CN113612718A - 一种用于无线光通信系统截断补偿ofdm调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于无线光通信系统截断补偿OFDM调制方法，以U‑OFDM为基础，采用添加单个或多个传输时隙为手段，对本应被峰值功率限制截断的信号部分进行再次发送，并在接收端对接收信号进行重构，从而对OFDM信号的峰值截断误差进行补偿与修正。本发明在光源发射功率有限的情况下，利用分时发送截断信息的方法，有效提高了功率的利用率，减小了信号的截断误差。

Description

一种用于无线光通信系统截断补偿OFDM调制方法

技术领域

本发明属于光通信技术领域，具体涉及一种截断补偿OFDM调制方法。

背景技术

近年来，自由空间光通信，可见光通信和红外通信等强度调制和直接检测(IM/DD)通信系统近来引起了很多研究关注。使用发光二极管(LED)或激光二极管(LD)作为发送器，IM/DD光学系统具有优于比率-频率(RF)通信的许多优点，包括高保密性，高数据速率，低功耗和无频谱调节。然而，由于IM/DD过程中要求发送和接收的信号必须为非负实数，因此在此类通信系统中进行信号调制时需要对调制方式进行设计。

由于OFDM技术具有传输效率高、无码间串扰、调制方式灵活、使用方便等优点，越来越多的研究人员开发出了不同类型，且适用于无线光通信系统的OFDM调制技术。采用直流偏置的光学OFDM(DCO-OFDM)由于其便于实现、结构简单，成为了最为常用的OFDM算法之一。在DCO-OFDM中，添加的DC偏置通常是峰值发射功率的一半。但是，由于DC偏置需要增加额外的发射功率，且由于直流信号的偏移，具有峰值功率约束的光源则会引入更多的信号截断失真。进一步，一些研究人员提出了不对称限幅的光学OFDM(ACO-OFDM)，ACO-OFDM仅对奇数频率的子载波进行调制，从而达到生成单极性OFDM信号的目的，然而，这种算法的带宽利用效率较低，并且同样受到了光源发射功率限制带来的信号截断误差。单极性OFDM(U-OFDM)(也称为Flip-OFDM)是近期提出的新型OFDM调制算法，通过在两个时隙中连续发送双极性原始信号的正负部分来生成单极性信号，从而避免增加直流偏置。然而，对于光源发射功率限制导致的信号截断误差如何进行补偿的问题仍然没有得到解决。

由于OFDM调制技术具有较高的发射信号峰平比(PAPR)，同时，在发射峰值功率有限的系统中，较高的峰平比将导致信号的峰值截断误差更加显著，信号的畸变更加严重。

现有的用于无线光通信系统中的OFDM算法在生成实数非负信号方面做了广泛的工作。然而，针对OFDM信号较高的峰平比，以及信号的峰值截断误差，并没有提出简单有效的补偿与修正方法。

发明内容

为了克服现有技术的不足，本发明提供了一种用于无线光通信系统截断补偿OFDM调制方法，称为CEO-OFDM，它以U-OFDM为基础，采用添加单个或多个传输时隙为手段，对本应被峰值功率限制截断的信号部分进行再次发送，并在接收端对接收信号进行重构，从而对OFDM信号的峰值截断误差进行补偿与修正。本发明在光源发射功率有限的情况下，利用分时发送截断信息的方法，有效提高了功率的利用率，减小了信号的截断误差。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括如下步骤：

步骤1：构建发射机；

步骤1-1：采用M-ary正交振幅调制M-QAM对二进制数据格式的子载波进行变换；假设X_i是第i个子载波在经过M-QAM后的变换结果，为了得到实数传输信号，X_i必须是X_N-i的共轭，即

其中N为子载波数；用向量X＝(X₀,X₁,…,X_N-1)^T表示子载波在经过M-QAM后的变换结果；

步骤1-2：将向量X＝(X₀,X₁,…,X_N-1)^T作为OFDM中快速傅里叶反变换IFFT的输入信号，x[k]为IFFT输出信号的第k个采样，其表达式为：

其中c是调制系数，用来控调制信号的幅度；

步骤1-3：再将IFFT输出信号经过并联式串行转换器，第m个输出表示为

步骤1-4：由于OFDM的特性，x_s[m]为双极性信号，而无线光通信系统只能传输非负信号，从而将x_s[m]的负部分翻转，变为正信号，从而将双极信号转换为单极信号

其表示为：

其中函数g(x)表示为：

在式(2)中，

包含了x_s[m]的正信号和负信号；由于光源发射功率的限制，在式(2)中大于P_max的部分将采用额外的时隙进行传输，从而避免了发射信号受到光源功率限制而产生的截断干扰；则此时CEO-OFDM系统中第m个采样表示为：

步骤1-5：再将x_CEO[m]经过光源非线性截断后，输出信号为：

其中

当子载波数N>64时，实际的OFDM信号x_s[m]被认为是高斯分布的随机变量，其均值为零，方差表示为

经过光源非线性截断后，信号

认为是一个随机变量，其概率密度函数为：

其中erfc(x)是误差互补函数，表示为

步骤2：构建接收机；

步骤2-1：经过采样后的接收信号表示为：

y_CEO[m]＝ρh(αx_CEO[m]+n_clip[m])+n[m]m＝0,1,…,N-1 (8)

其中，ρ是接收机的响应率，h是信道损耗；n[m]为加到接收机上的热噪声与散弹噪声，假设n[m]是均值为零的高斯白噪声，其方差计算为

R_s为发射码元速率，N₀为噪声功率谱密度；其中α是一个常数，由下式计算得到：

ψ(x)是一个非线性函数，表示为：

n_clip[m]为加性噪声，表示在接收机中由于发射功率的限制，光源的截断效应将会导致信号产生的截断畸变，n_clip[m]被表示成一个均值为零的随机变量，其方差由式(11)计算：

步骤2-2：将接收信号经过步骤1重构处理后，将重构信号的第m个样本在一个符号中表示为：

r[m]＝(y_CEO[m]-y_CEO[m+N])·(u[m]-u[m-N])+λ(x_CEO[m])·y_CEO[m+2N]·(u[m]-u[m-N]), (12)

其中u[m]为离散形式的单位阶跃函数，λ(x)是一个用于重构接受信号的系数函数，表示为：

每个子载波上的信噪比SNR计算为：

在已知信噪比的情况下，用式(15)近似计算误码率：

其中，M表示QAM调制时的调制阶数。

本发明的有益效果如下：

现有技术中，用于可见光通信的OFDM技术并未能提出有效的对抗信号截断误差的实用方法。本发明利用分时发送截断信息的方法，有效提高了光源功率的利用率，减小了信号的截断误差。

附图说明

图1为本发明CEO-OFDM系统中发射机原理框图。

图2为本发明CEO-OFDM信号的概率密度函数图示。

图3为本发明CEO-OFDM系统中接收机原理框图。

图4为本发明实施例光源的非线性失真示意图。

图5为OFDM信号的图解，其中(a)双极性，(b)单极OFDM信号(U-OFDM)，(c)CEO-OFDM信号。

图6为本发明实施例不同调制系数下DCO、U、ACO和CEO-OFDM的误码率比较图示。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

一种用于无线光通信系统截断补偿OFDM调制方法CEO-OFDM，包括如下步骤：

步骤1：构建发射机，如图1所示；

步骤1-1：采用M-ary正交振幅调制M-QAM对二进制数据格式的子载波进行变换；假设X_i是第i个子载波在经过M-QAM后的变换结果，为了得到实数传输信号，X_i必须是X_N-i的共轭，即

其中N为子载波数；用向量X＝(X₀,X₁,…,X_N-1)^T表示子载波在经过M-QAM后的变换结果；

步骤1-2：将向量X＝(X₀,X₁,…,X_N-1)^T作为OFDM中快速傅里叶反变换IFFT的输入信号，x[k]为IFFT输出信号的第k个采样，其表达式为：

其中c是调制系数，用来控调制信号的幅度；

步骤1-3：再将IFFT输出信号经过并联式串行转换器，第m个输出表示为

步骤1-4：由于OFDM的特性，x_s[m]为双极性信号，而无线光通信系统只能传输非负信号，从而将x_s[m]的负部分翻转，变为正信号，从而将双极信号转换为单极信号

其表示为：

其中函数g(x)表示为：

在式(2)中，

包含了x_s[m]的正信号和负信号；由于光源发射功率的限制，在式(2)中大于P_max的部分将采用额外的时隙进行传输，从而避免了发射信号受到光源功率限制而产生的截断干扰；则此时CEO-OFDM系统中第m个采样表示为：

步骤1-5：再将x_CEO[m]经过光源非线性截断后，输出信号为：

其中

当子载波数N>64时，实际的OFDM信号x_s[m]被认为是高斯分布的随机变量，其均值为零，方差表示为

经过光源非线性截断后，信号

认为是一个随机变量，其概率密度函数为：

其中erfc(x)是误差互补函数，表示为

图2展示了CEO-OFDM信号的概率密度函数。由于峰值功率的限制，信号分布在[0,P_max]范围内，由于光源的峰值功率限制，一些幅度大于峰值功率的CEO-OFDM信号将会被截断。截断信号可以用Bussgang定理建模，表示为下式：

步骤2：构建接收机，如图3所示；

步骤2-1：经过采样后的接收信号表示为：

y_CEO[m]＝ρh(αx_CEO[m]+n_clip[m])+n[m]m＝0,1,…,N-1 (8)其中，ρ是接收机的响应率，h是信道损耗；n[m]为加到接收机上的热噪声与散弹噪声，假设n[m]是均值为零的高斯白噪声，其方差计算为

R_s为发射码元速率，N₀为噪声功率谱密度；其中α是一个常数，由下式计算得到：

ψ(x)是一个非线性函数，表示为：

n_clip[m]为加性噪声，表示在接收机中由于发射功率的限制，光源的截断效应将会导致信号产生的截断畸变，n_clip[m]被表示成一个均值为零的随机变量，其方差由式(11)计算：

步骤2-2：将接收信号经过步骤1重构处理后，将重构信号的第m个样本在一个符号中表示为：

r[m]＝(y_CEO[m]-y_CEO[m+N])·(u[m]-u[m-N])+λ(x_CEO[m])·y_CEO[m+2N]·(u[m]-u[m-N]), (12)

其中u[m]为离散形式的单位阶跃函数，λ(x)是一个用于重构接受信号的系数函数，表示为：

每个子载波上的信噪比SNR计算为：

在已知信噪比的情况下，用式(15)近似计算误码率：

具体实施例：

在IM/DD系统中，正向电流信号驱动作为发射源的激光二极管和其他光源。由于激光二极管的结构，其输出光功率与输入电流间呈非线性关系。电流饱和导致LD的最大输出光信号将受到峰值功率限额的影响，同时这将会导致调制信号出现截断噪声。如图4所示，当在IM/DD系统中传输多电平或连续值信号时，光源的非线性会导致失真。

CEO-OFDM通过依次传输双极性OFDM信号的正、负以及截断信息，从而传输非负的实数信号。在接收机端，本实施例将对收到的信号进行重构，从而恢复出原始OFDM信号，实现对截断误差的补偿。

CEO-OFDM的基本原理如图5所示。采用了埃米特对称(Hermitian symmetry)后，双极性的实数OFDM信号如图5(a)所示。将图5(a)中的双极性信号按照符号分别采用两个连续时隙进行图传输，从而生成单极性信号，如图5(b)所示。进一步，针对图5(b)中的单极性信号中由于光源发射功率限制而导致的信号阶段，本发明利用额外的时隙，将本应被截断的信号进行再次发送，从而避免了截断误差，其发射信号示意图如5(c)所示。为了保证CEO-OFDM能使信号在接收端能够完全被复原，三个不同的信号时隙需要保证具有相同的持续时间。因此，CEO-OFDM的调制带宽为3R_b/log₂M，其中R_b和M分别表示传输比特率和信号的调制阶数。

图6比较了不同调制系数下，DCO-、ACO-、U-和CEO-OFDM的误码率性能。对于调制系数较低的情况下，DCO-、ACO-、U-、以及CEO-OFDM的误码率性能都随着调制系数的增加而升高。当继续增大调制系数后，由于信号幅度的增加导致信号的截断噪声不断增大，当截断噪声开始占主导地位后，进一步提高调制系数将最终导致误码率性能恶化。当调制指数小于最大发射功率P_max的10％时，DCO-OFDM的误码率性能达到最优。由于传输数据速率相同，CEO-OFDM所需要的带宽为U-和ACO-OFDM的1.5倍，是DCO-OFDM的3倍，因此具有更大的噪声功率。在调制指数相对较小的情况下，CEO-OFDM的BER性能差于其他OFDM技术。随着调制系数的增加，CEO-OFDM的优势越来越明显。由于传输的信号中具有截断补偿的优势，因此可以采用更高的调制指数来提供更高更有效的信噪比(SNR)。由于较高的调制指数会引起严重的削波噪声，所以对于DCO-、U-和ACO-OFDM来说，他们的性能不如CEO-OFDM。

Claims (1)

1.一种用于无线光通信系统截断补偿OFDM调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：构建发射机；

步骤1-1：采用M-ary正交振幅调制M-QAM对二进制数据格式的子载波进行变换；假设X_i是第i个子载波在经过M-QAM后的变换结果，为了得到实数传输信号，X_i必须是X_N-i的共轭，即

其中N为子载波数；用向量X＝(X₀，X₁，…，X_N-1)^T表示子载波在经过M-QAM后的变换结果；

步骤1-2：将向量X＝(X₀，X₁，…，X_N-1)^T作为OFDM中快速傅里叶反变换IFFT的输入信号，x[k]为IFFT输出信号的第k个采样，其表达式为：

其中c是调制系数，用来控调制信号的幅度；

步骤1-3：再将IFFT输出信号经过并联式串行转换器，第m个输出表示为

步骤1-4：由于OFDM的特性，x_s[m]为双极性信号，而无线光通信系统只能传输非负信号，从而将x_s[m]的负部分翻转，变为正信号，从而将双极信号转换为单极信号

其表示为：

其中函数g(x)表示为：

在式(2)中，

包含了x_s[m]的正信号和负信号；由于光源发射功率的限制，在式(2)中大于P_max的部分将采用额外的时隙进行传输，从而避免了发射信号受到光源功率限制而产生的截断干扰；则此时CEO-OFDM系统中第m个采样表示为：

步骤1-5：再将x_CEO[m]经过光源非线性截断后，输出信号为：

其中

当子载波数N＞64时，实际的OFDM信号x_s[m]被认为是高斯分布的随机变量，其均值为零，方差表示为

经过光源非线性截断后，信号

认为是一个随机变量，其概率密度函数为：

其中erfc(x)是误差互补函数，表示为

步骤2：构建接收机；

步骤2-1：经过采样后的接收信号表示为：

y_CEO[m]＝ρh(αx_CEO[m]+n_clip[m])+n[m] m＝0，1，…，N-1 (8)

其中，ρ是接收机的响应率，h是信道损耗；n[m]为加到接收机上的热噪声与散弹噪声，假设n[m]是均值为零的高斯白噪声，其方差计算为

R_s为发射码元速率，N₀为噪声功率谱密度；其中α是一个常数，由下式计算得到：

ψ(x)是一个非线性函数，表示为：

n_clip[m]为加性噪声，表示在接收机中由于发射功率的限制，光源的截断效应将会导致信号产生的截断畸变，n_clip[m]被表示成一个均值为零的随机变量，其方差由式(11)计算：

步骤2-2：将接收信号经过步骤1重构处理后，将重构信号的第m个样本在一个符号中表示为：

r[m]＝(y_CEO[m]-y_CEO[m+N])·(u[m]-u[m-N])+λ(x_CEO[m])·y_CEO[m+2N]·(u[m]-u[m-N])， (12)

其中u[m]为离散形式的单位阶跃函数，λ(x)是一个用于重构接受信号的系数函数，表示为：

每个子载波上的信噪比SNR计算为：

在已知信噪比的情况下，用式(15)近似计算误码率：

其中，M表示QAM调制时的调制阶数。

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