ回路（１０１）の出力電圧（Ｖｏｕｔ）とリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）との差分に基づいて電流量が増減する第１の電流源（ＮＴ１）の電流（Ｉ１）と、前記チャージポンプ回路（１０１）の出力電圧（Ｖｏｕｔ）とリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）との差分に基づいて電流量が増減し、前記第１の電流源（ＮＴ１）とは電流量の増減の割合が異なる第２の電流源（ＮＴ２）の電流（Ｉ２）との差分電流（Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｄｉｆｆ）であり、前記制御電流生成回路（２０３）は、前記制御電流（Ｉｃｏｎｔ４）により、前記チャージポンプ回路（１０１）の少なくとも一つのスイッチ（ＳＷ１２又はＳＷ２２）を制御することを特徴とする。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記制御電流（Ｉｃｏｎｔ４）は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記リファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）との差分に基づいて電流量が増加する前記第１の電流源（ＮＴ１）の電流（Ｉ１）と、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）と前記リファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）との差分に基づいて電流量が減少する前記第２の電流源（ＮＴ２）の電流（Ｉ２）との差分電流（Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｄｉｆｆ）であることを特徴とする。

また、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、前記制御電流生成回路（２０３）は、前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）とリファレンス電圧（Ｖｒｅｆ）に基づいて出力電流（Ｉｄｉｆｆ）を生成する電流変換回路（２０４）と、前記出力電流（Ｉｄｉｆｆ）が入力され前記制御タイミング生成回路（１０２）により制御されて前記制御電流（Ｉｃｏｎｔ４）が出力されるスイッチ部（ＳＷ１２，ＳＷ２２）とを備えていることを特徴とする。

また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の発明において、前記電流変換回路（２０４）は、前記チャージポンプ回路（１０１）の負荷変動において、常に一定以上の前記出力電流（Ｉｄｉｆｆ）を流し続けることを特徴とする。
また、請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の発明において、前記制御電流生成回路（２０３）は、前記チャージポンプ回路（１０１）の負荷電流がほぼゼロにおいて、常に一定以上の前記出力電流（Ｉｄｉｆｆ）を流し続けることを特徴とする。

本発明によれば、チャージポンプ回路出力電圧の制御機構を備えた電源回路は、チャージポンプ回路出力の負荷電流が変動しても、従来のような制御電流生成回路を原因とするチャージポンプ回路の出力電圧の誤差を抑制できる。したがって、チャージポンプ回路の出力電圧を精度良く一定電圧に制御できる。

従来のチャージポンプ回路を備えた電源回路を説明するための回路構成図である。 （ａ）乃至（ｇ）は、図１に示したチャージポンプ回路の負荷電流の電流量がある一定量存在した場合の動作例を示す図である。 （ａ）乃至（ｇ）は、図１に示したチャージポンプ回路の負荷電流の電流量がほぼゼロである場合の動作例を示す図である。 従来の電源回路における制御電流生成回路を説明するための回路構成図である。 通常のＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図である。 通常のＮ型トランジスタのソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図である。 本発明に係る電源回路の制御電流生成回路の回路構成図である。 通常のＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図（その１）である。 通常のＮ型トランジスタのソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図（その１）である。 通常のＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図（その２）である。 通常のＮ型トランジスタのソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図（その２）である。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
図７は、本発明に係る電源回路の制御電流生成回路の回路構成図である。図中符号２０３は制御電流生成回路、２０４は電流変換回路を示している。なお、本発明の電源回路を構成する制御電流生成回路２０３以外のチャージポンプ回路及びこのチャージポンプ回路のスイッチを制御する制御タイミング生成回路については、図１の回路構成を用いて説明してある。

本発明の電源回路は、チャージポンプ回路１０１と、制御電流生成回路２０３と、チャージポンプ回路１０１のスイッチを制御する制御タイミング生成回路１０２とを備えた電源回路である。
制御電流生成回路２０３の出力電流である制御電流Ｉｃｏｎｔ４は、チャージポンプ回路１０１の出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分に基づいて電流量が増減する第１の電流源ＮＴ１の電流Ｉ１と、チャージポンプ回路１０１の出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分に基づいて電流量が増減し、第１の電流源ＮＴ１とは電流量の増減の割合が異なる第２の電流源ＮＴ２の電流Ｉ２との差分電流Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｄｉｆｆであり、制御電流生成回路２０３は、制御電流Ｉｃｏｎｔ４により、チャージポンプ回路１０１の少なくとも一つのスイッチＳＷ１２又はＳＷ２２を制御するように構成されている。

また、制御電流Ｉｃｏｎｔ４は、出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分に基づいて電流量が増加する第１の電流源ＮＴ１の電流Ｉ１と、出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分に基づいて電流量が減少する第２の電流源ＮＴ２の電流Ｉ２との差分電流Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｄｉｆｆである。
また、制御電流生成回路２０３は、出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆに基づいて差分電流Ｉｄｉｆｆを生成する電流変換回路２０４と、差分電流Ｉｄｉｆｆが入力され制御タイミング生成回路１０２により制御されて制御電流Ｉｃｏｎｔ４が出力されるスイッチ部ＳＷ１２，ＳＷ２２とを備えている。

また、電流変換回路２０４は、チャージポンプ回路１０１の負荷変動において、常に一定以上の出力電流Ｉｄｉｆｆを流し続けるように構成されている。
また、制御電流生成回路２０３は、チャージポンプ回路１０１の負荷電流がほぼゼロにおいて、常に一定以上の出力電流Ｉｄｉｆｆを流し続けるように構成されている。

次に、本発明の電源回路に用いられる制御電流生成回路２０３の具体的な動作について説明する。ＮＴ１，ＮＴ２はＮ型トランジスタであり、トランジスタのソースノードが共通化された差動対である。ＮＴ１，ＮＴ２のゲートには、それぞれ出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとが入力され、これらゲート電圧とソース電圧に基づいたソース・ドレイン電流Ｉ１，Ｉ２を出力する。ソース・ドレイン電流Ｉ１は、ダイオード接続されたＰ型トランジスタＰＴ１により電圧に変換され、Ｐ型トランジスタＰＴＳＯのゲート制御電圧Ｖ１が生成される。ＰＴ１とＰＴＳＯのゲート電圧は共にＶ１であり、トランジスタサイズの比に沿った電流ＩｓｏｕｒｃｅがＰＴＳＯのソース・ドレイン電流として出力される。ソース・ドレイン電流Ｉ２は、Ｐ型トランジスタであるＰＴ２とＰＴ３のカレントミラーにより、ダイオード接続されたＮ型トランジスタであるＮＴ３入力される。また、ソース・ドレイン電流Ｉ２は、ダイオード接続されたＮ型トランジスタであるＮＴ３により電圧に変換され、Ｎ型トランジスタＮＴＳＩのゲート制御電圧であるＶ２が生成される。ＮＴ３とＮＴＳＩのゲート電圧は共にＶ２であり、トランジスタサイズの比に沿った電流ＩｓｉｎｋがＮＴＳＩのソース・ドレイン電流として出力される。

ここで、ＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：１とすると、Ｉｓｏｕｒｃｅ＝Ｉ１である。また、ＮＴ３とＮＴＳＩのトランジスタサイズ比を１：１とすると、Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ２である。このＩｓｏｕｒｃｅとＩｓｉｎｋの差分電流Ｉｄｉｆｆは、ＳＷ２２がオンの状態において、制御電流Ｉｃｏｎｔ４を生成する。これより、ＳＷ２２がオンの状態においては、Ｉｃｏｎｔ４＝Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｓｏｕｒｃｅ−Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ１−Ｉ２が成り立つ。

このような状態において、図２に示したようなある一定量の負荷電流Ｉｌｏａｄがある場合、上述したように、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は時間変化し、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電を繰り返す。この時、差分電流Ｉｄｉｆｆは一定量の電流が流れており、Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｓｏｕｒｃｅ−Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ１−Ｉ２より、ソース・ドレイン電流Ｉ１，Ｉ２は値が異なる一定量の電流である。また、本状態において、図４に示した負荷電流Ｉｌｏａｄの電流量がほぼゼロである場合、上述したように、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は、時間変化せず常にほぼゼロであり、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電はなされない。この時、差分電流Ｉｄｉｆｆの電流値はほぼゼロであるので、Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｓｏｕｒｃｅ−Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ１−Ｉ２より、ソース・ドレイン電流Ｉ１，Ｉ２は値が等しい一定量の電流である。

以上のように、本発明の電源回路によれば、出力電圧とリファレンス電圧に基づいた制御電流を制御電流生成回路で生成した２つの電流源の差分電流で生成する。これにより、チャージポンプの出力電圧とリファレンス電圧の誤差電圧により、制御電流生成回路によって生成される制御電流は、わずかなチャージポンプの出力電圧とリファレンス電圧の誤差電圧により、電流値を大きく変えることが可能となる。さらに、チャージポンプ回路出力の負荷電流が変動し、制御電流生成回路によって生成される制御電流の電流値が大きく変わる場合において、わずかなチャージポンプの出力電圧とリファレンス電圧の誤差電圧で、所望の制御電流が生成され、チャージポンプ回路出力電圧の制御がなされるので、チャージポンプ回路の出力電圧を精度良く一定電圧に制御できる。

このように、チャージポンプ出力の負荷電流Ｉｌｏａｄがほぼゼロである状態において、ソース・ドレイン電流Ｉ１とＩ２の値が等しい本発明における制御電流生成回路２０３によれば、出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆの電圧誤差が従来と比較して小さくなる。その理由を以下に説明する。

図８は、通常のＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図（その１）で、本発明の電源回路における制御電流生成回路を用いることで、チャージポンプ回路出力に誤差が従来と比較して低減する原因を説明するための図である。
つまり、図８は、通常の電流変換特性を持つＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧Ｖｇｓとソース・ドレイン電流Ｉｄｓを示して、この特性のＮ型トランジスタを図７で示したＮＴ１に適用した場合を例として挙げている。

図８に示すように、ソース・ドレイン電流Ｉｄｓのゲート・ソース電圧Ｖｇｓに対する変化量は、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓにより異なり、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓが大きいほど、ソース・ドレイン電流Ｉｄｓの変化量が大きく、小さいほどソース・ドレイン電流Ｉｄｓの変化量が小さいことが分かる。

図８に示したＩ１ａ，Ｉ１ｂは、チャージポンプ回路の負荷電流Ｉｌｏａｄが、ある一定量である場合と、ほぼゼロである場合における、図７で示したＮ型トランジスタのソース・ドレイン電流Ｉ１の電流量を示す。また、負荷電流Ｉｌｏａｄの変動によるソース・ドレイン電流Ｉ１の電流量の変化をＩ１ｃとして表している。図８に示すように、ソース・ドレイン電流ＩｄｓがＩ１ａからＩ１ｂに変化するには、Ｎ型トランジスタであるＮＴ１のゲート・ソース電圧Ｖｇｓが、図８に示されるゲート・ソース電圧Ｖｇｓａ，Ｖｇｓｂを取る必要がある。つまり、負荷電流Ｉｌｏａｄが変動したことにより、Ｉ１ｃだけ、トランジスタのソース・ドレイン電流が変動し、これを満たすためにはトランジスタのゲート・ソース電圧はＶｇｓｃだけ変動することが分かる。このような、ゲート・ソース電圧の変動において、図７に示すＮ型トランジスタＮＴ１のゲート電圧はリファレンス電圧Ｖｒｅｆに固定されているため、Ｖｇｓｃだけの電圧変動は、Ｎ型トランジスタであるＮＴ２のゲート電圧Ｖｏｕｔが変動し、共通化されたＮＴ１とＮＴ２のソース電圧が変化することにより成り立つ。

図９は、通常のＮ型トランジスタのソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図（その１）で、本発明の電源回路における制御電流生成回路を用いることで、チャージポンプ回路出力に誤差が、従来と比較して低減する原因を説明するための図である。
ＮＴ１とＮＴ２のソース電圧をＶｓとし、ゲートにリファレンス電圧Ｖｒｅｆを入力されたＮＴ１のソース・ドレイン電流Ｉｄｓとソース電圧Ｖｓとの関係を示している。図９に示すように、ソース・ドレイン電流がＩ１ａからＩ１ｂへと、Ｉ１ｃだけ変化する状態においては、ＮＴ１とＮＴ２のソース電圧Ｖｓは、（Ｖｒｅｆ−Ｖｇｓａ）から（Ｖｒｅｆ−Ｖｇｓｂ）まで変化する。

このようなソース電圧Ｖｓを基準とし、ＮＴ２は出力電圧Ｖｏｕｔをゲート電圧としてソース・ドレイン電流Ｉ２を流すが、ＮＴ２のソース・ドレイン電流Ｉ２は、ＮＴ２のゲート・ソース電圧に基づいて電流量が定まるため、上述したソース電圧Ｖｓの変動分と、ｉｎｔ２の電流量の変動によるゲート・ソース電圧の変動分が加算された電圧だけ、チャージポンプ回路の出力電圧Ｖｏｕｔが変動し、基準電圧Ｖｒｅｆに対して出力電圧誤差が発生する。これより、本発明における制御機能において、制御電流生成回路２０３によるチャージポンプ回路出力の制御誤差は、従来よりも小さく、所望のチャージポンプ出力電圧を得られる。

さらに、精度の良いチャージポンプ出力電圧を得る方法として、図７で示した本発明における制御電圧生成回路を構成するトランジスタであるＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：Ａ、ＮＴ３とＮＴＳＩのトランジスタサイズ比を１：Ａとする方法がある。この方法における出力電圧の制御誤差の改善について図７を用いて以下に述べる。このようにトランジスタサイズ比を取ることで、ＩｓｏｕｒｃｅとＩ１の関係は、Ｉｓｏｕｒｃｅ＝Ｉ１×Ａとなる。また、ＩｓｉｎｋとＩ２の関係はＩｓｉｎｋ＝Ｉ２×Ａとなる。このＩｓｏｕｒｃｅとＩｓｉｎｋの差分電流Ｉｄｉｆｆは、ＳＷ２２がオンの状態において、制御電流Ｉｃｏｎｔ４を生成する。これより、ＳＷ２２がオンの状態においては、Ｉｃｏｎｔ４＝Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｓｏｕｒｃｅ−Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ１−Ｉ２が成り立つ。

このような状態において、図２に示したようなある一定量の負荷電流Ｉｌｏａｄがある場合、上述したように、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は時間変化し、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電を繰り返す。この時、差分電流Ｉｄｉｆｆは一定量の電流が流れており、Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｓｏｕｒｃｅ−Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ１×Ａ−Ｉ２×Ａ＝（Ｉ１−Ｉ２）×Ａより、ソース・ドレイン電流Ｉ１、Ｉ２は値が異なる一定量の電流であり、この電流の差分がＡ倍されたものが差分電流Ｉｄｉｆｆを生成する。

また、このような状態において、図３に示した負荷電流Ｉｌｏａｄの電流量がほぼゼロである場合、上述したように、制御電流Ｉｃｏｎｔ４の電流量は時間変化せず常にほぼゼロであり、ＳＷ４１に用いたＮ型トランジスタのゲート容量に対して電荷の充放電はなされない。この時、差分電流Ｉｄｉｆｆの電流値はほぼゼロであるので、Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｓｏｕｒｃｅ−Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ１×Ａ−Ｉ２×Ａ＝（Ｉ１−Ｉ２）×Ａより、Ｉ１，Ｉ２は値が等しい一定量の電流である。また、Ｉｄｉｆｆ＝Ｉｓｏｕｒｃｅ−Ｉｓｉｎｋ＝Ｉ１×Ａ−Ｉ２×Ａ＝（Ｉ１−Ｉ２）×Ａより、Ｉｄｉｆｆがある一定量変化した場合における、（Ｉ１−Ｉ２）の変化量は、上述したＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：１、ＮＴ３とＮＴＳＩのトランジスタサイズ比を１：１とした場合に対して、１／Ａ倍されており、Ｉ１とＩ２の差分電流が、１／Ａ倍だけ変化すれば、ＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：１、ＮＴ３とＮＴＳＩのトランジスタサイズ比を１：１とした場合と同じＩｄｉｆｆが生成可能であることが分かる。

このように、チャージポンプ出力の負荷電流Ｉｌｏａｄがほぼゼロである状態において、ソース・ドレイン電流Ｉ１とＩ２の値が等しい、本発明における制御電流生成回路２０３によれば、出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆの電圧誤差が、従来と比較してさらに小さくなる。その理由を以下に説明する。
図１０は、通常のＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧に対するソース・ドレイン電流を示す図（その２）で、本発明の電源回路における制御電流生成回路を用いることで、チャージポンプ回路出力に誤差が従来と比較してさらに低減する原因を説明するための図である。

つまり、通常の電流変換特性を持つＮ型トランジスタのゲート・ソース電圧Ｖｇｓとソース・ドレイン電流Ｉｄｓを示し、この特性のＮ型トランジスタを図７で示したＮＴ１に適用した場合を例として挙げている。図１０に示されるように、ソース・ドレイン電流Ｉｄｓのゲート・ソース電圧Ｖｇｓに対する変化量は、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓにより異なり、ゲート・ソース電圧Ｖｇｓが大きいほど、ソース・ドレイン電流Ｉｄｓの変化量が大きく、小さいほどソース・ドレイン電流Ｉｄｓの変化量が小さいことが分かる。

図１０に示したＩ１ａ，Ｉ１ｂは、チャージポンプ回路の負荷電流Ｉｌｏａｄが、ある一定量である場合と、ほぼゼロである場合における、図７で示したＮ型トランジスタのソース・ドレイン電流Ｉ１の電流量を示す。また、負荷電流Ｉｌｏａｄの変動によるＩ１の電流量の変化をＩ１ｃとして表す。上述したように、ＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：Ａ、ＮＴ３とＮＴＳＩのトランジスタサイズ比を１：Ａとしたことにより、上述したＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：１、ＮＴ３とＮＴＳＩのトランジスタサイズ比を１：１とした場合に対して、１／Ａ倍だけＩ１は変化する。したがって、図１０におけるＩ１ｃは、図８におけるＩ１ｃに対して１／Ａ倍であり、ＶｇｓｃもＩ１ｃの減少により小さくなる。

図１０に示すように、ソース・ドレイン電流ＩｄｓがＩ１ａからＩ１ｂに変化するには、Ｎ型トランジスタであるＮＴ１のゲート・ソース電圧Ｖｇｓが、図１０に示されるゲート・ソース電圧Ｖｇｓａ，Ｖｇｓｂを取る必要がある。つまり、負荷電流Ｉｌｏａｄが変動したことにより、Ｉ１ｃだけ、トランジスタのソース・ドレイン電流が変動し、これを満たすためにはトランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓｃだけ変動することが分かる。このような、ゲート・ソース電圧の変動において、図７に示すＮ型トランジスタＮＴ１のゲート電圧はリファレンス電圧Ｖｒｅｆに固定されているため、Ｖｇｓｃだけの電圧変動は、Ｎ型トランジスタであるＮＴ２のゲート電圧Ｖｏｕｔが変動し、共通化されたＮＴ１とＮＴ２のソース電圧が変化することにより成り立つ。

図１１は、通常のＮ型トランジスタのソース電圧に対するソース・ドレイン間電流を示す図（その２）で、本発明の電源回路における制御電流生成回路を用いることで、チャージポンプ回路出力に誤差が従来と比較してさらに低減する原因を説明するための図である。

ＮＴ１とＮＴ２のソース電圧をＶｓとし、ゲートにリファレンス電圧Ｖｒｅｆを入力されたＮＴ１のソース・ドレイン電流Ｉｄｓとソース電圧Ｖｓとの関係を示している。図１１に示すように、ソース・ドレイン電流がＩ１ａからＩ１ｂへと、Ｉ１ｃだけ変化する状態においては、ＮＴ１とＮＴ２のソース電圧Ｖｓは、（Ｖｒｅｆ−Ｖｇｓａ）から（Ｖｒｅｆ−Ｖｇｓｂ）まで変化する。このようなＶｓを基準とし、ＮＴ２は出力電圧Ｖｏｕｔをゲート電圧としてソース・ドレイン電流Ｉ２を流すが、ＮＴ２のソース・ドレイン電流Ｉ２は、ＮＴ２のゲート・ソース電圧に基づいて電流量が定まるため、上述したソース電圧Ｖｓの変動分と、ソース・ドレイン電流Ｉ２の電流量の変動によるゲート・ソース電圧の変動分が加算された電圧だけ、チャージポンプ回路の出力電圧Ｖｏｕｔが変動し、基準電圧Ｖｒｅｆに対して出力電圧誤差が発生する。これより、本発明における制御機能において、図７で示した制御電流生成回路２０３におけるＰＴ１とＰＴＳＯのトランジスタサイズ比を１：Ａ、ＮＴ３とＮＴＳＩのトランジスタサイズ比を１：Ａとする手法を用いることで、制御電流生成回路２０３によるチャージポンプ回路出力の制御誤差は従来よりもさらに小さく、所望のチャージポンプ出力電圧が得られる。

以上のように、例えば、図１に示される電源回路において、制御電流生成回路により生成される制御電流を図７に示されるような、リファレンス電圧とチャージポンプ出力電圧との誤差電圧により電流量が増加する電流源と、電流量が増減する電流源と、電流源とは電流量の増減の割合が異なる別の電流源との差分電流を元として生成した。この制御電流でチャージポンプ回路のスイッチのＭＯＳのゲートを制御することで、チャージポンプ回路の負荷電流が変動しても、制御電流生成回路が原因となることで発生していたチャージポンプ回路の出力電圧の制御誤差を大幅に改善できる。また、制御電流生成回路により生成される制御電流を、リファレンス電圧とチャージポンプ出力電圧との誤差電圧により電流量が増加する電流源と、リファレンス電圧とチャージポンプ出力電圧との誤差電圧により電流量が減少する電流源との差分電流を元として生成すると、さらに良い精度のチャージポンプ回路の電圧制御精度が得られる。

また、制御電流生成回路により生成される制御電流を、リファレンス電圧とチャージポンプ出力電圧との誤差電圧により電流量が増加する電流源を増幅し、リファレンス電圧とチャージポンプ出力電圧との誤差電圧により電流量が減少する電流源を増幅し、これらの差分の差分電流を元として生成すると、さらに良い精度のチャージポンプ回路の電圧制御精度が得られる。

１０１ チャージポンプ回路
１０２ 制御タイミング生成回路
１０３，２０３ 制御電流生成回路
２０４ 電流変換回路

Claims (5)

1. チャージポンプ回路と、制御電流生成回路と、前記チャージポンプ回路のスイッチを制御する制御タイミング生成回路とを備えた電源回路において、
   前記制御電流生成回路の出力電流である制御電流は、前記チャージポンプ回路の出力電圧とリファレンス電圧との差分に基づいて電流量が増減する第１の電流源の電流と、前記チャージポンプ回路の出力電圧とリファレンス電圧との差分に基づいて電流量が増減し、前記第１の電流源とは電流量の増減の割合が異なる第２の電流源の電流との差分電流であり、
   前記制御電流生成回路は、前記制御電流により、前記チャージポンプ回路の少なくとも一つのスイッチを制御することを特徴とする電源回路。
2. 前記制御電流は、前記出力電圧と前記リファレンス電圧との差分に基づいて電流量が増加する前記第１の電流源の電流と、前記出力電圧と前記リファレンス電圧との差分に基づいて電流量が減少する前記第２の電流源の電流との差分電流であることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 前記制御電流生成回路は、前記出力電圧とリファレンス電圧に基づいて出力電流を生成する電流変換回路と、前記出力電流が入力され前記制御タイミング生成回路により制御されて前記制御電流が出力されるスイッチ部とを備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源回路。
4. 前記電流変換回路は、前記チャージポンプ回路の負荷変動において、常に一定以上の前記出力電流を流し続けることを特徴とする請求項３に記載の電源回路。
5. 前記制御電流生成回路は、前記チャージポンプ回路の負荷電流がほぼゼロにおいて、常に一定以上の前記出力電流を流し続けることを特徴とする請求項３に記載の電源回路。

Images