JP2014116964A - 周波数分割多重化を利用する通信システムのパイロット送信およびチャネル推定 - Google Patents

Abstract

【課題】高ＰＡＰＲを回避可能なパイロット送信技術およびチャネル推定技術を提供する。
【解決手段】送信機は、多相系列に基づいて一定の時間ドメインエンベロープおよびフラットな周波数スペクトルを有するパイロットを生成する。パイロットＩＦＤＭＡ（インターリーブ周波数分割多重アクセス）シンボルを生成するために、第１の系列のパイロットシンボルが多相系列に基づいて形成され７１０、第２の系列のパイロットシンボルを取得するために複数回複製される７１２。位相ランプが第２のパイロットシンボル系列に適用されて、第３の系列の出力シンボルを取得する７１４。巡回語頭が第３の系列の出力シンボルに付加されて、ＩＦＤＭＡシンボルを取得し７１６、これは通信チャネルを介して時間ドメインで送信される７１８。受信機は、受信パイロットシンボルに基づいて、かつ最小２乗平均誤差、最小２乗を使用してチャネル推定を導出する。
【選択図】図７Ａ

Description

（米国特許法第１１９条による優先権の主張）
本特許出願は、２００５年３月７日に出願された、「パイロット設計およびチャネルインタリーブ周波数分割多重アクセス通信の推定（Estimation for Pilot Design and Channel Interleaved Frequency Division Multiple Access Communication）」と題された仮特許出願第６０／６５９，５２６号の優先権を主張するものであり、これはこの譲受人に譲渡され、参照として本明細書に組み込まれている。

本発明は概して通信に、より具体的には通信システムのパイロット送信およびチャネル推定に関する。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）とは、複数（Ｋ個）の直交サブバンドにシステム帯域幅全体を分割するマルチキャリア変調技術のことである。これらのサブバンドはまた、トーン、サブキャリアおよび周波数ビンとも称される。ＯＦＤＭによって、各サブバンドは、データによって変調可能なそれぞれのサブキャリアと関連している。

ＯＦＤＭは、マルチパス効果に対する高スペクトル効率および堅牢性などの特定の所望の特徴を有する。しかしながら、ＯＦＤＭの主要な欠点は高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）であり、これは、ＯＦＤＭ波形の平均電力に対するピーク電力の比が高くなる恐れがあることを意味している。ＯＦＤＭ波形の高ＰＡＰＲは、全サブキャリアがデータによって別個に変調される場合に、これらの生じうる恐れのある同相（つまりコヒーレント）追加に起因する。事実、ピーク電力は、ＯＦＤＭの平均電力の最大Ｋ倍となる可能性があるといえる。

ＯＦＤＭ波形の高ＰＡＰＲは望ましくなく、また性能を劣化させることがある。例えば、ＯＦＤＭ波形の大きなピークは、電力増幅器を高非線形領域または場合によってはクリップで動作させることがあり、これは、信号品質を劣化させる恐れがある相互変調歪みおよび他のアーチファクトを招くことになる。劣化した信号品質は、チャネル推定やデータ検出などの性能に悪影響を与える恐れがある。

従って、当分野には、マルチキャリア変調の高ＰＡＰＲの悪影響を軽減可能な技術に対する必要性がある。

高ＰＡＰＲを回避可能なパイロット送信技術およびチャネル推定技術が本明細書に説明されている。パイロットは、多相系列に基づいて、シングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）を使用して生成されてもよい。多相系列は、良好な時間特徴（例えば、一定の時間ドメインエンベロープ）および良好な空間特徴（例えば、フラットな周波数スペクトル）を有する系列である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、（１）全Ｋ個のサブバンド全体に均一に間隔をあけられているサブバンドでデータおよび／またはパイロットを送信するインタリーブＦＤＭＡ（ＩＦＤＭＡ）と、（２）通常全Ｋ個のサブバンド間の隣接するサブバンドでデータおよび／またはパイロットを送信する局所ＦＤＭＡ（ＬＦＤＭＡ）とを含んでいる。ＩＦＤＭＡは分散ＦＤＭＡとも称され、ＬＦＤＭＡは狭帯域ＦＤＭＡとも称される。

ＩＦＤＭＡを使用するパイロット送信の実施形態では、第１の系列のパイロットシンボルは多相系列に基づいて形成され、第２の系列のパイロットシンボルを取得するために複数回複製される。位相ランプ（phase ramp）は、第３の系列の出力シンボルを取得するために該第２の系列のパイロットシンボルに適用されてもよい。巡回語頭は該第３の系列の出力シンボルに付加されて、ＩＦＤＭＡシンボルを形成し、これは通信チャネルを介して該時間ドメインで送信される。該パイロットシンボルは、時間分割多重化（ＴＤＭ）、符号分割多重化（ＣＤＭ）および／または他の多重化スキームを使用してデータシンボルによって多重化されてもよい。

ＬＦＤＭＡを使用するパイロット送信の実施形態では、第１の系列のパイロットシンボルが多相系列に基づいて形成され、第２の系列の周波数ドメインシンボルを取得するために該周波数ドメインに変換される。第３の系列のシンボルは、パイロット送信に使用される１グループのサブバンドにマッピングされる該第２の系列の周波数ドメインシンボルと、残りのサブバンドにマッピングされるゼロシンボルとによって形成される。該第３の系列のシンボルは、第４の系列の出力シンボルを取得するために該時間ドメインに変換される。巡回語頭は該第４の系列の出力シンボルに付加されてＬＦＤＭＡシンボルを形成し、これは通信チャネルを介して該時間ドメインで送信される。

チャネル推定の実施形態では、少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが通信チャネルを介して受信されて、受信パイロットシンボルを取得するために処理される（例えば、ＴＤＭパイロットについて逆多重化、あるいはＣＤＭＡパイロットに対してデチャネル化）。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはＩＦＤＭＡシンボルやＬＦＤＭＡシンボルであってもよい。チャネル推定は該受信シンボルに基づいて、最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術、最小２乗（ＬＳ）技術あるいは他のチャネル推定技術を使用して導出される。フィルタリング、閾値化、打切りおよび／またはタップ選択が、チャネル推定の改良を取得するために実行されてもよい。該チャネル推定はまた、反復チャネル推定やデータ支援チャネル推定を実行することによって改良されてもよい。

本発明の種々の態様および実施形態がさらに詳細に後述される。

通信システムのインタレースサブバンド構造を示している。 １セットＮ個のサブバンドのＩＦＤＭＡシンボルの生成を示している。 狭帯域サブバンド構造を示している。 １グループＮ個のサブバンドのＬＦＤＭＡシンボルの生成を示している。 パイロットおよびデータがシンボル周期で多重化されるＴＤＭパイロットスキームを示している。 パイロットおよびデータがサンプル周期で多重化されるＴＤＭパイロットスキームを示している。 パイロットおよびデータがシンボル周期で結合されるＣＤＭパイロットスキームを示している。 パイロットおよびデータがサンプル周期で結合されるＣＤＭパイロットスキームを示している。 データによって多重化される広帯域パイロット時間分割を示している。 パイロットＩＦＤＭＡシンボルを生成するプロセスを示している。 パイロットＬＦＤＭＡシンボルを生成するプロセスを示している。 チャネル推定を実行するプロセスを示している。 送信機および受信機のブロック図を示している。 ＴＤＭパイロットスキームの送信（ＴＸ）データ／パイロットプロセッサを示している。 ＣＤＭパイロットスキームの送信（ＴＸ）データ／パイロットプロセッサを示している。 ＩＦＤＭＡ変調器を示している。 ＬＦＤＭＡ変調器を示している。 ＴＤＭパイロットのＩＦＤＭＡ復調器を示している。 ＣＤＭパイロットのＩＦＤＭＡ復調器を示している。 ＴＤＭパイロットのＬＦＤＭＡ復調器を示している。 ＣＤＭパイロットのＬＦＤＭＳ復調器を示している。

本発明の特徴および性質は、図面と関連して説明される詳細な記述からより明らかになり、同一の参照符号は図面全体を通して対応して識別する。

用語「例示的」は本明細書では、「実施例、例または図示として作用する」ことを意味するために使用されている。「例示的」に本明細書に説明されている任意の実施形態や設計は必ずしも、他の実施形態や設計より好ましいまたは好都合であると解釈されるべきではない。

本明細書に説明されているパイロット送信およびチャネル推定技術は、マルチキャリア変調を利用したり、周波数分割多重化を実行したりする種々の通信システムに使用されてもよい。例えば、これらの技術は、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）システム、直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）システム、ＳＣ−ＦＤＭＡシステム、ＩＦＤＭＡシステム、ＬＦＤＭＡシステム、ＯＦＤＭベースシステムなどに使用されてもよい。これらの技術はまた、フォワードリンク（またはダウンリンク）およびリバースリンク（またはアップリンク）に使用されてもよい。

図１は、通信システムに使用されてもよい例示的サブバンド構造１００を示している。このシステムはＢＷ ＭＨｚの全帯域幅を有しており、これは、１〜Ｋの指数が与えられるＫ個の直交サブバンドに分割される。隣接するサブバンド間の間隔はＢＷ／Ｋ ＭＨｚである。スペクトル成形システムにおいて、システム帯域幅の両端のいくつかのサブバンドは、データ／パイロット送信に使用されず、システムがスペクトルマスク要件を満たすようにガードサブバンドとして作用する。代替的に、Ｋ個のサブバンドはシステム帯域幅の使用可能な部分に定義されてもよい。簡潔にするために、以下の説明では、全Ｋ個のサブバンドがデータ／パイロット送信に使用されてもよいとする。

サブバンド構造１００について、全Ｋ個のサブバンドはＳ個の非同一サブバンドセットに配列され、これらはまたインタレースと称される。Ｓ個のセットは、Ｋ個のサブバンドの各々が１つのセットにのみ属するという点において非同一または非重複である。各セットは、セットにおける連続サブバンドがＳ個のサブバンド分間隔をあけられるように、全Ｋ個のサブバンド全体に均一に分散されているＮ個のサブバンドを含有しており、ここでＫ＝Ｓ・Ｎである。従って、セットｕはサブバンドｕ、Ｓ＋ｕ、２Ｓ＋ｕ、・・・（Ｎ−１）・Ｓ＋ｕを含有しており、ここでｕはセット指数であり、ｕ∈｛１、・・・、Ｓ｝である。指数ｕはまた、セットにおける最初のサブバンドを示すサブバンドオフセットでもある。各セットのＮ個のサブバンドは、他のＳ−１個のセットの各々におけるＮ個のサブバンドによってインタレースされる。

図１は、具体的なサブバンド構造を示している。一般的に、サブバンド構造は、任意の数のサブバンドセットを含んでもよく、各セットは任意の数のサブバンドを含んでもよい。セットは同一または異なる数のサブバンドを含んでもよい。例えば、Ｎ個のサブバンドを含むことがあるセットもあるのに対して、２Ｎ個、４Ｎ個あるいは他のサブバンド数を含むことがあるセットもある。各セットのサブバンドは、後述される利点を達成するために、全Ｋ個のサブバンド全体に均一に分散される（つまり、等しく間隔をあけられる）。簡潔にするために、以下の説明では、図１のサブバンド構造１００の使用を前提とする。

Ｓ個のサブバンドセットは、データおよびパイロット送信に使用可能なＳ個のチャネルとして見られることもある。例えば、各ユーザに１つのサブバンドセットが割り当てられてもよく、また各ユーザのデータおよびパイロットは割り当てられたサブバンドセットで送信されてもよい。Ｓ人のユーザは、Ｓ個のサブバンドセットでリバースリンクを介して基地局へデータ／パイロットを同時に送信してもよい。基地局はまた、Ｓ個のサブバンドセットでフォワードリンクを介してＳ人のユーザにデータ／パイロットを同時に送信してもよい。リンクごとに、最大Ｎ個の変調シンボルが、他のサブバンドセットへの干渉を引き起こすことなく、各セットのＮ個のサブバンドで各シンボル周期（時間または周波数）で送信されてもよい。変調シンボルは、（例えば、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭなどの）信号コンステレーションのポイントの複素数値である。

ＯＦＤＭについて、変調シンボルは周波数ドメインで送信される。サブバンドセットごとに、Ｎ個の変調シンボルが各シンボル周期のＮ個のサブバンドで送信されてもよい。以下の説明では、シンボル周期はＯＦＤＭシンボル１個、ＩＦＤＭＡシンボル１個またはＬＦＤＭＡシンボル１個の時間分である。変調シンボルは、送信に使用されるＮ個のサブバンドの各々にマッピングされ、（ゼロの信号値である）ゼロシンボルはＫ−Ｎ個の未使用サブバンドの各々にマッピングされる。Ｋ個の変調およびゼロシンボルは、Ｋ個の変調およびゼロシンボルに対してＫポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行することによって周波数ドメインから時間ドメインに変換され、Ｋ個の時間ドメインサンプルを取得する。時間ドメインサンプルは高ＰＡＰＲを有する可能性がある。

図２は、１セットＮ個のサブバンドのＩＦＤＭＡシンボルの生成を示している。セットｕのＮ個のサブバンドで１個のシンボル周期において送信されるオリジナル系列のＮ個の変調シンボルは｛ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、・・・ｄ_Ｎ｝と記される（ブロック２１０）。このオリジナル系列のＮ個の変調シンボルは、拡張系列のＫ個の変調シンボルを取得するためにＳ回複製される（ブロック２１２）。Ｎ個の変調シンボルは次いで時間ドメインで送信されて、周波数ドメインにおいてＮ個のサブバンドを集合的に占有する。オリジナル系列のＳ個のコピーは、Ｓ個のサブバンド分間隔をあけられているＮ個の占有サブバンドをもたらし、ゼロ出力（ｐｏｗｅｒ）のＳ−１個のサブバンドは隣接する占有サブバンドを分離している。拡張系列は、図１においてサブバンドセット１を占有するくし状周波数スペクトルを有している。

拡張系列に位相ランプが乗算されて、周波数変換系列の出力シンボルを取得する（ブロック２１４）。周波数変換系列の各出力シンボルは以下のように生成されてもよい。

ここで、ｄ_ｎは拡張系列におけるｎ番目の変調シンボルであり、ｘ_ｎは周波数変換系列におけるｎ番目の出力シンボルである。位相ランプｅ^{−ｊ２π・（ｎ−１）・（ｕ−１）／Ｋ}は、２π・（ｕ−１）／Ｋの位相傾斜を有しており、これはセットｕにおける最初のサブバンドによって判断される。位相ランプの指数における項「ｎ−１」および「ｕ−１」は、「０」ではなく「１」で始まる指数ｎおよびｕによるものである。時間ドメインにおける位相ランプの乗算は、拡張系列のくし状周波数スペクトルを周波数に変換するため、周波数変換系列は周波数ドメインにおいてサブバンドセットｕを占有する。

周波数変換系列の最後のＣ個の出力シンボルは周波数変換系列の開始にコピーされて、Ｋ＋Ｃ個の出力シンボルを含有するＩＦＤＭＡシンボルを形成する（ブロック２１６）。Ｃ個のコピーされた出力シンボルはしばしば巡回語頭やガードインターバルと称され、Ｃは巡回語頭長である。巡回語頭を使用して、周波数選択フェージングによって引き起こされるシンボル間干渉（ＩＳＩ）に対処し、これはシステム帯域幅にわたって変化する周波数応答である。ＩＦＤＭＡシンボルにおけるＫ＋Ｃ個の出力シンボルは、サンプル周期１個につき出力シンボル１個で、Ｋ＋Ｃ個のサンプル周期で送信される。ＩＦＤＭＡのシンボル周期はＩＦＤＭＡシンボル１個の期間であり、これはＫ＋Ｃ個のサンプル周期に等しい。サンプル周期はしばしばチップ周期とも称される。

ＩＦＤＭＡシンボルは（位相ランプを除いて）時間ドメインでは周期的であるため、ＩＦＤＭＡシンボルは、サブバンドｕで開始する１セットＮ個の等間隔のサブバンドを占有している。異なるサブバンドオフセットによるユーザは異なるサブバンドセットを占有し、ＯＦＤＭＡ同様に相互に直交している。

図３は、通信システムに使用可能な例示的狭帯域サブバンド構造３００を示している。サブバンド構造３００について、全Ｋ個のサブバンドはＳ個の非重複グループに配列される。各グループは、相互に隣接するＮ個のサブバンドを含有している。一般的に、Ｎ＞１、Ｓ＞１およびＫ＝Ｓ・Ｎであり、ここで狭帯域サブバンド構造３００のＮおよびＳは、図１のインタレースサブバンド構造１００のＮおよびＳと同じであっても異なっていてもよい。グループｖはサブバンド（ｖ−１）・Ｎ＋１、（ｖ−１）・Ｎ＋２、・・・ｖ・Ｎを含有しており、ここでｖはグループ指数であり、ｖ∈｛１、・・・、Ｓ｝である。一般的に、サブバンド構造は任意の数のグループを含んでもよく、各グループは任意の数のサブバンドを含有してもよく、また複数のグループは同数または異なる数のサブバンドを含有してもよい。

図４は、１グループＮ個のサブバンドに対するＬＦＤＭＡシンボルの生成を示している。サブバンドグループにおいてシンボル周期で送信されるオリジナル系列のＮ個の変調シンボルは｛ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、・・・、ｄ_Ｎ｝と記される（ブロック４１０）。オリジナル系列のＮ個の変調シンボルはＮポイント高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって周波数ドメインに変換され、１系列のＮ個の周波数ドメインシンボルを取得する（ブロック４１２）。周波数ドメインシンボルは、送信に使用されるＮ個のサブバンドにマッピングされ、Ｋ−Ｎ個のゼロシンボルは残りのＫ−Ｎ個のサブバンドにマッピングされて、１系列のＫ個のシンボルを生成する（ブロック４１４）。送信に使用されるＮ個のサブバンドはｋ＋１〜ｋ＋Ｎの指数を有しており、ここで１≦ｋ≦（Ｋ−Ｎ）である。１系列のＫ個のシンボルは次いでＫポイントＩＦＦＴによって時間ドメインに変換され、１系列のＫ個の時間ドメイン出力シンボルを取得する（ブロック４１６）。この系列の最後のＣ個の出力シンボルは系列の開始にコピーされて、Ｋ＋Ｃ個の出力シンボルを含有するＬＦＤＭＡを形成する（ブロック４１８）。

ＬＦＤＭＡシンボルは、サブバンドｋ＋１で開始する１グループＮ個の隣接するサブバンドを占有するように生成される。ユーザは異なる非重複サブバンドグループを割り当てられてもよく、そしてＯＦＤＭＡ同様に相互に直交している。各ユーザは、周波数ダイバーシティを達成するために、異なるシンボル周期において異なるサブバンドグループを割り当てられてもよい。各ユーザのサブバンドグループは、例えば周波数ホッピングパターンに基づいて選択されてもよい。

ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＯＦＤＭＡ同様に、マルチパス効果に対する高スペクトル効率および堅牢性などの特定の所望の特徴を有している。さらに、変調シンボルは時間ドメインで送信されるため、ＳＣ−ＦＤＭＡは高ＰＡＰＲを有してはいない。ＳＣ−ＦＤＭＡ波形のＰＡＰＲは、使用するために選択される信号コンステレーション（例えば、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭなど）における信号ポイントによって判断される。しかしながら、ＳＣ−ＦＤＭＡにおける時間ドメイン変調シンボルは非フラット通信チャネルによるシンボル間干渉を引き起こしやすい。シンボル間干渉の悪影響を軽減するために受信変調シンボルに対して等化が実行されてもよい。等化は、通信チャネルに対するかなり正確なチャネル推定を必要とし、これは本明細書に説明されている技術を使用して取得されてもよい。

送信機は、受信機によるチャネル推定を容易にするためにパイロットを送信してもよい。パイロットは、送信機および受信機両方によって先験的（ａ ｐｒｉｏｒｉ）に知られているシンボルの送信である。ここで使用されているように、データシンボルはデータ用変調シンボルであり、パイロットシンボルはパイロット用変調シンボルである。データシンボルおよびパイロットシンボルは同一または異なる信号コンステレーションから導出されてもよい。パイロットは、後述されるように、種々の方法で送信されてもよい。

図５Ａは、パイロットおよびデータがシンボル周期で多重化されるＴＤＭパイロットスキーム５００を示している。例えば、データはＤ_１個のシンボル周期で送信されてもよく、そしてパイロットは次のＰ_１個のシンボル周期で送信されてもよく、そしてデータは次のＤ_１個のシンボル周期で送信されてもよい。一般的に、Ｄ_１≧１およびＰ_１≧１である。図５Ａに示されている例については、Ｄ_１＞１およびＰ_１＝１である。１系列のＮ個のデータシンボルは、データ送信に使用される各シンボル周期における１個のサブバンドセット／グループで送信されてもよい。１系列のＮ個のパイロットシンボルは、パイロット送信に使用される各シンボル周期における１個のサブバンドセット／グループで送信されてもよい。シンボル周期ごとに、１系列のＮ個のデータまたはパイロットシンボルが、それぞれ図２および４について上述されているように、ＩＦＤＭＡシンボルまたはＬＦＤＭＡシンボルに変換されてもよい。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはＩＦＤＭＡシンボルまたはＬＦＤＭＡシンボルであってもよい。パイロットのみを含有するＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと称され、これはパイロットＩＦＤＭＡシンボルまたはパイロットＬＦＤＭＡシンボルであってもよい。データのみを含有するＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと称され、これはデータＩＦＤＭＡシンボルまたはデータＬＦＤＭＡシンボルであってもよい。

図５Ｂは、パイロットおよびデータがサンプル周期で多重化されるＴＤＭパイロットスキーム５１０を示している。本実施形態について、データおよびパイロットは同一のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内で多重化される。例えば、データシンボルはＤ_２個のサンプル周期で送信されてもよく、そしてパイロットシンボルは次のＰ_２個のサンプル周期で送信されてもよく、そしてデータシンボルは次のＤ_２個のサンプル周期で送信される。一般的に、Ｄ_２≧１およびＰ_２≧１である。図５Ｂに示されている例については、Ｄ_２＝１およびＰ_２＝１である。１系列のＮ個のデータおよびパイロットシンボルは各シンボル周期において１個のサブバンドセット／グループで送信されてもよく、また図２および４について上述されているように、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに変換されてもよい。

ＴＤＭパイロットスキームはまたシンボル周期およびサンプル周期の両方でパイロットおよびデータを多重化してもよい。例えば、データおよびパイロットシンボルはいくつかのシンボル周期で送信されてもよく、データシンボルのみがいくつかの他のシンボル周期で送信されてもよく、またパイロットシンボルのみが特定のシンボル周期で送信されてもよい。

図５Ｃは、パイロットおよびデータがシンボル周期で結合されるＣＤＭパイロットスキーム５３０を示している。本実施形態では、１系列のＮ個のデータシンボルに第１のＭチップ直交系列｛ｗ_ｄ｝が乗算され、Ｍ個の系列のスケーリングデータシンボルを取得し、ここでＭ＞１である。各系列のスケーリングデータシンボルは、オリジナル系列のデータシンボルに１チップの直交系列｛ｗ_ｄ｝を乗算することによって取得される。同様に、１系列のＮ個のパイロットシンボルに第２のＭチップ直交系列｛ｗ_ｐ｝が乗算されて、Ｍ個の系列のスケーリングパイロットシンボルを取得する。各系列のスケーリングデータシンボルには次いで、対応する１系列のスケーリングパイロットシンボルが加算されて、１系列の結合シンボルを取得する。Ｍ個の系列の結合シンボルが、Ｍ個の系列のスケーリングデータシンボルにＭ個の系列のスケーリングパイロットシンボルを加算することによって取得される。各系列の結合シンボルはＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに変換される。

直交系列はウォルシュ系列およびＯＶＳＦ系列などであってもよい。図５Ｃに示されている例については、Ｍ＝２であり、第１の直交系列は｛ｗ_ｄ｝＝｛＋１＋１｝であり、第２の直交系列は｛ｗ_ｐ｝＝｛＋１−１｝である。Ｎ個のデータシンボルに、シンボル周期ｔの＋１とシンボル周期ｔ＋１の＋１が乗算される。Ｎ個のパイロットシンボルにはシンボル周期ｔの＋１とシンボル周期ｔ＋１の−１が乗算される。シンボル周期ごとに、Ｎ個のスケーリングデータシンボルにＮ個のスケーリングパイロットシンボルが加算されて、このシンボル周期に対してＮ個の結合シンボルを取得する。

図５Ｄは、パイロットおよびデータがサンプル周期で結合されるＣＤＭパイロットスキーム５４０を示している。本実施形態について、１系列のＮ／Ｍ個のデータシンボルにＭチップ直交系列｛ｗ_ｄ｝が乗算されて、１系列のＮ個のスケーリングデータシンボルを取得する。とりわけ、オリジナル系列における第１のデータシンボルｄ_１（ｔ）に直交系列｛ｗ_ｄ｝が乗算されて、最初のＭ個のスケーリングデータシンボルを取得し、次のデータシンボルｄ_２（ｔ）にオリジナル系列｛ｗ_ｄ｝が乗算されて次のＭ個のスケーリングデータシンボルを取得し、オリジナル系列における最後のデータシンボルｄ_Ｎ／Ｍ（ｔ）に直交系列｛ｗ_ｄ｝が乗算されて最後のＭ個のスケーリングデータシンボルを取得する。同様に、１系列のＮ／Ｍ個のパイロットシンボルにＭチップ直交系列｛ｗ_ｐ｝が乗算されて、１系列のＮ個のスケーリングパイロットシンボルを取得する。１系列のＮ個のスケーリングデータシンボルに１系列のＮ個のスケーリングパイロットシンボルが加算されて、１系列のＮ個の結合シンボルを取得し、これはＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに変換される。

図５Ｄに示されている例について、Ｍ＝２であり、データの直交系列は｛ｗ_ｄ｝＝｛＋１＋１｝であり、またパイロットの直交系列は｛ｗ_ｐ｝＝｛＋１＋１｝である。１系列のＮ／２個のデータシンボルに直交系列｛＋１＋１｝が乗算されて、１系列のＮ個のスケーリングデータシンボルを取得する。同様に、１系列のＮ／２個のパイロットシンボルに直交系列｛＋１−１｝が乗算されて、１系列のＮ個のスケーリングパイロットシンボルを取得する。シンボル周期ごとに、Ｎ個のスケーリングデータシンボルにＮ個のスケーリングパイロットシンボルが加算され、このシンボル周期に対するＮ個の結合シンボルを取得する。

ＣＤＭパイロットは、図５Ｃおよび５Ｄに示されているように、各シンボル周期で送信されてもよい。ＣＤＭパイロットはまた特定のシンボル周期でのみ送信されてもよい。パイロットスキームはまたＴＤＭおよびＣＤＭの結合を使用してもよい。例えば、ＣＤＭパイロットはいくつかのシンボル周期で送信されてもよく、ＴＤＭパイロットは他のシンボル周期で送信されてもよい。周波数分割多重（ＦＤＭ）パイロットはまた、例えばダウンリンクの、指定の１セットのサブバンドで送信されてもよい。

図５Ａ〜５Ｄに示されている実施形態について、ＴＤＭまたはＣＤＭパイロットは、データ送信に使用されるＮ個のサブバンドで送信されてもよい。一般的に、パイロット送信に使用されるサブバンド（あるいは単に、パイロットサブバンド）は、データ送信に使用されるサブバンド（あるいは単に、データサブバンド）と同じでも異なってもよい。パイロットはまたデータよりも少数または多数のサブバンドで送信されてもよい。データおよびパイロットサブバンドは送信全体に対して静的であってもよい。代替的に、データおよびパイロットサブバンドは、周波数ダイバーシティを達成するために、異なる時間スロットにおいて周波数をホッピングしてもよい。例えば、物理的チャネルは、各時間スロットにおける物理的チャネルに使用する１つ以上の特定のサブバンドセットやグループを示す周波数ホッピング（ＦＨ）パターンと関連付けられてもよい。時間スロットは１つ以上のシンボル周期に及んでもよい。

図６は、広帯域パイロットスキーム６００を示しており、これはリバースリンクに対してより適用可能である。本実施形態では、各ユーザは広帯域パイロットを送信し、これは、全Ｋ個のサブバンドの全部またはほとんどにおいて送信されるパイロットであり、例えば全サブバンドは送信に使用可能である。広帯域パイロットは（例えば、擬似乱数（ＰＮ）系列によって）時間ドメインで、または（例えば、ＯＦＤＭを使用して）周波数ドメインで生成されてもよい。各ユーザの広帯域パイロットは、このユーザからのデータ送信によって時間分割多重化されてもよく、これは（図６に示されているような）ＬＦＤＭＡまたは（図６には示されていない）ＩＦＤＭＡを使用して生成されてもよい。全ユーザからの広帯域パイロットは同一のシンボル周期で送信されてもよく、これは、チャネル推定に対するデータからパイロットへの干渉を回避することができる。各ユーザからの広帯域パイロットは他のユーザからの広帯域パイロットに対して符号分割多重化（例えば、擬似ランダム）されてもよい。このことは、各ユーザに異なるＰＮ系列を割り当てることによって達成されてもよい。各ユーザの広帯域パイロットは低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有しており、またシステム帯域幅全体に及び、これによって受信機はユーザの広帯域チャネル推定を導出することができる。図６に示されている実施形態について、データサブバンドは異なる時間スロットにおける周波数をホッピングする。時間スロットごとに、チャネル推定は、広帯域パイロットに基づいてデータサブバンドについて導出されてもよい。

図５Ａ〜６は、例示的なパイロットおよびデータ送信スキームを示している。パイロットおよびデータはまた、ＴＤＭ、ＣＤＭおよび／またはいくつかの多重化スキームの組み合わせを使用して他の方法で送信されてもよい。

ＴＤＭおよびＣＤＭパイロットは種々の方法で生成されてもよい。一実施形態では、ＴＤＭおよびＣＤＭパイロットを生成するために使用されるパイロットシンボルは、ＱＰＳＫなどの既知の信号コンステレーションからの変調シンボルである。１系列のＮ個の変調シンボルは図５Ａに示されているＴＤＭパイロットスキームおよび図５Ｃに示されているＣＤＭパイロットスキームに使用されてもよい。１系列のＮ／Ｍ個の変調シンボルは図５Ｂに示されているＴＤＭパイロットスキームおよび図５Ｄに示されているＣＤＭパイロットスキームに使用されてもよい。１系列のＮ個の変調シンボルおよび１系列のＮ／Ｍ個の変調シンボルは各々、（１）可能な限りフラットな周波数スペクトルおよび（２）可能な限り変動が少ない時間エンベロープを有するように選択されてもよい。フラットな周波数スペクトルは、パイロット送信に使用される全サブバンドが、受信機がこれらのサブバンドのチャネル利得を適切に推定できる程度に十分な電力を有することを保証する。一定のエンベロープは、電力増幅器などの回路ブロックによる歪みを回避する。

別の実施形態では、ＴＤＭおよびＣＤＭパイロットを生成するために使用されるパイロットシンボルが、良好な時間および空間特徴を有する多相系列に基づいて形成される。例えば、パイロットシンボルは以下のように生成されてもよい。

ここで位相φ_ｎは以下のうちのいずれか１つに基づいて導出されてもよい。

式（６）において、ＱおよびＮは互いに素である。式（３）はＧｏｌｏｍｂ系列に対し、式（４）はＰ３系列に対し、式（５）はＰ４系列に対し、式（６）はＣｈｕ系列に対する。Ｐ３、Ｐ４およびＣｈｕ系列は任意の長さを有することができる。

パイロットシンボルはまた以下のように生成されてもよい。

ここで位相φ_ｌ，ｍは以下のうちのいずれか１つに基づいて導出されてもよい。

式（８）はＦｒａｎｋ系列に対し、式（９）はＰ１系列に対し、式（１０）はＰｘ系列に対する。Ｆｒａｎｋ、Ｐ１およびＰｘ系列の長さはＮ＝Ｔ^２に制約され、ここでＴは正の整数である。

上記の多相系列のうちのいずれかに基づいて生成される１系列のパイロットシンボルはフラットな周波数スペクトルおよび一定の時間ドメインエンベロープの両方を有している。良好なスペクトル特徴（例えば、フラットまたは既知の周波数スペクトル）および良好な時間特徴（例えば、一定または既知の時間ドメインエンベロープ）を有する他の多相系列もまた使用されてもよい。このパイロットシンボル系列によって生成されるＴＤＭまたはＣＤＭパイロットは、（１）電力増幅器などの回路要素による歪みを回避する低ＰＡＰＲおよび（２）受信機がパイロット送信に使用される全サブバンドのチャネル利得を正確に推定できるフラットな周波数スペクトルを有するであろう。

図７Ａは、パイロットＩＦＤＭＡシンボルを生成するためのプロセス７００を示している。第１の系列のパイロットシンボルは多相系列に基づいて形成され、これは、上記の多相系列または他の多相系列のうちのいずれか１つであってもよい（ブロック７１０）。第１の系列のパイロットシンボルは、第２の系列のパイロットシンボルを取得するために複数回複製される（ブロック７１２）。位相ランプが第２の系列のパイロットシンボルに適用されて、第３の系列の出力シンボルを取得する（ブロック７１４）。位相ランプはパイロットシンボルにディジタルに適用されたり、周波数アップ変換プロセスによって説明されたりしてもよい。巡回語頭が第３の系列の出力シンボルに付加されて第４の系列の出力シンボルを取得し、これはパイロットＩＦＤＭＡシンボルである（ブロック７１６）。パイロットＩＦＤＭＡシンボルは通信チャネルを介して時間ドメインで送信される（ブロック７１８）。簡潔にするために図７Ａには示されていないが、パイロットシンボルは、例えば図５Ａ〜５Ｄについて上述されるように、ＴＤＭおよび／またはＣＤＭを使用してデータシンボルによって多重化されてもよい。

図７Ｂは、パイロットＬＦＤＭＡシンボルを生成するためのプロセス７５０を示している。第１の系列のパイロットシンボルが多相系列に基づいて形成され、これは上記の多相系列または他の多相系列のうちのいずれか１つであってもよい（ブロック７６０）。第１の系列のＮ個のパイロットシンボルはＮポイントＦＦＴによって周波数ドメインに変換され、第２の系列のＮ個の周波数ドメインシンボルを取得する（ブロック７６２）。Ｎ個の周波数ドメインシンボルは次いで、パイロット送信に使用されるＮ個のサブバンドにマッピングされ、ゼロシンボルは残りのＫ−Ｎ個のサブバンドにマッピングされて、第３の系列のＫ個のシンボルを取得する（ブロック７６４）。第３の系列のＫ個のシンボルはＫポイントＩＦＦＴによって時間ドメインに変換され、第４の系列のＫ個の時間ドメイン出力シンボルを取得する（ブロック７６６）。巡回語頭が第４の系列の出力シンボルに付加され、第５の系列のＫ＋Ｃ個の出力シンボルを取得し、これはパイロットＬＦＤＭＡシンボルである（ブロック７６８）。パイロットＬＦＤＭＡシンボルは通信チャネルを介して時間ドメインで送信される（ブロック７７０）。簡潔にするために図７Ｂには示されていないが、パイロットシンボルは、例えば図５Ａ〜５Ｄについて上述されているように、ＴＤＭおよび／またはＣＤＭを使用してデータシンボルによって多重化されてもよい。

ＩＦＤＭＡおよびＬＦＤＭＡの両方について、パイロット送信に使用されるサブバンド数は、データ送信に使用されるサブバンド数と同じでも異なってもよい。例えば、ユーザは、データ送信用の１６個のサブバンドとパイロット送信用の８個のサブバンドが割り当てられてもよい。他の８個のサブバンドは、データ／パイロット送信のために別のユーザに割り当てられてもよい。複数のユーザは、図１のインタレースサブバンド構造１００の同一のサブバンドセット、または図３の狭帯域サブバンド構造３００の同一のサブバンドグループを共有してもよい。

図１のインタレースサブバンド構造１００について、ＦＤＭパイロットは、受信機が、例えばチャネル推定、周波数追跡、時間追跡などの種々の機能を実行できるように、１つ以上のサブバンドセットで送信されてもよい。第１のスタガＦＤＭパイロットにおいて、パイロットＩＦＤＭＡシンボルがいくつかのシンボル周期においてサブバンドセットｐで、他のシンボル周期においてサブバンドセットｐ＋Ｓ／２で送信される。例えば、Ｓ＝８ならば、パイロットＩＦＤＭＡシンボルは｛３，７｝のスタガパターンを使用して送信されてもよいため、パイロットＩＦＤＭＡシンボルはサブバンドセット３、次いでサブバンドセット７、次いでサブバンドセット３で送信される。第２のスタガＦＤＭパイロットにおいて、パイロットＩＦＤＭＡシンボルはシンボル周期ｔにおけるサブバンドセットｐ（ｔ）＝［ｐ（ｔ−１）＋Δｐ］ｍｏｄ Ｓ＋１で送信され、ここでΔｐは２つの連続シンボル周期のサブバンドセット指数の差であり、＋１は、０ではなく１で開始する指数スキームに対する。例えば、Ｓ＝８かつΔｐ＝３であれば、パイロットＩＦＤＭＡシンボルは｛１，４，７，２，５，８，３，６｝のスタガパターンを使用して送信されてもよいため、パイロットＩＦＤＭＡシンボルはサブバンドセット１、次いでサブバンドセット４、次いでサブバンドセット７で送信される。他のスタガパターンもまた使用されてもよい。スタガＦＤＭパイロットによって受信機は、より多数のサブバンドのチャネル利得推定を取得することができ、このことはチャネル推定および検出性能を改良可能である。

図８は、送信機で送信されるＴＤＭパイロットまたはＣＤＭパイロットに基づいて通信チャネルの応答を推定するために受信機によって実行されるプロセス８００を示している。受信機はシンボル周期ごとにＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを取得し、受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおける巡回語頭を除去する（ブロック８１０）。ＩＦＤＭＡについて、受信機は受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおける位相ランプを除去する。ＩＦＤＭＡおよびＬＦＤＭＡ両方について、受信機は、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに対するＫ個の受信データ／パイロットシンボルを取得する。

受信機は次いで、パイロットに実行されるＴＤＭまたはＣＤＭを取り消す（ブロック８１２）。図５Ａに示されているＴＤＭパイロットスキームについて、Ｋ個の受信パイロットシンボルｒ_ｐ（ｎ）（ｎ＝１、・・・、Ｋ）がパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルごとに取得される。図５Ｂに示されているＴＤＭパイロットスキームについて、複数の受信パイロットシンボルが、ＴＤＭパイロットを含有するＳＣ−ＦＤＭＡシンボルごとに取得される。

図５Ｃに示されているＣＤＭパイロットスキームについて、ＣＤＭパイロットを含有するＭ個の受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、以下のように処理されてパイロットシンボルを回復する。

ここでｒ（ｔ_ｉ，ｎ）はシンボル周期ｔ_ｉにおけるサンプル周期ｎの受信サンプルであり；
ｗ_ｐ，ｉはパイロットの直交系列のｉ番目のチップであり；
ｒ_ｐ（ｎ）はサンプル周期ｎの受信パイロットシンボルである。

式（１１）は、ＣＤＭパイロットがシンボル周期ｔ_１〜ｔ_Ｍで送信されるとし、ここでＭは直交系列の長さである。Ｋ個の受信パイロットシンボルはＣＤＭパイロットについて式（１１）から取得される。

図５Ｄに示されているＣＤＭパイロットスキームについて、ＣＤＭパイロットを含有する各受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、以下のように処理されてパイロットシンボルを回復する。

ここで、ｒ（（ｎ−１）・Ｍ＋ｉ）は、ＣＤＭパイロットを具備する受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおけるサンプル周期（ｎ−１）・Ｍ＋ｉの受信サンプルである。Ｋ／Ｍ個の受信パイロットシンボルはＣＤＭパイロットについて式（１２）から取得される。

周波数選択通信チャネルはシンボル間干渉（ＩＳＩ）を引き起こす。しかしながら、ＩＳＩは、巡回語頭ゆえに、単一のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内に制限される。さらに、巡回語頭ゆえに、チャネルインパルス応答による線形畳み込み動作は、ＯＦＤＭＡ同様に、効果的に円形畳み込みになる。従って、パイロットシンボルおよびデータシンボルが同一のＳＣ―ＦＤＭＡシンボルで送信されない場合に、周波数ドメインにおいてチャネル推定、等化および他の動作を実行することができる。

図５Ａに示されているＴＤＭスキームと図５Ｃに示されているＣＤＭスキームについて、受信機はパイロット送信ごとにＫ個の受信パイロットシンボルを取得する。ＫポイントＦＦＴが、Ｋ個の受信パイロットシンボルｒ_ｐ（ｎ）（ｎ＝１、・・・、Ｋ）に実行されてもよく、周波数ドメインＲ_ｐ（ｋ）（ｋ＝１、・・・Ｋ）でＫ個の受信パイロット値を取得する（ブロック８１４）。受信パイロット値は以下のように与えられてもよい。

ここでＰ（ｋ）はサブバンドｋの送信パイロット値であり；
Ｈ（ｋ）はサブバンドｋの通信チャネルの複素利得であり、
Ｒ_ｐ（ｋ）はサブバンドｋの受信パイロット値であり；
Ｎ（ｋ）はサブバンドｋの雑音である。

ＫポイントＦＦＴは、全Ｋ個のサブバンドのＫ個の受信パイロット値を提供する。（パイロットサブバンドと称される）パイロット送信に使用されるＮ個のサブバンドのＮ個の受信パイロット値のみが保有され、残りのＫ−Ｎ個の受信パイロット値が破棄される（ブロック８１６）。異なるパイロットサブバンドがＩＦＤＭＡおよびＬＦＤＭＡに使用され、ゆえに異なる受信パイロット値がＩＦＤＭＡおよびＬＦＤＭＡについて保有される。保有されているパイロット値は、Ｒ_ｐ（ｋ）（ｋ＝１、・・・、Ｎ）と記される。簡潔にするために、雑音は、ゼロ平均および分散Ｎ_０による加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であるとされてもよい。

受信機は、ＭＭＳＥ技術および最小２乗（ＬＳ）技術などの種々のチャネル推定技術を使用してチャネル周波数応答を推定してもよい。受信機は、Ｎ個の受信パイロット値に基づいて、かつＭＭＳＥまたはＬＳ技術を使用してＮ個のパイロットサブバンドのチャネル利得推定を導出する（ブロック８１８）。ＭＭＳＥ技術について、通信チャネルの初期周波数応答推定は、以下のように受信パイロット値に基づいて導出されてもよい：

ここで

はサブバンドｋのチャネル利得推定であり、「^＊」は複素共役を示している。初期周波数応答推定は、Ｎ個のパイロットサブバンドのＮ個のチャネル利得を含有している。パイロットシンボル系列は、フラットな周波数応答を有する多相系列に基づいて生成されてもよい。この場合、ｋの全値に対して｜Ｐ（ｋ）｜＝１であり、式（１４）は以下のように表されてもよい。

一定係数１／（１＋Ｎ_０）は除去されてもよく、不偏ＭＭＳＥ周波数応答推定を提供し、これは以下のように表されてもよい。

ＬＳ技術について、初期周波数応答推定が、以下のように受信パイロット値に基づいて導出されてもよい。

通信チャネルのインパルス応答はＬ個のタップで特徴付けられてもよく、ここでＬはＮよりかなり小さくてもよい。つまり、インパルスが送信機によって通信チャネルに適用されると、（ＢＷ ＭＨｚのサンプルレートでの）Ｌ個の時間ドメインサンプルは、このインパルス刺激に基づいて通信チャネルの応答を特徴付けるのには十分であろう。チャネルインパルス応答のタップ数（Ｌ）はシステムの遅延分散に左右され、これは受信機における十分なエネルギーの最初と最後の着信信号インスタンスの時間差である。より長い遅延分散はより大きな値Ｌに対応し、逆もまた同様である。

チャネルインパルス応答推定はＮ個のチャネル利得推定に基づいて、かつＬＳまたはＭＭＳＥ技術を使用して導出されてもよい（ブロック８２０）。Ｌ個のタップｈ^{^} _ls（ｎ）（ｎ＝１、・・・、Ｌ）による最小２乗チャネルインパルス応答推定は、以下のように、初期周波数応答推定に基づいて導出されてもよい：

ここで
Ｈ^{^init} _N×1は、ｋ＝１、…Ｎのとき、Ｈ^{^} _ls（ｋ）またはＨ^{^} _mmse（ｋ）を含有するＮ×１ベクトルであり；
Ｗ _N×Lは、フーリエ行列Ｗ_ｋ×ｋのサブ行列であり；
ｈ^{^ｌｓ} _L×1は、ｎ＝１、…Ｌのとき、ｈ^{^} _ls（ｎ）を含有するＬ×１ベクトルであり；
「^Ｈ」は共役転置を示している。

フーリエ行列Ｗ_k×kは、（ｕ，ｖ）番目のエントリｆ_ｕ，ｖが以下のように与えられるように定義される。

ここで、ｕは行指数であり、ｖは列指数である。Ｗ _Ｎ×Ｌは、Ｎ個のパイロットサブバンドに対応するＷ _Ｋ×ＫのＮ個の行を含有している。Ｗ _Ｎ×Ｌの各行はＷ _Ｋ×Ｋの対応する行の最初のＬ個の要素を含有している。ｈ^{^ｌｓ} _L×1は、最小２乗チャネルインパルス応答推定のＬ個のタップを含有している。

Ｌ個のタップによるＭＭＳＥチャネルインパルス応答推定ｈ^{^} _mmse（ｎ）（ｎ＝１、…、ｎ）は、以下のように初期周波数応答推定に基づいて導出されてもよい。

ここでＮ _Ｌ×Ｌは、雑音および干渉のＬ×Ｌ自己共分散行列である。加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）について、自己共分散行列は、Ｎ_L×L＝σ² _n・Ｉとして与えられてもよく、ここでσ² _nは雑音分散である。ＮポイントＩＦＦＴはまた初期周波数応答推定に実行されてもよく、Ｎ個のタップによってチャネルインパルス応答推定を取得する。

フィルタリングおよび／または事後処理が、後述のように、初期周波数応答推定および／またはチャネルインパルス応答推定に実行されてもよく、チャネル推定の品質を改良する（ブロック８２２）。全Ｋ個のサブバンドの最終的な周波数応答推定は、（１）ＬタップまたはＮタップのチャネルインパルス応答推定を長さＫにゼロパッド化し、（２）ＫポイントＦＦＴを拡張インパルス応答推定に実行することによって取得されてもよい（ブロック８２４）。全Ｋ個のサブバンドの最終的な周波数応答推定はまた、（１）Ｎ個のチャネル利得推定を補間することによって、（２）最小２乗近似をＮ個のチャネル利得推定に実行することによって、または（３）他の近似技術を使用することによって取得されてもよい。

受信機は、スタガＦＤＭパイロットに基づいてより長いチャネルインパルス応答推定を導出することができる。一般的に、Ｌ_Ｔ個のタップによるチャネルインパルス応答推定は、１つ以上のシンボル周期においてＬ_Ｔ個の異なるサブバンドで送信されるパイロットＩＦＤＭＡシンボルに基づいて取得されてもよい。例えば、Ｌ_Ｔ＝２Ｎであれば、２Ｎ個のタップによるインパルス応答推定が、２つ以上のシンボル周期において２つ以上のサブバンドセットで送信される２つ以上のパイロットＩＦＤＭＡシンボルに基づいて取得されてもよい。Ｋ個のタップによる全長インパルス応答推定は、パイロットが完全スタガパターンを使用して全Ｓ個のサブバンドセットで送信される場合に取得されてもよい。

受信機は、多数の異なるサブバンドセットに対して長さＮの初期インパルス応答推定をフィルタリングすることによって、長さＬ_Ｔのより長いインパルス応答推定を導出してもよい。各初期インパルス応答推定は、１個のサブバンドセットに対して１個のパイロットＩＦＤＭＡシンボルに基づいて導出されてもよい。パイロットが各シンボル周期において異なるサブバンドセットで送信される場合、フィルタリングは多数のシンボル周期で実行されてもよく、より長いインパルス応答推定を取得する。

ＳＣ−ＦＤＭＡについて、フィルタリングが、異なるシンボル周期に対して取得される初期周波数応答推定、最小２乗またはＭＭＳＥチャネルインパルス応答推定および／または最終周波数応答推定に実行されてもよく、チャネル推定の品質を改良する。フィルタリングは有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、または他のタイプのフィルタに基づいてもよい。フィルタ係数は所望の量のフィルタリングを達成するように選択されてもよく、これは、例えば所望のチャネル推定品質、チャネルの高速変化追跡能力、フィルタの複雑さなどの種々の要因のトレードオフに基づいて選択されてもよい。

通信チャネルの周波数応答推定および／またはチャネルインパルス応答推定はまた、他のチャネル推定技術を使用して他の方法で取得されてもよい。

種々の事後処理動作は、チャネル推定の品質を改良するために実行されてもよい。マルチパスフェージング環境などの特定の動作環境では、通信チャネルはしばしば、時間ドメインにおいて少数のタップのみを有する。上記のチャネル推定は、雑音による多数のタップを有するチャネルインパルス応答推定を提供することもある。事後処理は、雑音に起因するタップを除去して、実際のチャネルに起因するタップを保有する。

打切りと称される一事後処理スキームでは、チャネルインパルス応答推定の最初のＬ個のタップのみが保有され、残りのタップはゼロで置換される。閾値処理と称される別の事後処理スキームにおいて、低エネルギーのタップはゼロで置換される。一実施形態では、閾値処理は以下のように実行される。

ここで、ｈ^{^}（ｎ）はチャネルインパルス応答推定のｎ番目のタップであり、これは、ｈ^{^} _mmse（ｎ）またはｈ^{^} _ls（ｎ）と等しくてもよく、また、ｈ_ｔｈは低エネルギータップをゼロ設定するために使用される閾値である。

閾値ｈ_ｔｈは、チャネルインパルス応答推定の全Ｋ個のタップまたは最初のＬ個のタップのみのエネルギーに基づいて算出されてもよい。同じ閾値が全タップに使用されてもよい。代替的に、異なる閾値が異なるタップに使用されてもよい。例えば、第１の閾値は最初のＬ個のタップに使用されてもよく、（第１の閾値より小さくてもよい）第２の閾値は残りのタップに使用されてもよい。

タップ選択と称されるさらに別の事後処理スキームにおいて、チャネルインパルス応答推定のＢ個の最良タップが保有され、ここではＢ≧１であり、また残りのタップはゼロに設定される。（Ｂと記される）保有するタップ数は固定値または変数値であってもよい。Ｂは、パイロット／データ送信に対する受信信号対干渉雑音比（ＳＮＲ）、チャネル推定が使用されるデータパケットのスペクトル効率、および／または他のパラメータに基づいて選択されてもよい。例えば、受信ＳＮＲが第１の範囲内（例えば、０〜５デシベル（ｄＢ））にあれば、２つの最良タップが保有されてもよく、受信ＳＮＲが第２の範囲内（例えば、５〜１０ｄＢ）にあれば３つの最良タップが保有されてもよく、受信ＳＮＲが第３の範囲内（例えば、１０〜１５ｄＢ）にあれば、４つの最良タップが保有されてもよい。

チャネル推定が、図５Ｂに示されているＴＤＭパイロットスキーム、図５Ｄに示されているＣＤＭパイロットスキーム、およびデータおよびパイロットシンボルが同じＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで送信される他のパイロットスキームに対して時間ドメインで実行されてもよい。レーキ推定は、例えば（１）受信シンボルを異なる時間オフセットで送信パイロットシンボル系列と相関させることによって、また（２）高相関結果を提供する時間オフセットを識別することによって、強力な信号経路を識別するために使用されてもよい。時間ドメインチャネル推定は、通信チャネルのチャネルインパルス応答推定に対して１セットのタップを提供する。

全パイロットスキームについて、チャネル推定は、受信データシンボルの等化に使用されてもよいチャネルインパルス応答推定および／または周波数応答推定を提供する。１系列のＫ個の受信データシンボルが、図５Ａに示されているＴＤＭパイロットスキームの各データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルについて、および図５Ｃに示されているＣＤＭパイロットスキームの各セットのＭ個の受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルについて取得される。１系列のＫ個の受信データシンボルは時間ドメインまたは周波数ドメインで等化されてもよい。

周波数ドメイン等化は以下のように実行されてもよい。ＫポイントＦＦＴがまずＫ個の受信データシンボルｒ_ｄ（ｎ）（ｎ＝１、・・・、Ｋ）に実行され、Ｋ個の周波数ドメイン受信データ値Ｒ_ｄ（ｋ）（ｋ＝１、・・・、Ｋ）を取得する。データ送信に使用されるＮ個のサブバンドのＮ個の受信データ値のみが保有され、残りのＫ−Ｎ個の受信データ値は破棄される。保有されているデータ値は、Ｒ_ｄ（ｋ）（ｋ＝１、・・・、Ｎ）と記される。

等化は、以下のように、ＭＭＳＥ技術を使用してＮ個の受信データ値に時間ドメインで実行される。

ここでＲ_ｄ（ｋ）はサブバンドｋの受信データ値であり、Ｈ^{^}（ｋ）は、サブバンドｋのチャネル利得推定であり、Ｈ^{^} _mmse（ｋ）またはＨ^{^} _ls（ｋ）と等しくてもよく、また、Ｚ_ｄ（ｋ）はサブバンドｋの等化データ値である。

等化はまた、以下のように、ゼロフォーシング技術を使用してＮ個の受信データ値に周波数ドメインで実行されてもよい。

ＭＭＳＥおよびゼロフォーシング等化の両方について、Ｎ個の等化データ値Ｚ_ｄ（ｋ）（ｋ＝１、・・・、Ｎ）が時間ドメインに変換されてもよく、１系列のＮ個のデータシンボル推定ｄ^{^}（ｎ）（ｎ＝１、・・・、Ｎ）を取得し、これらはオリジナル系列におけるＮ個のデータシンボルの推定である。

等化はまた、以下のように１系列のＫ個の受信データシンボルに時間ドメインで実行されてもよい。

ここでｒ_ｄ（ｎ）は１系列のＫ個の受信データシンボルを示しており；
ｇ（ｎ）は時間ドメイン等化器のインパルス応答を示しており；
ｘ_ｄ（ｎ）は１系列のＫ個の等化データシンボルを示しており；

は円形畳み込み演算を示している。

等化器の周波数応答はＭＭＳＥ技術に基づいて

と導出されてもよい。等化器の周波数応答はまたゼロフォーシング技術に基づいて

（但し、ｋ＝１、…、Ｎ）と導出されてもよい。

等化器の周波数応答は時間ドメインに変換されてもよく、等化器のインパルス応答ｇ（ｎ）（ｎ＝１、・・・、Ｎ）を取得し、これは式（２４）において時間ドメイン等化に使用される。

式（２４）からの１系列のＫ個の等化データシンボルは送信データシンボルのＳ個のコピーを含有している。Ｓ個のコピーはデータシンボル×データシンボルベースで累算されてもよく、以下のようにＮ個のデータシンボル推定を取得する。

代替的に、累算は実行されず、送信データの１コピーのみに対するＮ個の等化データシンボルがＮ個のデータシンボル推定として提供される。

受信機はまた受信パイロット値およびチャネル推定に基づいて干渉を推定してもよい。例えば、サブバンドごとの干渉は以下のように推定されてもよい。

ここでＩ（ｋ）はサブバンドｋの干渉推定である。干渉推定Ｉ（ｋ）は各ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの全Ｎ個のサブバンドに対して平均化されてもよく、短期干渉推定を取得し、これはデータ復調および／または他の目的に使用されてもよい。短期干渉推定は複数のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルについて平均化されてもよく、長期干渉推定を取得し、これは動作条件の推定および／または他の目的で使用されてもよい。

他の技術もまた、ＴＤＭパイロットまたはＣＤＭパイロットから導出されるチャネル推定の品質を改良するために使用されてもよい。これらの技術は、反復チャネル推定技術およびデータ支援チャネル推定技術を含んでいる。

反復チャネル推定技術について、通信チャネルの初期推定がまず、例えばＭＭＳＥや最小２乗技術を使用して受信パイロットシンボルに基づいて導出される。初期チャネル推定は、上記のようにデータシンボル推定を導出するために使用される。一実施形態では、パイロットシンボル上のデータシンボルによる干渉はデータシンボル推定ｄ^{^}（ｎ）及び初期チャネル推定ｈ^{^}（ｎ）に基づいて、例えば

と推定され、ここで、ｉ^{^}（ｎ）は干渉推定を示している。別の実施形態では、データシンボル推定が処理されて、復号データを取得する。復号データは次いで、再変調データシンボルを取得するために送信機で実行されるのと同様に処理され、これらは干渉推定を取得するために初期チャネル推定で畳み込まれる。両実施形態について、干渉推定は受信パイロットシンボルから減算されて、干渉除去パイロットシンボル

を取得し、これらは次いで改良されたチャネル推定を導出するために使用される。プロセスは、良好なチャネル推定を積極的に取得するために任意の回数反復されてもよい。反復チャネル推定技術は、図５Ｂに示されているＴＤＭパイロットスキーム、図５Ｃおよび５Ｄに示されているＣＤＭパイロットスキーム、およびデータシンボルがパイロットシンボルへのシンボル間干渉をもたらすことがある他のパイロットスキームにより適している。

データ支援チャネル推定技術について、受信データシンボルは、受信パイロットシンボルに伴ってチャネル推定に使用される。第１のチャネル推定は受信パイロットシンボルに基づいて導出され、データシンボル推定を取得するために使用される。第２のチャネル推定は次いで受信データシンボルおよびデータシンボル推定に基づいて導出される。一実施形態では、受信データシンボルｒ_ｄ（ｎ）は周波数ドメイン受信データ値Ｒ_ｄ（ｋ）に変換され、データシンボル推定ｄ^{^}（ｎ）は周波数ドメインデータ値Ｄ^{^}（ｋ）に変換される。第２のチャネル推定は、式（１４）〜（１８）においてＲ_ｄ（ｋ）をＲ_ｐ（ｋ）に、かつ、Ｄ^{^}（ｋ）をＰ（ｋ）に置換することによって取得されてもよい。別の実施形態では、データシンボル推定が処理されて復号データを取得し、また復号データが処理されて再変調データシンボルＤ_ｒｍ（ｋ）を取得する。第２のチャネル推定は、式（１４）〜（１８）においてＲ_ｄ（ｋ）をＲ_ｐ（ｋ）に、かつＤ_ｒｍ（ｋ）をＰ（ｋ）に置換することによって取得されてもよい。

受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルによって取得される２つのチャネル推定は結合されて、全チャネル推定の改良を取得する。この結合は、例えば以下のように実行されてもよい。

ここで、Ｈ^{^} _pilot（ｋ）は、受信パイロットシンボルに基づいて取得されるチャネル推定であり；
Ｈ^{^} _data（ｋ）は、受信データシンボルに基づいて取得されるチャネル推定であり；
Ｃ_ｐ（ｋ）およびＣ_ｄ（ｋ）はそれぞれ、パイロットおよびデータの重み係数であり；
Ｈ^{^} _overall（ｋ）は全チャネル推定である。

一般的に、Ｈ^{^} _overall（ｋ）は、Ｈ^{^} _pilot（ｋ）、Ｈ^{^} _data（ｋ）、データシンボル推定の信頼性の確かさ、および／または他の係数のうちの任意の関数に基づいて導出されてもよい。上記のプロセスは反復して実行されてもよい。反復ごとに、Ｈ^{^} _overall（ｋ）はデータシンボル推定から取得されたチャネル推定に基づいて更新され、更新されたＨ^{^} _overall（ｋ）は新たなデータシンボル推定を導出するために使用される。データ支援チャネル推定技術は、図５Ａ〜５Ｄに示されているＴＤＭおよびＣＤＭパイロットスキームを含む全パイロットスキームに使用されてもよい。

図９は、送信機９１０および受信機９５０のブロック図を示している。フォワードリンクについて、送信機９１０は基地局の一部であり、受信機９５０は無線デバイスの一部である。リバースリンクについて、送信機９１０は無線デバイスの一部であり、受信機９５０は基地局の一部である。基地局は概して固定局であり、ベーストランシーバシステム（ＢＴＳ）、アクセスポイントまたは他の用語で呼ばれてもよい。無線デバイスは固定でもモバイルでもよく、ユーザ端末、モバイル局または他の用語で呼ばれてもよい。

送信機９１０において、ＴＸデータ／パイロットプロセッサ９２０はトラヒックデータを処理して、データシンボルを取得し、パイロットシンボルを生成し、データシンボルおよびパイロットシンボルを提供する。ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器９３０はＴＤＭおよび／またはＣＤＭを使用してデータシンボルおよびパイロットシンボルを多重化し、（例えば、ＩＦＤＭＡやＬＦＤＭＡなどに）ＳＣ−ＦＤＭＡ変調を実行して、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成する。送信機ユニット（ＴＭＴＲ）９３２はＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理し（例えば、アナログに変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート）、無線周波数（ＲＦ）変調信号を生成し、これはアンテナ９３４を介して送信される。

受信機９５０において、アンテナ９５２は送信信号を受信し、受信信号を提供する。受信ユニット（ＲＣＶＲ）９５４は受信信号を調整し（例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバートおよびディジタル化）、１ストリームの受信サンプルを生成する。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０は受信サンプルを処理して、受信データシンボルおよび受信パイロットシンボルを取得する。チャネル推定器／プロセッサ９８０は受信パイロットシンボルに基づいてチャネル推定を導出する。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０はチャネル推定によって受信データシンボルに等化を実行し、データシンボル推定を提供する。受信（ＲＸ）データプロセッサ９７０はデータシンボル推定をシンボルデマッピング、デインタリーブおよび復号して、復号データを提供する。一般的に、ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０およびＲＸデータプロセッサ９７０による処理は、送信機９１０におけるＳＣ−ＦＤＭＡ変調器９３０およびＴＸデータ／パイロットプロセッサ９２０による処理とそれぞれ相補的である。

コントローラ９４０および９９０はそれぞれ送信機９１０および受信機９５０において種々の処理ユニットの動作を命令する。メモリユニット９４２および９９２はそれぞれ、コントローラ９４０および９９０によって使用されるプログラムコードおよびデータを記憶する。

図１０Ａは、ＴＸデータ／パイロットプロセッサ９２０ａのブロック図を示しており、これは図９のプロセッサ９２０の一実施形態であり、またＴＤＭパイロットスキームに使用されてもよい。プロセッサ９２０ａ内では、トラヒックデータが符号器１０１２によって符号化され、インタリーバ１０１４によってインタリーブされ、シンボルマッパ１０１６によってデータシンボルにマッピングされる。パイロット生成器１０２０は、例えば多相系列に基づいてパイロットシンボルを生成する。マルチプレクサ（Ｍｕｘ）１０２２は、ＴＤＭコントロールに基づいてデータシンボルを受信し、これにパイロットシンボルを多重化し、１ストリームの多重化データおよびパイロットシンボルを提供する。

図１０Ｂは、ＴＸデータ／パイロットプロセッサ９２０ｂのブロック図を示しており、これは図９のプロセッサ９２０の別の実施形態であり、ＣＤＭパイロットスキームに使用されてもよい。プロセッサ９２０ｂ内では、トラヒックデータが符号器１０１２によって符号化され、インタリーバ１０１４によってインタリーブされ、シンボルマッパ１０１６によってデータシンボルにマッピングされる。乗算器１０２４ａは各データシンボルに、データの直交系列｛ｗ_ｄ｝のＭ個のチップを乗算し、Ｍ個のスケーリングデータシンボルを提供する。同様に、乗算器１０２４ｂは各パイロットシンボルに、パイロットの直交系列｛ｗ_ｐ｝のＭ個のチップを乗算し、Ｍ個のスケーリングパイロットシンボルを提供する。加算器１０２６は、例えば図５Ｃまたは５Ｄに示されているように、スケーリングデータシンボルにスケーリングパイロットシンボルを加算し、結合シンボルを提供する。

図１１Ａは、ＩＦＤＭＡ用のＳＣ−ＦＤＭＡ変調器９３０ａを示しており、これは図９のＳＣ−ＦＤＭＡ変調器９３０の一実施形態である。変調器９３０ａ内では、反復ユニット１１１２がオリジナル系列のデータ／パイロットシンボルをＳ回反復し、拡張系列のＫ個のシンボルを取得する。位相ランプユニット１１１４は位相ランプを拡張シンボル系列に適用して、周波数変換系列の出力シンボルを生成する。位相ランプは、送信に使用されるサブバンドセットｕによって判断される。巡回語頭生成器１１１６は巡回語頭を周波数変換シンボル系列に付加し、ＩＦＤＭＡシンボルを生成する。

図１１ＢはＬＦＤＭＡ用のＳＣ−ＦＤＭＡ変調器９３０ｂを示しており、これは図９のＳＣ−ＦＤＭＡ変調器９３０の別の実施形態である。変調器９３０ｂ内では、ＦＦＴユニット１１２がＮポイントＦＦＴをオリジナル系列のデータ／パイロットシンボルに実行して、１系列のＮ個の周波数ドメインシンボルを取得する。シンボルサブバンド間マッパー１１２４はＮ個の周波数ドメインシンボルを、送信に使用されるＮ個のサブバンドにマッピングし、Ｋ−Ｎ個のゼロシンボルを残りのＫ−Ｎ個のサブバンドにマッピングする。ＩＦＦＴユニット１１２６はＫポイントＩＦＦＴをマッパー１１２４からのＫ個のシンボルに実行し、１系列のＫ個の時間ドメイン出力シンボルを提供する。巡回語頭生成器１１２８は巡回語頭を出力シンボル系列に付加して、ＬＦＤＭＡシンボルを生成する。

図１２ＡはＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ａのブロック図を示しており、これは図９の復調器９６０の一実施形態であり、ＴＤＭ ＩＦＤＭＡパイロットスキームに使用されてもよい。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ａ内では、巡回語頭除去ユニット１２１２が受信ＩＦＤＭＡシンボルごとに巡回語頭を除去する。位相ランプ除去ユニット１２１４は各受信ＩＦＤＭＡシンボルの位相ランプを除去する。位相ランプ除去はまた、ＲＦからベースバンドへの周波数ダウン変換によって実行されてもよい。デマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）１２２０はユニット１２１４の出力を受信し、受信データシンボルを等化器１２３０に提供し、受信パイロットシンボルをチャネル推定器９８０に提供する。チャネル推定器９８０は、例えばＭＭＳＥまたは最小２乗技術を使用して受信パイロットシンボルに基づいてチャネル推定を導出する。等化器１２３０は、時間ドメインまたは周波数ドメインにおいてチャネル推定によって受信データシンボルに等化を実行し、等化データシンボルを提供する。累算器１２３２は、同一送信データシンボルの複数個のコピーに対応する等化データシンボルを累算して、データシンボル推定を提供する。

図１２ＢはＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｂのブロック図を示しており、これは図９の復調器９６０の別の実施形態であり、ＣＤＭ ＩＦＤＭＡパイロットスキームに使用されてもよい。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｂは、送信データシンボルを回復するデータチャネライザーと、送信パイロットシンボルを回復するパイロットチャネライザーとを含んでいる。データチャネライザーについて、乗算器１２２４ａはユニット１２１４の出力にデータ直交系列｛ｗ_ｄ｝のＭ個のチップを乗算して、スケーリングデータシンボルを提供する。累算器１２２６ａは、送信データシンボルごとにＭ個のスケーリングデータシンボルを累算し、受信データシンボルを提供する。パイロットチャネライザーについては、乗算器１２２４ｂはユニット１２１４の出力にパイロット直交系列｛ｗ_ｐ｝のＭ個のチップを乗算して、送信パイロットシンボルごとにＭ個のスケーリングパイロットシンボルを提供し、これらは累算器１２２６ｂによって累算されて、送信パイロットシンボルに対する受信パイロットシンボルを取得する。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｂ内の後続のユニットによる処理は、ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ａについて上述されたのと同様である。

図１３Ａは、ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｃのブロック図を示しており、これは図９の復調器９６０のさらに別の実施形態であり、ＴＤＭ ＬＦＤＭＡパイロットスキームに使用されてもよい。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｃ内では、巡回語頭除去ユニット１３１２は受信ＬＦＤＭＡシンボルごとに巡回語頭を除去する。ＦＦＴユニット１３１４は、巡回語頭の除去後にＫポイントＦＦＴをＬＦＤＭＡシンボルに実行して、Ｋ個の周波数ドメイン値を提供する。サブバンドシンボル間デマッパ１３１６はＫ個の周波数ドメイン値を受信し、送信に使用されるＮ個のサブバンドのＮ個の周波数ドメイン値を提供し、残りの周波数ドメイン値を破棄する。ＩＦＦＴユニット１３１８はＮポイントＦＦＴを、デマッパ１３１６からのＮ個の周波数ドメイン値に実行して、Ｎ個の受信シンボルを提供する。デマルチプレクサ１３２０はユニット１３１８の出力を受信し、受信データシンボルを等化器１３３０に提供し、受信パイロットシンボルをチャネル推定器９８０に提供する。等化器１３３０は、チャネル推定器９８０からのチャネル推定によって時間ドメインまたは周波数ドメインにおいて受信データシンボルに等化を実行して、データシンボル推定を提供する。

図１３ＢはＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｄのブロック図を示しており、これは図９の復調器９６０のさらに別の実施形態であり、ＣＤＭ ＬＦＤＭＡパイロットスキームに使用されてもよい。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｄは、送信データシンボルを回復するデータチャネライザーと、送信パイロットシンボルを回復するパイロットチャネライザーとを含んでいる。データチャネライザーについて、乗算器１３２４ａはＩＦＦＴユニット１３１８の出力に、データ直交系列｛ｗ_ｄ｝のＭ個のチップを乗算して、スケーリングデータシンボルを提供する。累算器１３２６ａは送信データシンボルごとにＭ個のスケーリングデータシンボルを累算し、受信データシンボルを提供する。パイロットチャネライザーについて、乗算器１３２４ｂはＩＦＦＴユニット１３１８の出力にパイロット直交系列｛ｗ_ｐ｝のＭ個のチップを乗算して、送信パイロットシンボルごとにＭ個のスケーリングパイロットシンボルを提供し、これらは累算器１３２６ｂによって累算され、送信パイロットシンボルに対する受信パイロットシンボルを取得する。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｄ内の後続のユニットによる処理は、ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器９６０ｃについて上述されたのと同様である。

本明細書に説明されているパイロット送信およびチャネル推定技術は種々の手段によって実現されてもよい。例えば、これらの技術はハードウェア、ソフトウェアまたはこれらの組み合わせで実現されてもよい。ハードウェア実現については、送信機でパイロットを生成および送信するために使用される処理ユニット（例えば、図９〜１３Ｂに示されている処理ユニットの各々、または処理ユニットの組み合わせ）は１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書に説明されている機能を実行するように設計されている他の電子ユニットまたはこれらの組み合わせで実現されてもよい。受信機でチャネル推定を実行するために使用される処理ユニットはまた、１つ以上のＡＳＩＣ、ＤＳＰ、電子デバイスなどで実現されてもよい。

ソフトウェア実現については、これらの技術は、本明細書に説明されている機能を実行するモジュール（例えば、手順、関数など）によって実現されてもよい。ソフトウェアコードはメモリユニット（例えば、図９のメモリユニット９４２や９９２）に記憶されてもよく、プロセッサ（例えば、コントローラ９４０や９９０）によって実行されてもよい。メモリユニットは、プロセッサ内またはプロセッサ外で実現されてもよい。

開示されている実施形態についての先行の説明は、当業者が本発明を成し、これを使用できるようにするために提供されている。これらの実施形態に対する種々の修正は当業者には容易に明らかになり、またここに定義されている一般原理は本発明の主旨および範囲を逸脱することなく他の実施形態に適用されてもよい。従って、本発明は、ここに示されている実施形態に制限されることを意図しておらず、ここに開示されている原理および新規の特徴と矛盾しない広範な範囲が認められるべきである。

Claims (59)

1. 多相系列に基づいて第１の系列のパイロットシンボルを形成するように動作するプロセッサと、
   前記第１の系列のパイロットシンボルを複数回複製して、通信チャネルを介して送信する第２の系列のパイロットシンボルを取得するように動作する変調器と、
   を備える装置。
2. 前記変調器は、位相ランプを前記第２の系列のパイロットシンボルに適用して、第３の系列の出力シンボルを取得するように動作する、請求項１に記載の装置。
3. 前記変調器はさらに、前記位相ランプの少なくとも２つの異なる位相傾斜を少なくとも２つの異なるシンボル周期で使用して、前記第１の系列のパイロットシンボルを少なくとも２つの異なるセットの周波数サブバンドで送信するように動作する、請求項２に記載の装置。
4. 前記変調器は、巡回語頭を前記第２の系列のパイロットシンボルに付加して、前記通信チャネルを介する時間ドメインでの送信に適した第３の系列の出力シンボルを取得するように動作する、請求項１に記載の装置。
5. 前記多相系列は、時間ドメインにおける一定のエンベロープと、周波数ドメインにおけるフラットなスペクトル応答とを有する、請求項１に記載の装置。
6. 前記プロセッサは、第１の系列のデータシンボルを形成し、前記第１の系列のデータシンボルを第１のシンボル周期で多重化し、前記第１の系列のパイロットシンボルを第２のシンボル周期で多重化するように動作する、請求項１に記載の装置。
7. 前記プロセッサは、第１の系列のデータシンボルを形成し、前記第１の系列のパイロットシンボルを前記第１の系列のデータシンボルで多重化し、１系列の多重化データおよびパイロットシンボルを提供するように動作する、請求項１に記載の装置。
8. 前記プロセッサは、第１の系列のデータシンボルを形成し、前記第１の系列のデータシンボルに第１の直交系列を乗算して複数の系列のスケーリングデータシンボルを取得し、前記第１の系列のパイロットシンボルに第２の直交系列を乗算して複数の系列のスケーリングパイロットシンボルを取得し、前記複数の系列のスケーリングデータシンボルと前記複数の系列のスケーリングパイロットシンボルを結合して複数の系列の結合シンボルを取得するように動作する、請求項１に記載の装置。
9. 前記プロセッサは、第１の系列のデータシンボルを形成し、前記第１の系列のデータシンボルに第１の直交系列を乗算して１系列のスケーリングデータシンボルを取得し、前記第１の系列のパイロットシンボルに第２の直交系列を乗算して１系列のスケーリングパイロットシンボルを取得し、前記１系列のスケーリングデータシンボルと前記１系列のスケーリングパイロットシンボルを結合して１系列の結合シンボルを取得するように動作する、請求項１に記載の装置。
10. 前記第１の系列のパイロットシンボルは第１のセットの周波数サブバンドで送信され、データシンボルが、前記第１のセットよりも多数の周波数サブバンドを含有する第２のセットの周波数サブバンドで送信される、請求項１に記載の装置。
11. 通信システムでパイロットを生成するための方法であって、
    多相系列に基づいて第１の系列のパイロットシンボルを形成することと、
    前記第１の系列のパイロットシンボルを複数回複製して、通信チャネルを介して送信する第２の系列のパイロットシンボルを取得することと、
    を備える方法。
12. 位相ランプを前記第２の系列のパイロットシンボルに適用して、第３の系列の出力シンボルを取得することをさらに備える、請求項１１に記載の方法。
13. 巡回語頭を前記第２の系列のパイロットシンボルに付加して、第３の系列の出力シンボルを取得することと、
    前記第３の系列の出力シンボルを時間ドメインにおいて通信チャネルを介して送信することと、
    をさらに備える、請求項１１に記載の方法。
14. 多相系列に基づいて第１の系列のパイロットシンボルを形成する手段と、
    前記第１の系列のパイロットシンボルを複数回複製して、通信チャネルを介する送信に適した第２の系列のパイロットシンボルを取得する手段と、
    を備える装置。
15. 位相ランプを前記第２の系列のパイロットシンボルに適用して、第３の系列の出力シンボルを取得する手段をさらに備える、請求項１４に記載の装置。
16. 巡回語頭を前記第２の系列のパイロットシンボルに付加して、第３の系列の出力シンボルを取得する手段と、
    前記第３の系列の出力シンボルを時間ドメインにおいて前記通信チャネルを介して送信する手段と、
    をさらに備える、請求項１４に記載の装置。
17. 多相系列に基づいて第１の系列のパイロットシンボルを形成するように動作するプロセッサと、
    前記第１の系列のパイロットシンボルを周波数ドメインに変換して第２の系列の周波数ドメインシンボルを取得し、パイロット送信に使用される１グループの周波数サブバンドにマッピングされる前記第２の系列の周波数ドメインシンボルによって第３の系列のシンボルを形成し、前記第３の系列のシンボルを時間ドメインに変換して、通信チャネルを介して送信する第４の系列の出力シンボルを取得するように動作する変調器とを備える装置。
18. 前記変調器は、巡回語頭を前記第４の系列のパイロットシンボルに付加して、前記通信チャネルを介する時間ドメインでの送信に適した第５の系列の出力シンボルを取得するように動作する、請求項１７に記載の装置。
19. 前記多相系列は、前記時間ドメインにおける一定のエンベロープと、前記周波数ドメインにおけるフラットなスペクトル応答とを有する、請求項１７に記載の装置。
20. データシンボルが、パイロット送信に使用される前記１グループの周波数サブバンドより多数の周波数サブバンドを含有する第２のグループの周波数サブバンドで送信される、請求項１７に記載の装置。
21. １系列のパイロットシンボルを形成し、１系列のデータシンボルを形成し、前記１系列のデータシンボルおよび前記１系列のパイロットシンボルを時間分割多重化するように動作するプロセッサと、
    前記時間分割多重化されたデータシンボルおよびパイロットシンボルに基づいて少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成するように動作する変調器と、
    を備える装置。
22. 前記プロセッサは、前記１系列のデータシンボルを第１のシンボル周期で多重化し、前記１系列のパイロットシンボルを第２のシンボル周期で多重化するように動作し、前記変調器は、前記１系列のデータシンボルに対する第１のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記第１のシンボル周期で生成し、前記１系列のパイロットシンボルに対する第２のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記第２のシンボル周期で生成するように動作する、請求項２１に記載の装置。
23. 前記プロセッサは、前記１系列のデータシンボルおよび前記１系列のパイロットシンボルをシンボル周期の異なるサンプル周期で多重化するよう動作し、前記変調器は、前記シンボル周期の前記多重化パイロットおよびデータシンボルに対してＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するように動作する、請求項２１に記載の装置。
24. １系列のパイロットシンボルを形成する手段と、
    １系列のデータシンボルを形成する手段と、
    前記１系列のデータシンボルおよび前記１系列のパイロットシンボルを時間分割多重化する手段と、
    前記時間分割多重化されたデータシンボルおよびパイロットシンボルに基づいて少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成する手段と、
    を備える装置。
25. 前記１系列のデータシンボルおよび前記１系列のパイロットシンボルを時間分割多重化する手段は、
    前記１系列のデータシンボルを第１のシンボル周期で多重化する手段と、
    前記１系列のパイロットシンボルを第２のシンボル周期で多重化する手段と、
    を備える、請求項２４に記載の装置。
26. 前記１系列のデータシンボルおよび前記１系列のパイロットシンボルを時間分割多重化する手段は、
    前記１系列のデータシンボルおよび前記１系列のパイロットシンボルをシンボル周期の異なるサンプル周期で多重化する手段を備える、請求項２４に記載の装置。
27. １系列のパイロットシンボルを形成し、かつ１系列のデータシンボルを形成するように動作するプロセッサと、
    前記１系列のパイロットシンボルに基づいて広帯域パイロットを生成し、前記１系列のデータシンボルに基づいて少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成し、前記広帯域パイロットおよび前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを時間分割多重化するように動作する変調器と、
    を備える装置。
28. 前記プロセッサは、擬似乱数（ＰＮ）系列に基づいて前記１系列のパイロットシンボルを形成するように動作する、請求項２７に記載の装置。
29. 前記変調器は、前記１系列のデータシンボルに対して少なくとも１つのインタリーブＦＤＭＡ（ＩＦＤＭＡ）シンボルまたは少なくとも１つの局所ＦＤＭＡ（ＬＦＤＭＡ）シンボルを生成するように動作する、請求項２７に記載の装置。
30. 前記広帯域パイロットは、少なくとも１つの他の送信機からの少なくとも１つの他の広帯域パイロットに対して擬似ランダム的である、請求項２７に記載の装置。
31. 前記広帯域パイロットは、少なくとも１つの他の送信機からの少なくとも１つの他の広帯域パイロットと時間整列されている、請求項２７に記載の装置。
32. 少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理して時間ドメイン受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、
    前記受信パイロットシンボルを変換して周波数ドメインパイロット値を取得し、前記周波数ドメインパイロット値に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術または最小２乗（ＬＳ）技術を使用して前記通信チャネルに対する周波数応答推定を導出するように動作するプロセッサと、
    を備える装置。
33. 前記プロセッサは、前記周波数応答推定に基づいて前記通信チャネルに対するチャネルインパルス応答推定を導出するように動作する、請求項３２に記載の装置。
34. 前記プロセッサは、前記周波数応答推定をフィルタリングするように動作する、請求項３２に記載の装置。
35. 前記プロセッサは、前記チャネルインパルス応答推定をフィルタリングするように動作する、請求項３３に記載の装置。
36. 前記プロセッサは、少なくとも２セットの周波数サブバンドで送信されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに対する周波数応答推定を導出し、前記周波数応答推定に基づいてチャネルインパルス応答推定を導出し、前記チャネルインパルス応答推定をフィルタリングして、前記チャネルインパルス応答推定の各々よりも多数のタップを有する拡張チャネルインパルス応答推定を取得するように動作する、請求項３２に記載の装置。
37. 前記プロセッサは、前記チャネルインパルス応答推定において所定数のタップを保有し、前記チャネルインパルス応答推定における残りのタップをゼロに設定するように動作する、請求項３３に記載の装置。
38. 前記プロセッサは、前記通信チャネルを介するデータ送信に対する信号対干渉雑音比（ＳＮＲ）またはスペクトル効率に基づいて前記所定数のタップを選択するように動作する、請求項３７に記載の装置。
39. 前記プロセッサは、所定の閾値を超える前記チャネルインパルス応答推定におけるタップを保有し、前記チャネルインパルス応答推定における残りのタップをゼロに設定するように動作する、請求項３３に記載の装置。
40. 前記プロセッサは、前記チャネルインパルス応答推定における最初のＬ個のタップを保有し、前記チャネルインパルス応答推定における残りのタップをゼロに設定し、ここでＬは１以上の整数である、請求項３３に記載の装置。
41. 前記復調器は、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおける受信シンボルを受信データシンボルおよび受信パイロットシンボルに逆多重化するように動作する、請求項３２に記載の装置。
42. 前記復調器は、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルをパイロットの直交系列で処理して、前記受信パイロットシンボルを取得するように動作する、請求項３２に記載の装置。
43. 前記周波数応答推定に基づいて受信データシンボルを等化するように動作する等化器をさらに備える、請求項３２に記載の装置。
44. 通信チャネルを介して受信される少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを処理して、受信パイロットシンボルを取得する手段と、
    前記受信パイロットシンボルを変換して周波数ドメインパイロット値を取得する手段と、
    前記周波数ドメインパイロット値に基づいて、かつ最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技術または最小２乗（ＬＳ）技術を使用して前記通信チャネルに対する周波数応答推定を導出する手段と、
    を備える装置。
45. 前記周波数応答推定に基づいて前記通信チャネルのチャネルインパルス応答推定を導出する手段と、
    前記チャネルインパルス応答推定の少なくとも１つのタップをゼロに設定する手段と、
    をさらに備える、請求項４４に記載の装置。
46. 少なくとも２つのシンボル周期に対して少なくとも２つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルから導出される少なくとも２つの周波数応答推定をフィルタリングする手段をさらに備える、請求項４４に記載の装置。
47. 多相系列によって生成される１系列のパイロットシンボルの複数のコピーからなるパイロットを受信し、前記受信パイロットを処理して受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、
    前記１系列のパイロットシンボルの前記複数のコピーに対応する受信パイロットシンボルを累算するように動作するプロセッサと、
    を備える装置。
48. 少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおける受信シンボルを受信データシンボルおよび受信パイロットシンボルに時間分割逆多重化するように動作する復調器と、
    前記受信パイロットシンボルに基づいて前記通信チャネルのチャネル推定を導出するように動作するプロセッサと、
    を備える装置。
49. 少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理して受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、
    前記受信パイロットシンボルに基づいて、かつ最小２乗（ＬＳ）技術を使用して前記通信チャネルのチャネル推定を導出するように動作するプロセッサと、
    を備える装置。
50. 少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理して時間ドメイン受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、
    前記受信パイロットシンボルを異なる時間オフセットで送信されるパイロットシンボルで相関することによって、前記通信チャネルのチャネルインパルス応答推定の少なくとも１つのタップを識別するように動作するプロセッサと、
    を備える装置。
51. 前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、サンプル周期で多重化されるパイロットシンボルおよびデータシンボルを備え、前記復調器は、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにおいて前記受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルを逆多重化するように動作する、請求項５０に記載の装置。
52. 少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理して受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルを取得し、前記受信データシンボルを前記通信チャネルの第１のチャネル推定によって処理してデータシンボル推定を取得するように動作する復調器と、
    前記受信パイロットシンボルに基づいて前記第１のチャネル推定を導出し、前記第１のチャネル推定および前記データシンボル推定に基づいて前記受信データシンボルによる干渉を推定し、前記受信パイロットシンボルおよび前記推定干渉に基づいて干渉除去パイロットシンボルを導出し、前記干渉除去パイロットシンボルに基づいて第２のチャネル推定を導出するように動作する第１のプロセッサと、
    を備える装置。
53. 前記データシンボル推定を処理して復号データを取得し、前記復号データを処理して再変調データシンボルを取得するように動作する第２のプロセッサをさらに備えており、前記第１のプロセッサは、前記再変調データシンボルに基づいて前記干渉を推定するように動作する、請求項５２に記載の装置。
54. 前記復調器および前記第１のプロセッサは、前記データシンボル推定を導出し、前記干渉を推定し、前記干渉除去パイロットシンボルを導出し、複数の反復に対して前記第２のチャネル推定を導出するように動作する、請求項５２に記載の装置。
55. 少なくとも１つのシングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理して受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルを取得するように動作する復調器と、
    前記受信パイロットシンボルに基づいて前記通信チャネルに対する第１のチャネル推定を導出し、前記受信データシンボルに基づいて第２のチャネル推定を導出し、前記第１および第２のチャネル推定に基づいて第３のチャネル推定を導出するように動作する第１のプロセッサと、
    を備える装置。
56. 前記復調器は、前記受信シンボルを前記第１のチャネル推定によって処理してデータシンボル推定を取得するように動作する、請求項５５に記載の装置。
57. 前記第１のプロセッサは、前記受信データシンボルおよび前記データシンボル推定に基づいて前記第２のチャネル推定を導出するように動作する、請求項５６に記載の装置。
58. 前記データシンボル推定を処理して復号データを取得し、前記復号データを処理して再変調データシンボルを取得するように動作する第２のプロセッサをさらに備え、前記第１のプロセッサは、前記受信データシンボルおよび前記再変調データシンボルに基づいて前記第２のチャネル推定を導出するように動作する、請求項５６に記載の装置。
59. 前記第１のプロセッサは、前記第１のチャネル推定、前記第２のチャネル推定、および前記データシンボル推定の信頼性表示の関数に基づいて前記第３のチャネル推定を導出するように動作する、請求項５５に記載の装置。

Images