JP2014102237A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるレーダ装置を得ることを目的とする。
【解決手段】信号送信処理部２が、全パルスで共通である単一のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、単一のアンテナパターンを用いて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号を空間に放射し、信号受信処理部４が、パルス毎に異なる複数のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、複数のアンテナパターンを用いて、目標に反射されて戻ってきた信号を受信し、信号処理器５が受信信号を周波数領域に変換する。
【選択図】図１

Description

この発明は、指向性のあるアンテナパターンを用いて、サイドローブクラッタや妨害波等の抑圧を行って、目標を検出するレーダ装置に関するものである。

例えば、以下の非特許文献１に開示されているレーダ装置は、ある特定の方向から入射されるクラッタや妨害波等を抑圧するため、主アンテナの他に補助アンテナを実装し、補助アンテナを用いて、主アンテナのアンテナパターンにおけるクラッタや妨害波等の信号到来方向にヌルを形成するようにしている。
このレーダ装置では、ある特定の方向から入射されるクラッタや妨害波等を抑圧することができるため、目標の検出性能の向上が期待される。

菊間信良、"アレーアンテナによる適応信号処理"、科学技術出版(1999)、pp.13-21、pp.67-86

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、ある特定の方向から入射されるクラッタや妨害波等を抑圧することができるが、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合、抑圧性能が劣化して、目標の検出性能が低下してしまうなどの課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、複数の素子アンテナから構成されているアレーアンテナと、単一のアンテナパターン又は複数のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、そのアンテナパターンを用いて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号を空間に放射する信号送信手段と、複数のアンテナパターン又は単一のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、そのアンテナパターンを用いて、信号送信手段から放射された後、目標に反射されて戻ってきた信号を受信する信号受信手段とを設け、周波数領域変換手段が、信号受信手段により受信された信号を周波数領域の信号に変換するようにしたものである。

この発明によれば、信号送信手段が、単一のアンテナパターン又は複数のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、そのアンテナパターンを用いて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号を空間に放射し、信号受信手段が、複数のアンテナパターン又は単一のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、そのアンテナパターンを用いて、信号送信手段から放射された後、目標に反射されて戻ってきた信号を受信するように構成したので、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができる効果がある。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置の空中線１、信号送信処理部２及び送受信切替処理部３を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部４を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置に形成されたアンテナパターンを示す説明図である。 メインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタとの受信電力（アンテナパターンゲイン調整前の受信電力）を示す説明図である。 メインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタとの受信電力（アンテナパターンゲイン調整後の受信電力）を示す説明図である。 アンテナパターンゲイン調整部６による受信時のアンテナパターンの効果を示す説明図である。 アンテナパターンゲイン調整前後の雑音電力を示す説明図である。 パルス間で電力が一定である場合と、電力が変化する場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）の原理を示す説明図である。 パルス間で電力が一定である場合と、電力が変化する場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）を示す説明図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標とサイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。 複数のアンテナパターンの差分を示す説明図である。 目標候補検出部８によるサイドローブ内の目標候補の有無の判定処理を説明する説明図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部３０を示す構成図である。 ８素子のアンテナパターン（Σパターン、Δパターン）を示す説明図である。 ４素子のアンテナパターン（Σパターン、Δパターン）を示す説明図である。 ４素子のΣパターンと８素子のΔパターンの関係を示す説明図である。 Ｎ_ａ／２素子のΣパターンとＮ_ａ素子のΔパターンを形成するための荷重係数を示す説明図である。 Ｎ_ａ／２素子のΣパターンとＮ_ａ素子のΔパターンとのゲインの差を示す説明図である。 Σパターンのメインローブで受信される目標と、Δパターンのサイドローブで受信されるクラッタの受信電力（アンテナパターンゲイン調整前の受信電力）を示す説明図である。 Σパターンのメインローブで受信される目標と、Δパターンのサイドローブで受信されるクラッタの受信電力（アンテナパターンゲイン調整後の受信電力）を示す説明図である。 Ｎ_ａ／２素子のΣパターンとＮ_ａ素子のΔパターンにおけるゲイン調整調整後のゲインと位相差（位相補償前の位相差）を示す説明図である。 Ｎ_ａ／２素子のΣパターンとＮ_ａ素子のΔパターンにおけるゲイン調整調整後のゲインと位相差（位相補償後の位相差）を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部５０を示す構成図である。 受信時の荷重係数番号ｎ_Σの加算後の受信ビデオ信号を示す説明図である。 異なるアンテナパターンのメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタの受信電力（アンテナパターンゲイン調整前の受信電力）を示す説明図である。 異なるアンテナパターンのメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタの受信電力（アンテナパターンゲイン調整後の受信電力）を示す説明図である。 フィルタ処理部６２によるフィルタ処理の効果を示す説明図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図である。 フィルタ処理部７１によるフィルタ処理の効果を示す説明図である。 この発明の実施の形態４によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図である。 パルス間で電力が一定の信号を符号変調した場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）の原理を示す説明図である。 パルス間で電力が変化する信号を符号変調した場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）の結果を示す説明図である。 符号変調を行う場合の目標とクラッタのパルスドップラ処理（ＦＦＴ）結果を示す説明図である。 フィルタ処理部８２によるフィルタ処理の効果を示す説明図である。 この発明の実施の形態６によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態６によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部９０を示す構成図である。 振幅調整器１０１−ｎ_ａの受信時の荷重係数を示す説明図である（パルス数Ｎ＝８の場合）。 振幅調整器１０１−ｎ_ａの受信時の荷重係数と位相器１０２−ｎ_ａの符号変調との関係を示す説明図である（パルス数Ｎ＝８の場合）。 この発明の実施の形態６によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標のＦＦＴ後の結果を示す説明図である。 目標候補検出部９２のドップラ周波数の判定動作を示す説明図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１において、空中線１は複数の素子アンテナから構成されているアレーアンテナである。
信号送信処理部２は全パルスで共通のアンテナパターン（単一のアンテナパターン）を空中線１に形成し、送受信切替処理部３を通じて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号（以下、「送信ＲＦ信号」と称する）を空間に放射する処理を実施する。なお、信号送信処理部２は信号送信手段を構成している。

送受信切替処理部３は信号送信処理部２が送信ＲＦ信号を空間に放射する際には信号送信処理部２を空中線１に接続し、信号受信処理部４が反射ＲＦ信号（空中線１から放射された送信ＲＦ信号が、目標に反射されて戻ってきた信号）を受信する際には信号受信処理部４を空中線１に接続する処理を実施する。
信号受信処理部４はパルス毎に異なるアンテナパターン（複数のアンテナパターン）を空中線１に形成し、送受信切替処理部３を通じて、反射ＲＦ信号を受信するとともに、その反射ＲＦ信号に対する所定の信号処理を実施して、受信ビデオ信号を出力する処理を実施する。なお、信号受信処理部４は信号受信手段を構成している。

この実施の形態１では、信号送信処理部２が単一のアンテナパターンを空中線１に形成し、信号受信処理部４が複数のアンテナパターンを空中線１に形成する例を説明するが、信号送信処理部２が複数のアンテナパターンを空中線１に形成し、信号受信処理部４が単一のアンテナパターンを空中線１に形成するようにしても、以下の信号処理器５が同様の処理を実施することで、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるようになる。
また、信号送信処理部２が複数のアンテナパターンを形成して信号を送信し、信号受信処理部４が複数のアンテナパターンを形成して信号を受信するようにしても、以下の信号処理器５が同様の処理を実施することで、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるようになる。

信号処理器５はアンテナパターンゲイン調整部６、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９から構成されており、信号受信処理部４から出力された受信ビデオ信号を解析して、目標の候補を検出するとともに、その目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。
この実施の形態１では、信号処理器５を構成しているアンテナパターンゲイン調整部６、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９が、専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、信号処理器５がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器５がコンピュータで構成されている場合、アンテナパターンゲイン調整部６、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

信号処理器５のアンテナパターンゲイン調整部６は信号受信処理部４により複数のアンテナパターンのメインローブで受信される反射ＲＦ信号の受信電力を規則的に変化させることで、複数のアンテナパターンのサイドローブで受信される反射ＲＦ信号の受信電力を均一にするゲイン調整処理を実施する。なお、アンテナパターンゲイン調整部６はゲイン調整手段を構成している。
信号処理器５の周波数領域変換部７はアンテナパターンゲイン調整部６によるゲイン調整処理後の受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換する処理を実施する。なお、周波数領域変換部７は周波数領域変換手段を構成している。

信号処理器５の目標候補検出部８は周波数領域変換部７により変換された周波数領域の信号から目標候補を検出する処理を実施する。
また、目標候補検出部８は信号受信処理部４により単一のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補と、信号受信処理部４により複数のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補とを比較することで、サイドローブ内に存在している目標候補を判別する処理を実施する。
なお、目標候補検出部８は目標候補検出手段を構成している。

信号処理器５の目標相対速度算出部９は目標候補検出部８により検出された目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。なお、目標相対速度算出部９は相対速度算出手段を構成している。
表示器１０は例えば液晶ディスプレイなどから構成されており、信号処理器５により検出された目標候補や、目標候補の相対速度などの情報を表示する処理を実施する。

図２はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の空中線１、信号送信処理部２及び送受信切替処理部３を示す構成図である。
また、図３はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部４を示す構成図である。
図２及び図３では、素子数Ｎ_ａ＝８の等間隔リニアアレーについて示している。以下、ｎ_ａは素子番号を表すものとする。ただし、ｎ_ａ＝１，２，・・・，Ｎ_ａである。
図２及び図３において、局部発振器１１は一定周波数の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成し、その局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調器１２及び信号受信処理部４の受信機２１−ｎ_ａに出力する処理を実施する。
パルス変調器１２は局部発振器１１から出力された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）を位相器１３−ｎ_ａに出力する処理を実施する。

位相器１３−ｎ_ａはパルス変調器１２から出力されたパルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）に対する位相調整処理を実施して、位相調整後の局部発振信号Ｌ’_０，ｎａ（ｔ）を生成し、位相調整後の局部発振信号Ｌ’_０，ｎａ（ｔ）を振幅調整器１４−ｎ_ａに出力する処理を実施する。
振幅調整器１４−ｎ_ａは位相器１３−ｎ_ａから出力された位相調整後の局部発振信号Ｌ’_０，ｎａ（ｔ）に対する振幅調整処理を実施して、振幅調整後の局部発振信号である送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）を生成し、その送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）を送受切替器１５−ｎ_ａに出力する処理を実施する。

送受切替器１５−ｎ_ａは受信切替処理部３を構成しており、振幅調整器１４−ｎ_ａから出力された送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）を素子アンテナ１６−ｎ_ａに出力する一方、素子アンテナ１６−ｎ_ａに入射された反射ＲＦ信号を受信機２１−ｎ_ａに出力する処理を実施する。
素子アンテナ１６−ｎ_ａは空中線１を構成しており、送受切替器１５−ｎ_ａから出力された送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）を空間に放射する一方、目標に反射されて戻ってきた反射ＲＦ信号を送受切替器１５−ｎ_ａに出力する処理を実施する。

受信機２１−ｎ_ａは送受切替器１５−ｎ_ａから出力された反射ＲＦ信号に対して、局部発振器１１から出力された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いてダウンコンバートするとともに、Ａ／Ｄ変換を実施することで、受信ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を生成し、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を振幅調整器２２−ｎ_ａに出力する処理を実施する。ただし、ｎはパルス番号を表し、θは入射角を表すものとする。
振幅調整器２２−ｎ_ａは受信機２１−ｎ_ａから出力された受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、パルス毎に、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）と第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を切り替えながら重み付けを実施し、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ（ｎ，θ）を位相器２３−ｎ_ａに出力する処理を実施する。

位相器２３−ｎ_ａはメインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるように、振幅調整器２２−ｎ_ａから出力された重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ（ｎ，θ）の位相を調整し、位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ（ｎ，θ）を加算器２４に出力する処理を実施する。
加算器２４は位相器２３−ｎ_ａから出力された位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ（ｎ，θ）を加算して、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，θ）を生成する処理を実施する。

次に動作について説明する。
最初に、送信時のアンテナパターンが形成されて、送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）が空間に放射されるまでの処理内容を説明する。
まず、信号送信処理部２の局部発振器１１は、一定周波数の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成し、その局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調器１２及び信号受信処理部４の受信機２１−ｎ_ａに出力する。
信号送信処理部２のパルス変調器１２は、局部発振器１１から局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を受けると、その局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）を位相器１３−ｎ_ａに出力する。

信号送信処理部２の位相器１３−ｎ_ａは、パルス変調器１２からパルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）を受けると、指向性のあるアンテナパターンを形成するために、下記の式（１）に示すように、パルス変調後の局部発振信号Ｌ’_０（ｔ）の位相を調整し、位相調整後の局部発振信号Ｌ’_０，ｎａ（ｔ）を振幅調整器１４−ｎ_ａに出力する。

式（１）において、λ（＝ｃ／ｆ_０）は波長、ｃは光速、ｆ_０は送信周波数、ｄは素子間隔、θ_０はメインローブの指向方向である。
また、ｆｌｏｏｒ（Ｘ）は変数Ｘを越えない最大の整数を表し、符号±は素子番号ｎ_ａが奇数の場合＋、偶数の場合−が代入される。

信号送信処理部２の振幅調整器１４−ｎ_ａは、位相器１３−ｎ_ａから位相調整後の局部発振信号Ｌ’_０，ｎａ（ｔ）を受けると、下記の式（２）に示すように、送信時の荷重係数ｗ_Ｔｘ，Σ（ｎ_ａ）を用いて、位相調整後の局部発振信号Ｌ’_０，ｎａ（ｔ）の振幅を調整し、振幅調整後の局部発振信号である送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）を送受切替器１５−ｎ_ａに出力する。

送信時の荷重係数ｗ_Ｔｘ，Σ（ｎ_ａ）としては、矩形窓、Ｔａｙｌｏｒ窓、Ｄｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ窓などが考えられ、サイドローブレベルやメインローブ幅を用途に合わせて任意に設定することができる。
この実施の形態１では、送信時の荷重係数ｗ_Ｔｘ，Σ（ｎ_ａ）は、パルス毎に変化せず、全パルスで共通であるものとして説明する。

送受切替器１５−ｎ_ａは、信号送信処理部２の振幅調整器１４−ｎ_ａから送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）を受けると、その送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）を素子アンテナ１６−ｎ_ａに出力する。
これにより、素子アンテナ１６−ｎ_ａから送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）が空間に放射される。
このとき、空中線１の素子アンテナ１６−ｎ_ａに形成されるアンテナパターンは、図４（ａ）に示すように、指向性を持つメインローブとサイドローブからなる。
なお、送信時の荷重係数ｗ_Ｔｘ，Σ（ｎ_ａ）は全パルスで共通であり、パルス毎に変化しないため、送信時のアンテナパターンは変化しない。

次に、受信時のアンテナパターンが形成されて、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，θ）が生成されるまでの処理内容を説明する。
ここでは、入射角θにある目標（あるいは、クラッタ）を想定して説明する。
空間に放射された送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）は目標に反射され、目標に反射された送信ＲＦ信号Ｌ”_０，ｎａ（ｔ）は反射ＲＦ信号として空中線１の素子アンテナ１６−ｎ_ａに入射される。
空中線１の素子アンテナ１６−ｎ_ａは、入射された反射ＲＦ信号を送受切替器１５−ｎ_ａに出力する。

送受切替器１５−ｎ_ａは、素子アンテナ１６−ｎ_ａから反射ＲＦ信号を受けると、その反射ＲＦ信号を信号受信処理部４の受信機２１−ｎ_ａに出力する。
信号受信処理部４の受信機２１−ｎ_ａは、送受切替器１５−ｎ_ａから反射ＲＦ信号を受けると、その反射ＲＦ信号に対して、局部発振器１１から出力された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いてダウンコンバートするとともに、Ａ／Ｄ変換を実施することで、受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を生成し、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を振幅調整器２２−ｎ_ａに出力する。
ここで、受信ＲＦ信号は、全入射角からの信号であるが、振幅調整器２２−ｎ_ａ、位相器２３−ｎ_ａ及び加算器２４での説明の都合上、入射角θからの受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）として説明する。また、メインローブの指向方向をθ_０＝０として説明する。なお、ｎはパルス番号を表している。

信号受信処理部４の振幅調整器２２−ｎ_ａは、受信機２１−ｎ_ａから受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（３）に示すように、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、パルス毎に、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）と第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を切り替えながら重み付けを実施し、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ（ｎ，θ）を位相器２３−ｎ_ａに出力する。ただし、Ｎはパルス数を表している。

受信時の第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）と第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）としては、図４（ｂ）に示すように、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（ｎ_ａ，θ）におけるサイドローブと、第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（ｎ_ａ，θ）におけるサイドローブとを比較したとき、サイドローブの形状はほぼ同じになるが、ゲイン（サイドローブレベル）は異なるような特性を有する荷重係数（窓関数）が用いられる。
例えば、下記の式（４）に示されるようなＤｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ窓が用いられる。

式（４）におけるβは、下記の式（５）で表される。

式（５）において、ＳＬＬはサイドローブの減衰量（サイドローブレベル）である。
また、ｃｏｓｈ（Ｘ）は変数Ｘの双曲線余弦関数である。

信号受信処理部４の位相器２３−ｎ_ａは、振幅調整器２２−ｎ_ａから重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（６）にしたがって、メインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるように、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ（ｎ，θ）の位相を調整し、位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ（ｎ，θ）を加算器２４に出力する。

ただし、式（６）の符号±は、素子番号ｎ_ａが奇数の場合＋、偶数の場合−が代入される。

信号受信処理部４の加算器２４は、位相器２３−ｎ_ａから位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（７）にしたがって、それらの受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ（ｎ，θ）の総和を求めることで、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，θ）を生成する。

なお、信号受信処理部４の加算器２４により生成された受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，θ）は、送信時と受信時のアンテナパターンを用いて送受信された受信ビデオ信号になり、入射角θにある相対距離ｖ、相対速度Ｒ_０、振幅Ａの目標（あるいはクラッタ）からの受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，θ）は、下記の式（８）で表される。

ただし、式（８）において、Ｔ_ｐｒｉはパルス繰り返し周期、Σ_Ｔｘ，（Ｎ_ａ，θ）は送信時のアンテナパターン(式（９）)、Σ_Ｒｘ，１（ｎ_ａ，θ）は受信時の第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）で形成された受信時の第１のアンテナパターン（式（１０））、Σ_Ｒｘ，２（ｎ_ａ，θ）は受信時の第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）で形成された受信時の第２のアンテナパターン（式（１１））である。

加算器２４は、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，θ）を生成すると、下記の式（１２）に示すように、受信ビデオ信号Ｖ（ｎ，θ）を加算することで、全入射角θからの受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ）を生成し、その受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ）を信号処理器５に出力する。

信号処理器５は、信号受信処理部４の加算器２４から全入射角θからの受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ）を受けると、その受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ）を解析して、目標候補を検出するとともに、その目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する。
以下、目標はメインローブで受信され、クラッタ（あるいは干渉波）はサイドローブで受信されるとして、信号処理器５の処理内容を具体的に説明する。

信号処理器５のアンテナパターンゲイン調整部６には、全入射角θからの受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ）が入力されるが、この実施の形態１では、図４（ｂ）に示すように、パルス毎に、サイドローブレベルが異なる第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（ｎ_ａ，θ）と、第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（ｎ_ａ，θ）とで受信される。
このとき、パルス毎に一定のゲインを有するメインローブで受信される目標は、図５（ａ）に示すように、パルス毎に一定の受信電力で受信される。
一方、パルス毎にゲインが異なるサイドローブで受信されるクラッタは、図５（ｂ）に示すように、パルス毎に、サイドローブレベルの変化に応じて受信電力が規則的に変化する。

アンテナパターンゲイン調整部６は、サイドローブで受信されるクラッタの受信電力を一定にするために、第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（ｎ_ａ，θ）におけるサイドローブのレベルと、第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（ｎ_ａ，θ）におけるサイドローブのレベルとの差α_ＳＬＬ（あるいは、レベルの比）を用いて、下記の式（１３）に示すように、受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ）のゲインを調整し、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）を周波数領域変換部７に出力する。

アンテナパターンゲイン調整部６によりゲイン調整が行われることで、メインローブで受信される目標は、図６（ａ）に示すように、パルス毎に規則的に変化する受信電力になる。
一方、サイドローブで受信されるクラッタは、図６（ｂ）に示すように、パルス毎に一定の受信電力になる。
したがって、アンテナパターンゲイン調整部６のゲイン調整処理により、図７に示すように、サイドローブはほぼ変化せず、メインローブは規則的に変化する所望の複数の受信アンテナパターンを用いたことと等価になる。
このように、所望の複数のアンテナパターンを用いたことにより、メインローブで受信される目標の振幅のみが変調されて、サイドローブで受信されるクラッタの振幅は変調されないため、目標とクラッタに異なる変調を行うことが可能になる。

また、アンテナパターンゲイン調整部６では、サイドローブレベルの差による振幅差α_ＳＬＬを用いて、サイドローブレベルを一定にしているが、受信時の第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）に対して振幅差α_ＳＬＬで減算するようにしてもよい。
この場合、アンテナパターンゲイン調整部６を用いなくても、サイドローブはほぼ変化せず、メインローブは規則的に変化する所望の複数の受信アンテナパターンで受信された信号を得ることが可能になる。
また、アンテナパターンゲイン調整部６によりゲイン調整が行われることで、目標と図８（ｂ）に示す雑音も電力が変化する。

信号処理器５の周波数領域変換部７は、アンテナパターンゲイン調整部６からゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）を受けると、下記の式（１４）に示すように、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）することで、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）を生成し、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）を目標候補検出部８に出力する。

式（１４）において、ｋは周波数領域のサンプリング番号、Ｎ_ＦＦＴはＦＦＴ点数を表している。
ただし、Ｎ_ＦＦＴ＞Ｎのときには、受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）に０を代入する。
なお、周波数領域変換部７は、パルス数Ｎよりも多いＦＦＴ点数Ｎ_ＦＦＴで周波数領域変換を行うようにしている、これにより、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）が高サンプリングされるため、高精度なドップラ周波数（目標相対速度）を算出することが可能になる。

周波数領域変換部７は、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）を高速フーリエ変換して、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）を生成すると、例えば、ブラックマン窓関数等を用いて、窓関数処理を行うことで、周波数領域の信号におけるサイドローブを抑圧する。
そのため、目標がそれ以外の信号のサイドローブに埋もれることを避けることが可能になり、目標の検出性能が向上する。

ここで、周波数領域変換部７が式（１４）のＦＦＴを行うことによる効果について説明する。
ＦＦＴ（コヒーレント積分）によって、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）が周波数領域の信号に変換されるが、目標はコヒーレントに目標ドップラ周波数に積分され、雑音はノンコヒーレントに様々なドップラ周波数に積分される。
周波数領域変換部７がＦＦＴ（コヒーレント積分）を行うことで、ＦＦＴによるＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）の改善度ＳＮＲ_{ＦＦＴ，ｉｍｐ}が下記の式（１５）で表され、周波数領域の目標のＳＮＲが、時間領域の目標よりＳＮＲが向上するため、目標の検出性能が向上する。

式（１５）において、Ａ_ｔｇｔは目標の振幅、σ_{ｎｏｉｓｅ}は雑音の振幅を表している。
なお、コヒーレントな目標信号に対して、振幅情報しか用いないノンコヒーレント積分をした場合は、ＳＮＲが向上しないため、振幅情報と位相情報を用いるＦＦＴは、ＳＮＲを向上させ、検出性能を向上させるために有効な手段となる。

図９はパルス間で電力が一定である場合と、電力が変化する場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）の原理を示す説明図である。
図９を参照しながら、コヒーレント積分（ＦＦＴ）について説明する。
図９（ａ）はパルス間（パルス繰り返し周期ＰＲＩ：Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）で電力が一定の場合を示し、図９（ｂ）はパルス間（ＰＲＩ）で電力が変化する場合を示している。
図９の左図は、真のドップラ周波数ω_ｄの積分を示し、右図は真のドップラ周波数（真のドップラ周波数ω_ｄと位相πだけ異なる位相）ω_ｄ＋πの積分を示している。
このとき、真のドップラ周波数（位相）ω_ｄは、下記の式（１６）で表される。ただし、ｆ_ｄは真のドップラ周波数、ｖ_ｄは目標あるいはクラッタのドップラ速度を表している。

図９（ａ）の左図に示すパルス間で電力一定の場合（図６（ｂ））、真のドップラ周波数（位相）ω_ｄの積分では同位相になって積分される。
図９（ａ）の右図に示すパルス間で電力一定の場合（図６（ｂ））、真のドップラ周波数ω_ｄ＋πの積分では、パルス間で逆位相になり、電力（振幅）が同じであるため、相殺されて積分されない。
したがって、図１０（ａ）に示すように、パルス間で電力一定の場合、ＦＦＴ後、真のドップラ周波数（位相）ω_ｄのみに積分される。

一方、図９（ｂ）の左図に示すパルス間で電力が変化する場合（図６（ａ））、真のドップラ周波数（位相）ω_ｄの積分では、電力（振幅）がパルス毎に変化するが、同位相のため積分される。
図９（ｂ）の右図に示すパルス間で電力が変化する場合（図６（ａ））、真のドップラ周波数ω_ｄ＋πの積分では、パルス間で逆位相になるが、電力（振幅）が異なるため、相殺されず、パルス毎の電力（振幅）の差分が積分される。
したがって、図１０（ｂ）に示すように、パルス間で電力が変化する場合、ＦＦＴ後、真のドップラ周波数（位相）ω_ｄだけでなく、真のドップラ周波数ω_ｄ＋πにも積分される。

ここで、図１１はこの発明の実施の形態１によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。
特に、図１１（ａ）は単一のアンテナパターンを用いる場合を示し、図１１（ｂ）は複数のアンテナパターンを用いる場合を示している。
図１１（ａ）より、サイドローブクラッタに埋もれる目標は、検出が困難であることが分かる。
非特許文献１に開示されているレーダ装置は、サイドローブクラッタの抑圧のために、補助アンテナを用いて、ある特定の方向にヌルを形成しているアンテナパターンを用いるが、図１１（ａ）のように、幅広い方向にヌルを形成することは困難であるため、サイドローブクラッタを抑圧することができず、目標を検出することはできなかった。

図１１（ｂ）より、パルス間で電力一定のサイドローブクラッタは、図１１（ａ）と同様に存在するが、異なる位相に積分されることはない。ただし、厳密にはゲイン調整後のパルス間のサイドローブクラッタの電力の差分が異なる位相ω_ｄ＋π周辺に積分されるが、位相ω_ｄ＋π周辺では、図１２に示すように、サイドローブが十分に抑圧されたアンテナパターンで受信された受信信号と等価になり、位相ω_ｄの 周辺のサイドローブクラッタと比べて十分に抑圧され、目標の検出が可能になる。
一方、複数のアンテナパターンとアンテナパターンゲイン調整部６によって、受信電力がパルス毎に規則的に変化するメインローブで受信する目標は、位相がπだけ異なる成分が生じて、サイドローブクラッタの分離と抑圧が可能になる。したがって、この実施の形態１により、サイドローブクラッタの抑圧性能が向上し、目標の検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

上記で示したように、目標がサイドローブと位相がπだけ異なる周波数で検出できるようにするために、信号送信処理部２は、下記の式（１７）に示すように、想定するクラッタの周波数帯域ｆ_{ｗ，ｃｌｔ}からパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉの条件を算出し、この条件の下で動作する。

クラッタの周波数帯域ｆ_{ｗ，ｃｌｔ}は、静止クラッタを想定した場合、レーダ装置の速度ｖ_ｒｄｒから、下記の式（１８）のように算出することができる。

したがって、式（１７）及び式（１８）からレーダ装置の速度ｖ_ｒｄｒより低い相対速度の目標がクラッタに埋もれることなく、検出することが可能になる。

信号処理器５の目標候補検出部８は、周波数領域変換部７から周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）を受けると、その受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）に対して、例えば、信号電力に基づく、ＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理を実施することで目標候補を検出する。ＣＦＡＲ処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
また、目標候補検出部８は、信号受信処理部４により単一のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補（例えば、図１３（ａ）を参照）を事前に記憶しておき、受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）に対するＣＦＡＲ処理を実施することで、信号受信処理部４により複数のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補（例えば、図１３（ｂ）を参照）を検出すると、単一のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補と、複数のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補とを比較することで、サイドローブ内に存在している目標候補を判別する。
単一のアンテナパターンが用いられた場合には検出されないが、複数のアンテナパターンが用いられた場合には検出される目標候補は、サイドローブ内に存在している目標候補であると判別される。

信号処理器５の目標相対速度算出部９は、目標候補検出部８が目標候補を検出すると、下記の式（１９）に示すように、その目標候補のドップラ周波数ｆ_{ｄ，ｔｇｔ}から目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔを算出する。

ただし、目標候補検出部８によりサイドローブ内に存在している判定された目標候補については、下記の式（２０）に示すように、目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔを算出する。

式（２０）において、ＰＲＦはパルス繰り返し周波数（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）である。

信号処理器５により検出された目標候補や、目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔなどの情報は、表示器１０により表示される。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、信号送信処理部２が、全パルスで共通である単一のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、単一のアンテナパターンを用いて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号を空間に放射し、信号受信処理部４が、パルス毎に異なる複数のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、複数のアンテナパターンを用いて、目標に反射されて戻ってきた信号を受信するように構成したので、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができる効果を奏する。

即ち、この実施の形態１によれば、全パルスにおいて変化しない送信時のアンテナパターンを用いて信号を送信する一方、パルス毎にサイドローブレベルが規則的に変化する受信時のアンテナパターンを用いて信号を受信する。そして、サイドローブで受信される受信信号の電力がほぼ一定になるようにゲイン調整を行うことで、メインローブで受信される目標は受信電力が規則的に変化し、サイドローブで受信されるクラッタは受信電力がほぼ一定となる。このため、目標とクラッタで異なる変調を行うことになり、ＦＦＴによる周波数領域変換後、メインローブで受信される目標のみ、位相πだけ異なる位相にも積分されるため、単一アンテナパターンではサイドローブクラッタに埋もれて検出が困難な目標を、サイドローブ分離・抑圧ができて、検出性能が向上したレーダ装置を得ることができる。

この実施の形態１では、アンテナパターンゲイン調整部６から出力されたゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）が周波数領域変換部７に入力されるものを示したが、アンテナパターンゲイン調整部６と周波数領域変換部７の間にフィルタ処理部（フィルタ処理手段）を実装し、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）が周波数領域変換部７に入力されるようにしてもよい。
アンテナパターンゲイン調整部６と周波数領域変換部７の間に実装されるフィルタ処理部としては、例えば、アンテナパターンゲイン調整部６から出力されたゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）に対して、下記の式（２１）に示すようなパルス間のフィルタ処理を実施して、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{Ｇ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成するものが考えられる。

フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{Ｇ，ＭＴＩ}（ｎ）は、サイドローブクラッタが抑圧されるため、目標の検出性能が向上する。
ここでは、フィルタ処理として、式（２１）で表されるＭＴＩ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を用いているが、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタや、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどを用いるようにしてもよい。

この実施の形態１では、信号送信処理部２が単一のアンテナパターンを形成して信号を送信し、信号受信処理部４が複数のアンテナパターンを形成して信号を受信するものを示したが、信号送信処理部２が複数のアンテナパターンを形成して信号を送信し、信号受信処理部４が単一のアンテナパターンを形成して信号を受信するようにしても、信号処理器５が同様の処理を実施することで、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるようになる。
また、信号送信処理部２が複数のアンテナパターンを形成して信号を送信し、信号受信処理部４が複数のアンテナパターンを形成して信号を受信するようにしても、信号処理器５が同様の処理を実施することで、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるようになる。

この実施の形態１では、複数のアンテナパターンのサイドローブで受信される信号の電力をほぼ一定にして、メインローブで受信される信号の電力を規則的に変化させる処理を、アンテナパターンゲイン調整部６の信号処理で実現しているため、Ｈ／Ｗ規模の改修が少なくてよい効果が得られる。
また、アンテナパターンゲイン調整部６の処理は、図３の振幅調整器15-n_aで行うようにしても良い。この場合は、パルス毎にメインローブで受信される信号の電力が規則的に変化して、サイドローブで受信される信号電力はほぼ一定になり、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるようになる。

また、この実施の形態１では、アレーアンテナである空中線１がリニアアレーであるものを示したが、例えば、平面アレー等の２次元アレーである場合も同様の効果が得られる。
この実施の形態１では、パルス毎にサンプリングした受信ビデオ信号として説明したが、ＰＲＩ内をサンプリングして信号処理を行う場合も同様の効果がある。
また、この実施の形態１では、補助アンテナが不要で、Ｈ／Ｗ規模を小さくできる効果がある。

実施の形態２．
図１４はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図１５はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部３０を示す構成図であり、図において、図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図１５では、素子数Ｎ_ａ＝８の等間隔リニアアレーについて示している。以下、ｎ_ａは素子番号を表すものとする。ただし、ｎ_ａ＝１，２，・・・，Ｎ_ａである。

信号受信処理部３０は複数のアンテナパターンを空中線１に形成し、送受信切替処理部３を通じて、反射ＲＦ信号を受信するとともに、その反射ＲＦ信号に対する所定の信号処理を実施して、受信ビデオ信号を出力する処理を実施する。なお、信号受信処理部３０は信号受信手段を構成している。

信号受信処理部３０の振幅調整器３１−ｎ_ａは受信機２１−ｎ_ａから出力された受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、Σパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Σ（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施して、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を位相器３２−ｎ_ａに出力する。また、受信機２１−ｎ_ａから出力された受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、Δパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Δ（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施して、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を位相器３２−ｎ_ａに出力する処理を実施する。

位相器３２−ｎ_ａはメインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるように、振幅調整器３１−ｎ_ａから出力された重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_Σ，ｎａ（ｎ，θ）及びの受信ＩＦ信号Ｖ”_Δ，ｎａ（ｎ，θ）の位相を調整して、Σパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を加算器３３ａに出力し、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算器３３ｂ，３３ｃに出力する処理を実施する。

加算器３３ａは位相器３２−ｎ_ａから出力されたΣパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を加算して、Σパターンの受信ＩＦ信号Ｖ_Σ（ｎ，θ）を生成するとともに、そのΣパターンの受信ＩＦ信号Ｖ_Σ（ｎ，θ）から全入射角θからのΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ（ｎ）を算出する処理を実施する。
加算器３３ｂは位相器３２−１，３２−３，３２−５，３２−７から出力されたΔパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算して、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，１（ｎ，θ）を生成する処理を実施する。
加算器３３ｃは位相器３２−２，３２−４，３２−６，３２−８から出力されたΔパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算して、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，２（ｎ，θ）を生成する処理を実施する。
減算器３４は加算器３３ｂにより生成された受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，１（ｎ，θ）から加算器３３ｃにより生成された受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，２（ｎ，θ）を減算して、Δパターンの受信ビデオ信号Ｖ_Δ（ｎ，θ）を生成するとともに、そのΔパターンの受信ＩＦ信号Ｖ_Δ（ｎ，θ）から全入射角θからのΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）を算出する処理を実施する。

信号処理器４０はアンテナパターンゲイン調整部４１、アンテナパターン位相補償部４２、周波数領域変換部４３、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部４４から構成されており、信号受信処理部３０から出力された受信ビデオ信号を解析して、目標候補を検出するとともに、その目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。
この実施の形態２では、信号処理器４０を構成しているアンテナパターンゲイン調整部４１、アンテナパターン位相補償部４２、周波数領域変換部４３、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部４４が、専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、信号処理器４０がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器４０がコンピュータで構成されている場合、アンテナパターンゲイン調整部４１、アンテナパターン位相補償部４２、周波数領域変換部４３、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部４４の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

信号処理器４０のアンテナパターンゲイン調整部４１は素子数が異なることによるサイロローブゲインの差に基づき、信号受信処理部３０から出力された４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ（ｎ）のゲインを調整して、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）を生成し、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と信号受信処理部３０から出力された８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）をアンテナパターン位相補償部４２に出力する処理を実施する。なお、アンテナパターンゲイン調整部４１はゲイン調整手段を構成している。

信号処理器４０のアンテナパターン位相補償部４２はアンテナパターンゲイン調整部４１から出力されたゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）間の位相差を補償し、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と位相補償後の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を周波数領域変換部４３に出力する処理を実施する。なお、アンテナパターン位相補償部４２は位相補償手段を構成している。

信号処理器４０の周波数領域変換部４３はアンテナパターン位相補償部４２から出力されたゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と位相補償後の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を高速フーリエ変換して、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ_Σ，Δ（ｋ）を生成する処理を実施する。なお、周波数領域変換部４３は周波数領域変換手段を構成している。
信号処理器４０の目標相対速度算出部４４は目標候補検出部８により検出された目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。なお、目標相対速度算出部４４は相対速度算出手段を構成している。

次に動作について説明する。
上記実施の形態１では、パルス毎に異なる受信時のアンテナパターンを得るために、受信時の荷重係数を変化させた異なるΣパターンで実現しているものを示したが、この実施の形態２では、受信時の複数のアンテナパターンを得るために、ΣパターンとΔパターンで実現するものを説明する。
即ち、この実施の形態２では、受信時の複数のアンテナパターンにおけるサイドローブはほぼ変化せずに、メインローブが規則的に変化するものとして、複数のアンテナパターンをΣパターンとΔパターンで実現する方法について説明する。

信号送信処理部２及び送受信切替処理部３の処理内容は、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
下記の式（２２）で表される入射角θから各素子アンテナ１６−ｎ_ａに入射される受信ビデオ信号Ｓ_ｎａ（ｔ,θ）を用いて説明を行う。

式（２２）において、Ｓ_０（ｔ）は入射波の時間波形、ｔは時刻である。±が上下逆転している符号は素子番号ｎ_ａが奇数の場合−、偶数の場合＋が代入される。
また、信号受信処理部３０の振幅調整器３１−ｎ_ａでの振幅調整は矩形窓、位相器３２−ｎ_ａでの位相調整はメインローブの指向方向θ_０＝０（ｓｉｎθ_０＝０）として記述を省略している。

８素子の受信ビデオ信号Ｓ_ｎａ（ｔ，θ）の和（Σ）信号Ｓ_８，Σ（ｔ，θ）と差（Δ）信号Ｓ_８，Δ（ｔ，θ）は、それぞれ下記の式（２３）と式（２４）で表される。ここで、Σ（８，θ）は８素子のΣパターン、Δ（８，θ）は８素子のΔパターンである。

図１６は８素子のアンテナパターン（Σパターン、Δパターン）を示す説明図である。ただし、Σパターンの最大ゲインで正規化している。
図１６に示すように、同じ８素子のΣパターンとΔパターンでヌル（ｎｕｌｌ）となる入射角とサイドローブレベルが異なることが分かる。
この実施の形態２では、所望の複数のアンテナパターンを実現するために、Δパターンでメインローブの中心（図１６では、角度０度）にヌルを形成し、かつ、Σパターンのサイドローブと同じ入射角にヌルを形成している。
以下、ΣパターンとΔパターンがヌルとなる入射角について説明する。

図１６に示すように、入射角（メインビームの指向方向）が０度の場合、Σパターンは最大ゲイン、Δパターンはヌルになる。
どの素子数の場合においても、入射角０度のΔパターンはヌルになる。したがって、パルス毎に、ΣパターンとΔパターンで交互に切り替えたメインローブで受信された受信信号の電力は、規則的に変化することが可能になる。
入射角０度以外では、上記の式（２３）と式（２４）より、８素子のΣパターンΣ（８，θ）、ΔパターンΔ（８，θ）がヌルを形成する条件の一つとして、それぞれ下記の式（２５）と式（２６）を満たす必要がある。

したがって、入射角０度以外に、式（２５）より式（２７）の場合、８素子のΣパターンΣ（８，θ）がヌルを形成し、式（２６）より式（２８）の場合、ΔパターンΔ（８，θ）がヌルを形成する。

式（２７）と式（２８）より、ΣパターンとΔパターンのヌルとなる入射角を一致するためには、以下のどちらかを満たす必要がある。
（１）素子間隔が同じ場合、Σパターンの素子数に比べて、Δパターンの素子数を２倍に
する。
（２）素子数が同じ場合、Σパターンの素子間隔に比べて、Δパターンの素子間隔を２倍
にする。
以降、（１）のように、ΣパターンとΔパターンの素子間隔が同じとして、素子数が４，８の場合について説明する。

式（２３）と式（２４）と同様に、４素子を想定して展開すると、４素子のΣパターンとΔパターンは図１７のように表される。
図１７の４素子のΣパターンと図１６の８素子のΔパターンは、図１８に示すように、メインローブの形状が異なるが、サイドローブのヌルとなる入射角がほぼ一致し、かつ、サイドローブの形状がほぼ一致することが分かる。ただし、異なる素子数による受信電力の差は調整されているとして説明する。

したがって、この実施の形態２では、複数のアンテナパターンとして、異なる素子数のΣパターンとΔパターンで交互に受信することによって、サイドローブクラッタの分離・抑圧性能の向上したレーダ装置を実現することができる。
以下、上記の（１）のように、ΣパターンとΔパターンの素子間隔が同じとし、受信時のアンテナパターンとして、４素子のΣパターン、８素子のΔパターンの場合について説明する。

信号受信処理部３０の受信機２１−ｎ_ａは、送受切替器１５−ｎ_ａから反射ＲＦ信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、その反射ＲＦ信号に対して、局部発振器１１から出力された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いてダウンコンバートするとともに、Ａ／Ｄ変換を実施することで、受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を生成し、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を振幅調整器３１−ｎ_ａに出力する。

信号受信処理部３０の振幅調整器３１−ｎ_ａは、受信機２１−ｎ_ａから受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（２９）に示すように、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、Σパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Σ（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施し、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を位相器３２−ｎ_ａに出力する。

また、下記の式（３０）に示すように、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、Δパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Δ（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施し、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を位相器３２−ｎ_ａに出力する。

Σパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Σ（ｎ_ａ）と、Δパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Δ（ｎ_ａ）として、矩形窓、ハミング窓、Ｔａｙｌｏｒ窓、Ｄｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ窓等が考えられ、サイドローブレベルやメインローブ幅を用途に合わせて任意に設定することができる。
ただし、加算する４素子の受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、同じ窓関数を用いるものとする。ここでは、ハミング窓を用いた場合として説明する。

振幅調整器３１−ｎ_ａがハミング窓を用いる場合、図１９に示すように、下記の式（３１）にしたがってΣパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Σ（ｎ_ａ）を算出し、下記の式（３２）にしたがってΔパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Δ（ｎ_ａ）を算出する。

ただし、Σパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Σ（ｎ_ａ）の算出にハミング窓を用い、Δパターン用の受信時の荷重係数ｗ_Ｒｘ，Δ（ｎ_ａ）の算出にハミング窓とその他の窓関数を乗算したもの（例えば、コサイン窓）を用いることで、よりサイドローブレベルの形状をほぼ同じにすれば、サイドローブクラッタの抑圧性能が向上する。

信号受信処理部３０の位相器３２−ｎ_ａは、振幅調整器３１−ｎ_ａから重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_Σ，ｎａ（ｎ，θ）及び受信ＩＦ信号Ｖ”_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を受けると、メインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるようにするために、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_Σ，ｎａ（ｎ，θ）及び受信ＩＦ信号Ｖ”_Δ，ｎａ（ｎ，θ）の位相を調整する。
位相器３２−ｎ_ａは、Σパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を加算器３３ａに出力し、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算器３３ｂ，３３ｃに出力する。
即ち、位相器３２−１〜３２−４は、Σパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を加算器３３ａに出力し、位相器３２−１，３２−３，３２−５，３２−７は、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算器３３ｂに出力し、位相器３２−２，３２−４，３２−６，３２−８は、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算器３３ｃに出力する。

信号受信処理部３０の加算器３３ａは、位相器３２−１〜３２−４からΣパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（３３）に示すように、Σパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Σ，ｎａ（ｎ，θ）を加算して、Σパターンの受信ＩＦ信号Ｖ_Σ（ｎ，θ）を生成する。

また、加算器３３ａは、Σパターンの受信ＩＦ信号Ｖ_Σ（ｎ，θ）から、下記の式（３４）に示すように、全入射角θからのΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ（ｎ）を算出する。

信号受信処理部３０の加算器３３ｂは、位相器３２−１，３２−３，３２−５，３２−７からΔパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（３５）に示すように、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算して、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，１（ｎ，θ）を生成する。

信号受信処理部３０の加算器３３ｃは、位相器３２−２，３２−４，３２−６，３２−８からΔパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（３６）に示すように、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_Δ，ｎａ（ｎ，θ）を加算して、Δパターン用の位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，２（ｎ，θ）を生成する。

信号受信処理部３０の減算器３４は、加算器３３ｂが受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，１（ｎ，θ）を生成し、加算器３３ｃが受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，２（ｎ，θ）を生成すると、下記の式（３７）に示すように、その受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，１（ｎ，θ）から受信ＩＦ信号Ｖ_Δ，２（ｎ，θ）を減算して、Δパターンの受信ビデオ信号Ｖ_Δ（ｎ，θ）を生成する。

また、減算器３４は、Δパターンの受信ＩＦ信号Ｖ_Δ（ｎ，θ）から、下記の式（３８）に示すように、全入射角θからのΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）を算出する。

信号処理器４０のアンテナパターンゲイン調整部４１には、信号受信処理部３０からΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ（ｎ）と、Δパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）が入力される。
受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ（ｎ）と、受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）は、１素子に受信される電力が同じとした場合、素子数が異なるため、生成された受信ビデオ信号の電力は異なる。
したがって、図２０に示すように、素子数が異なることによって、受信時の４素子のΣパターンと８素子のΔパターンのサイドローブレベルが異なり、図２１（ｂ１）（ｂ２）に示すように、サイドローブで受信される信号の電力が同じにならない。

アンテナパターンゲイン調整部４１は、素子数が異なることによるサイロローブゲインの差に基づき、下記の式（３９）にしたがって４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ（ｎ）のゲインを調整して、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）を生成する。

アンテナパターンゲイン調整部４１は、４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ（ｎ）のゲインを調整すると、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と信号受信処理部３０から出力された８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）をアンテナパターン位相補償部４２に出力する。

信号処理器４０のアンテナパターン位相補償部４２は、アンテナパターンゲイン調整部４１からゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）を受けると、異なるアンテナパターンである受信時の４素子のΣパターンと、受信時の８素子のΔパターンで受信された受信ビデオ信号をコヒーレントに積分できるようにするために、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）間の位相差を補償する。
具体的には、以下の通りである。

周知のように余弦関数ｃｏｓ（θ）と正弦関数ｓｉｎ（θ）は、位相差±９０度（π／２）の関係にある。
また、式（２３）より８素子のΣパターンは、余弦関数ｃｏｓ（２π／λｄｓｉｎθ）の項、式（２４）より８素子のΔパターンは正弦関数ｓｉｎ（２π／λｄｓｉｎθ）の項が含まれており、この位相差±９０度（π／２）の関係がある。
ここでは、同じ素子間隔で、異なる素子数のΣパターンとΔパターンで受信されるが、余弦関数ｃｏｓと正弦関数ｓｉｎの関係があり、図２３（ｂ）に示すように、入射角θによって、受信時にΣパターンで受信された受信ビデオ信号と受信時にΔパターンで受信された受信ビデオ信号では、±９０度（π／２）の位相差がある。
この実施の形態２では、受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）をパルス毎に交互に受信した受信ビデオ信号として、ＦＦＴを行うが、位相差±９０度（π／２）がある場合、信号をコヒーレントに積分することができない。

そこで、アンテナパターン位相補償部４２は、異なるアンテナパターンである受信時の４素子のΣパターンと受信時の８素子のΔパターンで受信された受信ビデオ信号をコヒーレントに積分を可能にするために、８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Δ（ｎ）に対して、下記の式（４０）に示すような位相補償を実施して、位相補償後の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を生成する。

式（４０）において、φ_ｃｏｒは位相補償量を表している。

位相補償前は位相差±π/２あり、位相補償量として、そのどちらかを設定するが、例えば、位相補償量φ_ｃｏｒ＝−π／２（−９０度）を設定した場合、図２４（ｂ）に示すように、位相補償前の位相差π／２は位相補償によって、位相補償後の位相差が０になる。または、位相補償前の位相差−π／２は位相補償によって、位相補償後の位相差がπになる。
その結果、異なるアンテナパターンである受信時の４素子のΣパターンと受信時の８素子のΔパターンで受信された受信ビデオ信号をパルス毎に交互に受信した信号に対して、コヒーレント積分が可能になり、サイドローブクラッタの分離・抑圧が可能になる。
アンテナパターン位相補償部４２は、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と位相補償後の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を周波数領域変換部４３に出力する。

信号処理器４０の周波数領域変換部４３は、アンテナパターン位相補償部４２からゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と位相補償後の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を受けると、下記の式（４１）にしたがって、ゲイン調整後の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と位相補償後の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）とがパルス毎に交互に受信されたように、時間領域のΣパターンとΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Σ，Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を生成する。

周波数領域変換部４３は、時間領域のΣパターンとΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Σ，Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を生成すると、下記の式（４２）に示すように、その受信ビデオ信号Ｖ’_{Σ，Δ，ｃｏｒ}（ｎ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ_Σ，Δ（ｋ）を生成する。

図２５はこの発明の実施の形態２によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。
Ｎ_ａ／２素子のΣパターンとＮ_ａ素子のΔパターンの位相補償後の位相差が０の場合の周波数領域後の信号と、πの場合の周波数領域後の信号とについて説明する。
図２５（ａ）に示すように、単一のアンテナパターンの場合、目標、クラッタの本来のドップラ周波数にのみ積分される。
図２４（ａ）に示すように、位相補償後、入射角によって位相差が０かπになる。入射角θとサイドローブクラッタのドップラ周波数ｆ_{ｄ，ｃｌｔ}は、レーダとサイドローブクラッタのジオメトリから下記の式（４３）によって一意に算出することができるため、図２５（ｂ）に示すように、領域Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの位相補償後の位相差を算出することができる。

式（４３）において、ｖ_ｃｌｔ（θ）は入射角θのサイドローブクラッタのドップラ速度である。

したがって、位相補償後の位相差０の領域Ａと領域Ｃは、サイドローブクラッタが抑圧されない。
一方、位相補償後の位相差０の領域Ａ，Ｃと位相πだけ異なる領域Ａ’と領域Ｃ’は、電力差分が積分される。目標は電力差分が大きく、サイドローブクラッタは電力差分が小さいため、サイドローブクラッタが大きく抑圧されて、目標の検出が可能になる。
位相補償後の位相差πの領域Ｂと領域Ｄは電力差分が積分され、目標は電力差分が大きく、サイドローブクラッタは電力差分が小さいため、サイドローブクラッタは大きく抑圧され、目標の検出が可能になる。
位相補償後の位相差πの領域Ｂ．Ｄと位相πだけ異なる領域Ｂ’と領域Ｄ’は、位相差０となり、サイドローブクラッタは抑圧されない。

信号処理器４０の目標候補検出部８は、周波数領域変換部４３が周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ_Σ，Δ（ｋ）を生成すると、上記実施の形態１と同様に、その受信ビデオ信号Ｆ_Σ，Δ（ｋ）に対して、例えば、信号電力に基づく、ＣＦＡＲ処理を実施することで目標候補を検出する。
また、目標候補検出部８は、信号受信処理部３０により単一のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補（例えば、図１３（ａ）を参照）を事前に記憶しておき、受信ビデオ信号Ｆ_Σ，Δ（ｋ）に対するＣＦＡＲ処理を実施することで、信号受信処理部３０により複数のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補（例えば、図１３（ｂ）を参照）を検出すると、単一のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補と、複数のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補とを比較することで、サイドローブ内に存在している目標候補を判別する。

信号処理器４０の目標相対速度算出部４４は、目標候補検出部８が目標候補を検出すると、上記の式（１９）に示すように、その目標候補のドップラ周波数ｆ_{ｄ，ｔｇｔ}から目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔを算出する。
ただし、サイドローブ内に存在している判定された目標候補のうち、図２５（ｃ）に示す領域Ａ’と領域Ｃ’の目標候補については、上記の式（２０）にしたがって目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔを算出する。
図２５（ｃ）に示す領域Ｂと領域Ｄの目標候補については、上記の式（１９）にしたがって目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔを算出する。
信号処理器４０により検出された目標候補や、目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔなどの情報は、表示器１０により表示される。

以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、全パルスにおいて変化しない送信時のアンテナパターンを用いて信号を送信し、受信時のアンテナパターンとしてΣパターンとΔパターンを用いて信号を受信し、ΣパターンとΔパターンのサイドローブで受信される受信信号の電力がほぼ一定になるようにゲイン調整を行うことで、メインローブで受信される目標は受信電力が規則的に変化し、サイドローブで受信されるクラッタは受信電力がほぼ一定になる。そして、ΣパターンとΔパターンで受信された信号の位相差をアンテナパターン位相補償を行うことで、ΣパターンとΔパターンをパルス毎に交互に受信した信号のコヒーレント積分を可能にしたため、単一アンテナパターンではサイドローブクラッタに埋もれて検出困難な目標を、サイドローブの分離・抑圧ができて、検出性能が向上したレーダ装置を得ることができる。

この実施の形態２では、所望の複数のアンテナパターンを得るために、同じ素子間隔で、Σパターンの素子数に比べて、Δパターンの素子数をほぼ２倍にしている場合について説明したが、素子数が同じで、Σパターンの素子間隔に比べて、Δパターンの素子間隔を２倍にしている場合においても、同様の効果を得ることができる。

この実施の形態２では、信号送信処理部２が単一のアンテナパターンを形成して信号を送信し、信号受信処理部３０が複数のアンテナパターンを形成して信号を受信するものを示したが、信号送信処理部２が複数のアンテナパターンを形成して信号を送信し、信号受信処理部３０が単一のアンテナパターンを形成して信号を受信するようにしても、信号処理器４０が同様の処理を実施することで、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるようになる。

この実施の形態２では、各パルスにおいて、ΣパターンとΔパターンで受信した場合を説明したが、パルス毎に交互に受信した場合も、同様の効果を得る事ができる。
また、アンテナパターンゲイン調整部４１の処理は、図１５の振幅調整器31-n_aで行うようにしても良い。この場合は、パルス毎に、メインローブで受信される信号の電力が規則的に変化して、サイドローブで受信される信号電力はほぼ一定になり、複数の方向からクラッタや妨害波が入射される場合でも、高精度で目標を検出することができるようになる。

また、この実施の形態２では、アレーアンテナである空中線１がリニアアレーであるものを示したが、例えば、平面アレー等の２次元アレーである場合も同様の効果が得られる。
この実施の形態２では、パルス毎にサンプリングした受信ビデオ信号として説明したが、ＰＲＩ内をサンプリングして信号処理を行う場合も同様の効果がある。
また、この実施の形態２では、補助アンテナが不要で、Ｈ／Ｗ規模を小さくできる効果がある。

実施の形態３．
図２６はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図２７はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部５０を示す構成図であり、図において、図１５と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図２７では、素子数Ｎ_ａ＝８の等間隔リニアアレーについて示している。以下、ｎ_ａは素子番号を表すものとする。ただし、ｎ_ａ＝１，２，・・・，Ｎ_ａである。

信号受信処理部５０は各パルスにおいて、複数のアンテナパターンを空中線１に形成し、送受信切替処理部３を通じて、反射ＲＦ信号を受信するとともに、その反射ＲＦ信号に対する所定の信号処理を実施して、受信ビデオ信号を出力する処理を実施する。なお、信号受信処理部５０は信号受信手段を構成している。

信号受信処理部５０の振幅調整器５１−ｎ_ａは各パルスにおいて、受信機２１−ｎ_ａから出力された受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、受信時の第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施して、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，１}（ｎ，θ）を位相器５２−ｎ_ａに出力するとともに、受信機２１−ｎ_ａから出力された受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、受信時の第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施して、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，２}（ｎ，θ）を位相器５２−ｎ_ａに出力する処理を実施する。

信号受信処理部５０の位相器５２−ｎ_ａは振幅調整器５１−ｎ_ａから出力された重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，１}（ｎ，θ），Ｖ”_{ｎａ，Σ，２}（ｎ，θ）の位相を調整し、位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，１}（ｎ），Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，２}（ｎ）を加算器５３に出力する処理を実施する。
信号受信処理部５０の加算器５３は位相器５２−ｎ_ａから出力された位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，１}（ｎ）及び位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，２}（ｎ）を加算して、受信ビデオ信号Ｖ_ｎΣ（ｎ）を生成する処理を実施する。

信号処理器６０はアンテナパターンゲイン調整部６１、フィルタ処理部６２、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９から構成されており、信号受信処理部５０から出力された受信ビデオ信号を解析して、目標候補を検出するとともに、その目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。
この実施の形態３では、信号処理器６０を構成しているアンテナパターンゲイン調整部６１、フィルタ処理部６２、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９が、専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、信号処理器６０がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器６０がコンピュータで構成されている場合、アンテナパターンゲイン調整部６１、フィルタ処理部６２、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

信号処理器６０のアンテナパターンゲイン調整部６１は異なるアンテナパターンのサイドローブで受信されるクラッタの受信電力を一定にするために、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）と受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）のサイドローブレベルの差による振幅の差（比）α_ＳＬＬを用いて、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_１（ｎ）のゲインを調整し、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_１，Ｇ（ｎ）を生成する処理を実施する。
また、アンテナパターンゲイン調整部６１はゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_１，Ｇ（ｎ）及び受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_２（ｎ）をフィルタ処理部６２に出力する処理を実施する。なお、アンテナパターンゲイン調整部６１はゲイン調整手段を構成している。

信号処理器６０のフィルタ処理部６２はアンテナパターンゲイン調整部６１から出力されたゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_１，Ｇ（ｎ）及び受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_２（ｎ）に対して、サイドローブで受信された信号を抑圧するフィルタ処理を実施して、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{Ｇ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成する処理を実施する。なお、フィルタ処理部６２はフィルタ処理手段を構成している。

次に動作について説明する。
上記実施の形態１では、異なる時刻に得られた受信信号に対し、異なる荷重係数を用いて重み付けを行うものを示したが、この実施の形態３では、同一時刻に得られた受信信号に対し、異なる複数の荷重係数を用いて重み付けを行うことで、複数の受信ビデオ信号を得るようにしている。
この実施の形態３では、送信時のアンテナパターンは変化せず、受信時は同一パルスの受信信号を異なるアンテナパターンで受信した場合について説明する。

信号送信処理部２及び送受信切替処理部３の処理内容は、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
信号受信処理部５０の受信機２１−ｎ_ａは、送受切替器１５−ｎ_ａから反射ＲＦ信号を受けると、上記実施の形態１と同様に、その反射ＲＦ信号に対して、局部発振器１１から出力された局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いてダウンコンバートするとともに、Ａ／Ｄ変換を実施することで、受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を生成し、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を振幅調整器５１−ｎ_ａに出力する。

信号受信処理部５０の振幅調整器５１−ｎ_ａは、受信機２１−ｎ_ａから受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を受けると、下記の式（４４）に示すように、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、受信時の第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施して、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，１}（ｎ，θ）を位相器５２−ｎ_ａに出力するとともに、受信機２１−ｎ_ａから出力された受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、受信時の第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を用いて重み付けを実施して、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，２}（ｎ，θ）を位相器５２−ｎ_ａに出力する。

式（４４）において、ｎ_Σは受信時の荷重係数番号を表している。受信時の第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）と受信時の第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）は、上記実施の形態１で説明しているものと同じである。

信号受信処理部５０の位相器５２−ｎ_ａは、振幅調整器５１−ｎ_ａから重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，１}（ｎ，θ），Ｖ”_{ｎａ，Σ，２}（ｎ，θ）を受けると、 上記の式（６）にしたがって、メインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるように、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，１}（ｎ，θ）の位相を調整し、位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，１}（ｎ）を加算器５３に出力する。
また、上記の式（６）にしたがって、メインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるように、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_{ｎａ，Σ，２}（ｎ，θ）の位相を調整し、位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，２}（ｎ）を加算器５３に出力する。

信号受信処理部５０の加算器５３は、各パルスにおいて、位相器５２−ｎ_ａから位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，１}（ｎ）及び位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，２}（ｎ）を受けると、下記の式（４５）に示すように、位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，１}（ｎ）及び位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_{ｎａ，Σ，２}（ｎ）を加算して、受信時の荷重係数番号ｎ_Σの受信ビデオ信号Ｖ_ｎΣ（ｎ）を生成する。

図２８は受信時の荷重係数番号ｎ_Σの加算後の受信ビデオ信号を示す説明図である。
図２８（ａ）に示すように、受信時の荷重係数番号ｎ_Σ＝１の受信ビデオ信号Ｖ_１（ｎ）は、パルス毎に、受信時の第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）を用いて生成される。
また、図２８（ｂ）に示すように、受信時の荷重係数番号ｎ_Σ＝２の受信ビデオ信号Ｖ_２（ｎ）は、パルス毎に、受信時の第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を用いて生成される。
したがって、受信ビデオ信号は、異なる荷重係数で生成されており、同時刻に異なるアンテナパターンで受信された信号、つまり、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_１（ｎ）と、受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_２（ｎ）となる。

信号処理器６０のアンテナパターンゲイン調整部６１は、異なるアンテナパターンのサイドローブで受信されるクラッタの受信電力を一定にするために、下記の式（４６）に示すように、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）と受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）のサイドローブレベルの差による振幅の差（比）α_ＳＬＬを用いて、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_１（ｎ）のゲインを調整し、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_１，Ｇ（ｎ）を生成する処理を実施する。

また、アンテナパターンゲイン調整部６１は、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_１，Ｇ（ｎ）及び受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_２（ｎ）をフィルタ処理部６２に出力する。

図２９は異なるアンテナパターンのメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタの受信電力（アンテナパターンゲイン調整前の受信電力）を示す説明図である。
図２９に示すようにゲイン調整前は、メインローブ、サイドローブで受信される目標、クラッタは、各パルスで同じ電力で受信される。ただし、サイドローブレベルが異なるアンテナパターンで受信されるクラッタの電力が異なる。
アンテナパターンゲイン調整部６１によって、サイドローブが同じ電力となるようにゲイン調整をするために、図３０に示すように、ゲイン調整後は、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）のサイドローブで受信されるクラッタ（図３０（ｂ１））と、受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）のサイドローブで受信されるクラッタ（図３０（ｂ２））とは同パルスで同じ受信電力になる。
一方、アンテナパターンゲイン調整部６１によって、図３０に示すように、ゲイン調整後は、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）のメインローブで受信される目標（図３０（ａ１））と、受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）のメインローブで受信される目標（図３０（ａ２））とは同パルスで異なる受信電力になる。
したがって、アンテナパターンゲイン調整部６１のゲイン調整処理によって、図７に示すように、同パルスにおいて、サイドローブはほぼ変化せず、メインローブは規則的に異なる所望の複数の受信アンテナパターンを用いたことと等価になる。

信号処理器６０のフィルタ処理部６２は、アンテナパターンゲイン調整部６１からゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_１，Ｇ（ｎ）及び受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_２（ｎ）を受けると、下記の式（４７）に示すように、ゲイン調整後の受信ビデオ信号Ｖ_１，Ｇ（ｎ）及び受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）の受信ビデオ信号Ｖ_２（ｎ）に対して、サイドローブで受信された信号を抑圧するフィルタ処理を実施して、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{Ｇ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成する。

図３１はフィルタ処理部６２によるフィルタ処理の効果を示す説明図である。
フィルタ処理部６２が、同じパルス（同時刻）の受信ビデオ信号に対して、フィルタ処理を実施することで、図３１（ａ）に示すように、メインローブで受信される目標は、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）のメインローブ（ゲイン調整後）と、受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）のメインローブとの差が残る。
一方、図３１（ｂ）に示すように、サイドローブで受信されるクラッタは、受信時の第１のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，１（Ｎ_ａ，θ）のサイドローブ（ゲイン調整後）と、受信時の第２のアンテナパターンΣ_Ｒｘ，２（Ｎ_ａ，θ）のサイドローブとの差が小さいため、抑圧される。

一般的には、異なる信号に対するフィルタ処理では、通過域と遮断域が生じ、遮断域の目標も抑圧されてしまうが、フィルタ処理部６２では、同時刻に異なるアンテナパターンで受信される信号に対してフィルタ処理を実施しており、異なるアンテナパターンで電力がほぼ同じものは抑圧し、電力が異なる場合は、その差分が通過するため、サイドローブに対して全域が遮断域になる。
一方、目標は全域が通過域となるため、サイドローブ抑圧性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。
ここでは、２つの受信時のアンテナパターンの受信ビデオ信号に対するフィルタ処理について示し、３つ以上の受信時のアンテナパターンの受信ビデオに対するフィルタ処理として、式（４７）で表されるＭＴＩ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を用いたが、例えば、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタや、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ処理などを用いてもよい。

信号処理器６０の周波数領域変換部７は、フィルタ処理部６２がフィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{Ｇ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成すると、上記の式（１４）にしたがってフィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{Ｇ，ＭＴＩ}（ｎ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）することで、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）を生成し、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）を目標候補検出部８に出力する。

図３２はこの発明の実施の形態３によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。
図３２（ｂ）に示すように、同パルス（同時刻）に異なるアンテナパターンで得られた受信ビデオ信号に対して、フィルタ処理を行う実施の形態３の周波数領域変換部７の処理結果は、図３２（ａ）に示されている単一アンテナパターンの場合の処理結果と異なり、サイドローブクラッタが抑圧されて、目標の検出が可能になっている。
また、図１１（ｂ）に示されているパルス間で異なるアンテナパターンで得られた受信ビデオ信号に対する実施の形態１の周波数領域変換部７の処理結果のように、位相πだけ異なる位相に積分されることなく、つまり、目標が２つの位相（目標のドップラ周波数の位相と、目標のドップラ周波数の位相に位相πだけ異なる位相）に積分されない。
このため、この実施の形態３では、目標候補検出部８は、検出された位相に対するドップラ周波数のみ記憶すればよく、処理内容が簡易になる。
また、同パルスに受信時に異なるアンテナパターンで得られた受信ビデオ信号に対してィルタ処理を行うことで、サイドローブクラッタを抑圧するため、アンテナパターンのサイドローブレベルより抑圧性能が向上する。

以降、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９は、上記実施の形態１と同様に動作する。
ただし、上述したように、位相πだけ位相に積分されないため、事前に検出した目標候補の情報が必要なく、また、目標相対速度算出部９は、式（１９）にしたがって目標の相対速度ｖ_ｔｇｔを算出する。

以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、全パルスにおいて変化しない送信時のアンテナパターンを用いて送信し、受信時は同パルスにサイドローブレベルが異なるアンテナパターンで受信した信号を生成し、異なるサイドローブで受信された受信信号の電力が同じになるようにアンテナパターンゲイン調整することによって、メインローブで受信される受信信号の電力は規則的に異なり、サイドローブで受信される受信信号はほぼ一定にしている。このため、フィルタ処理によって、メインローブで受信される受信信号の電力は差が残り、サイドローブで受信される受信信号は抑圧され、目標が周波数領域で検出可能になり、サイドローブ抑圧性能を向上したレーダ装置を得ることが可能になる。
また、フィルタ処理後の信号は電力が一定になっているため、ＦＦＴ後に位相πだけ異なる位相には積分されず、目標検出や目標相対速度算出の処理が簡易になり、処理量の軽減が可能になる。

実施の形態４．
図３３はこの発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１及び図１４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
信号処理器７０はアンテナパターンゲイン調整部４１、アンテナパターン位相補償部４２、フィルタ処理部７１、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９から構成されており、信号受信処理部３０から出力された受信ビデオ信号を解析して、目標候補を検出するとともに、その目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。

この実施の形態４では、信号処理器７０を構成しているアンテナパターンゲイン調整部４１、アンテナパターン位相補償部４２、フィルタ処理部７１、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９が、専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、信号処理器７０がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器７０がコンピュータで構成されている場合、アンテナパターンゲイン調整部４１、アンテナパターン位相補償部４２、フィルタ処理部７１、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

信号処理器７０のフィルタ処理部７１はアンテナパターン位相補償部４２による位相補償後の位相差がπの領域を抑圧する場合、ゲイン調整後の受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と、位相補償後の受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）とに対して、同じパルス番号の受信ビデオ信号のフィルタ処理を実施することで、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{ΣΔ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成する処理を実施する。なお、フィルタ処理部７１はフィルタ処理手段を構成している。

次に動作について説明する。
上記実施の形態２では、同一時刻に得られた受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号と受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号を、周波数領域変換部４３によって、パルス毎に交互に受信されたように並べた後にＦＦＴを行っているものを示したが、この実施の形態４では、同一時刻に得られた受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号と受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号に対して、フィルタ処理部７１がフィルタ処理を実施して、フィルタ処理後の受信ビデオ信号を周波数領域変換部７に与えるようにしている。

信号処理器７０のフィルタ処理部７１は、信号受信処理部３０からゲイン調整後の受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と、位相補償後の受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）とを受けると、下記の式（４８）に示すように、ゲイン調整後の受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と、位相補償後の受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）とに対して、同じパルス番号の受信ビデオ信号のフィルタ処理を実施することで、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{ΣΔ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成する。

図３４はフィルタ処理部７１によるフィルタ処理の効果を示す説明図である。
図３４を参照しながら、位相補償量φ_ｃｏｒ =−π／２（−９０度）の場合のフィルタ処理の効果について説明する。
図３４（ａ）に示すように、ゲイン調整後の受信時の４素子のΣパターンのメインローブで受信される目標は、位相補償後の受信時の８素子のΔパターンのメインローブがヌルのため、同じパルス番号のフィルタ処理を行っても影響がなく、そのまま通過し、目標信号が残る。

一方、図３４（ｂ）に示すように、位相補償後の位相差が０の場合、ゲイン調整後の受信時の４素子のΣパターンのサイドローブで受信されるクラッタと、位相補償後の受信時の８素子のΔパターンのサイドローブで受信されるクラッタは、電力がほぼ同じで、位相差が０のため、同じパルス番号のフィルタ処理によって抑圧される。
また、図３４（ｃ）に示すように、位相補償後の位相差がπの場合、ゲイン調整後の受信時の４素子のΣパターンのサイドローブで受信されるクラッタと、位相補償後の受信時の８素子のΔパターンのサイドローブで受信されるクラッタは、電力がほぼ同じであるが、位相差がπであるため、同じパルス番号のフィルタ処理を行っても、抑圧されない。

したがって、図３４（ｃ）に示すように、位相補償後の位相差がπの領域を抑圧する場合、フィルタ処理部７１は、入力されたゲイン調整後の受信時の４素子のΣパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_Σ，Ｇ（ｎ）と、位相補償後の受信時の８素子のΔパターンの受信ビデオ信号Ｖ’_{Δ，ｃｏｒ}（ｎ）とに対して、下記の式（４９）にしたがって、同じパルス番号の受信ビデオ信号のフィルタ処理を実施することで、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{ΣΔ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成する。

信号処理器７０の周波数領域変換部７は、フィルタ処理部７１がフィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_{ΣΔ，ＭＴＩ}（ｎ）を生成すると、ＦＦＴを実施することで、周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ_Σ，Δ（ｋ）を生成する。

図３５はこの発明の実施の形態４によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標と、サイドローブで受信されるクラッタのＦＦＴ後の結果を示す説明図である。
図３５は位相補償量φ_ｃｏｒ =−π／２（−９０度）により、Ｎ_ａ／２素子のΣパターンとＮ_ａ素子のΔパターンの位相補償後の位相差が０である場合と、位相差がπの場合を示している。
図３５（ｃ）に示すように、同じパルス番号の受信時に異なるアンテナパターンで得られた受信ビデオ信号に対してフィルタ処理を行う実施の形態４の周波数領域変換部７の処理結果は、図３５（ａ）に示されている単一アンテナパターンの場合の処理結果と異なり、図３５（ｃ）に示す位相差０の領域Ａと領域Ｃのサイドローブクラッタが抑圧され、目標検出が可能になる。

また、図２５（ｃ）に示されているパルス毎に交互に、受信時のΣパターンとΔパターンで得られた受信ビデオ信号に対する実施の形態２の周波数領域変換部４３の処理結果のように、位相πだけ異なる位相に積分されることなく、つまり、目標が２つの位相（目標のドップラ周波数の位相と、目標のドップラ周波数の位相に位相πだけ異なる位相）に積分されない。
このため、この実施の形態４では、目標候補検出部８は、検出された位相に対するドップラ周波数のみ記憶すればよく、処理内容が簡易になり、処理量軽減が可能になる。

位相補償量φ_ｃｏｒ =−π／２（−９０度）の場合は、領域Ａと領域Ｃが位相差が０になり、サイドローブクラッタは抑圧されるが、領域Ｂと領域Ｄが位相差が０になり、サイドローブクラッタは抑圧されるため、抑圧する領域に応じて位相補償量を選択する。あるいは、式（４８）又は式（４９）のどちらかを選択する。あるいは、位相補償量φ_ｃｏｒ =−π／２（−９０度）の場合とφ_ｃｏｒ =π／２（９０度）の場合のそれぞれの処理結果を得ることで、所望の領域での目標検出が可能になる。
また、同じパルス番号の受信時にΣパターンとΔパターンで得られた受信ビデオ信号に対して、フィルタ処理を行うことでサイドローブクラッタを抑圧するため、アンテナパターンのサイドローブレベルより抑圧性能が向上する。
フィルタ処理部７１のフィルタ処理により、上記実施の形態２のように、目標が位相πだけ異なる位相に積分されないため、サイドローブクラッタ領域以外はクラッタフリー領域となるため、クラッタフリー領域での目標検出の利点がありながら、サイドローブクラッタ領域を抑圧し、サイドローブクラッタ内目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、全パルスにおいて変化しない送信時のアンテナパターンを用いて送信し、受信時は同じパルス番号に異なる素子数のΣパターンとΔパターンで受信した信号を生成し、ゲイン調整や位相補償後によって、メインローブで受信される受信信号の電力は規則的に異なり、サイドローブで受信される受信信号はほぼ一定になる。このため、フィルタ処理部７１のフィルタ処理によって、メインローブで受信される受信信号の電力は残り、サイドローブで受信される受信信号は抑圧され、目標が周波数領域で検出可能になり、サイドローブ抑圧性能を向上したレーダ装置を得ることが可能になる。
また、フィルタ処理部７１のフィルタ処理後の信号は電力が一定になっているため、ＦＦＴ後に位相πだけ異なる位相には積分されず、目標検出や目標相対速度算出の処理が簡易になり、処理量の軽減が可能になる。

実施の形態５．
図３６はこの発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
信号処理器８０はアンテナパターンゲイン調整部６、符号変調部８１、フィルタ処理部８２、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９から構成されており、信号受信処理部４から出力された受信ビデオ信号を解析して、目標候補を検出するとともに、その目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。

この実施の形態５では、信号処理器８０を構成しているアンテナパターンゲイン調整部６、符号変調部８１、フィルタ処理部８２、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９が、専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、信号処理器７０がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器８０がコンピュータで構成されている場合、アンテナパターンゲイン調整部６、符号変調部８１、フィルタ処理部８２、周波数領域変換部７、目標候補検出部８及び目標相対速度算出部９の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

信号処理器８０の符号変調部８１はアンテナパターンゲイン調整部６によるゲイン調整処理後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）の符号変調を実施して、符号変調後の受信ビデオ信号Ｖ_φ（ｎ）を出力する処理を実施する。なお、符号変調部８１は符号変調手段を構成している。
信号処理器８０のフィルタ処理部８２は符号変調部８１から出力された符号変調後の受信ビデオ信号Ｖ_φ（ｎ）に対して、サイドローブクラッタを抑圧するフィルタ処理を実施して、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_ＭＴＩ（ｎ）を出力する処理を実施する。

次に動作について説明する。
符号変調部８１とフィルタ処理部８２を追加している点で、上記実施の形態１と相違している。
符号変調部８１及びフィルタ処理部８２以外は、上記実施の形態１と同様であるため、符号変調部８１とフィルタ処理部８２の処理内容だけを説明する。
この実施の形態５では、素子数Ｎ_ａ＝８の等間隔リニアアレーの場合について説明する。

符号変調部８１は、アンテナパターンゲイン調整部６からゲイン調整処理後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）を受けると、下記の式（５０）に示すように、ゲイン調整処理後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）の符号変調を実施して、符号変調後の受信ビデオ信号Ｖ_φ（ｎ）をフィルタ処理部８２に出力する。なお、符号変調部８１による符号変調の処理は、図３の位相器１３−ｎ_ａで行うようにしてもよい。

以下、図３７と図３８を参照しながら、符号変調した場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）について説明する。
図３７はパルス間で電力が一定の信号を符号変調した場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）の原理を示す説明図である。
ただし、図３７（ａ）は符号変調なしの場合であり、上記実施の形態１と同様である。図３７（ｂ）は符号変調ありの場合である。
符号変調なしの場合、ドップラ周波数にのみ積分されるのに対して、符号変調ありの場合、ドップラ周波数に位相πだけ異なる位相に積分される。
図３８はパルス間で電力が変化する信号を符号変調した場合のコヒーレント積分（ＦＦＴ）の結果を示す説明図である。
ただし、図３８（ａ）は符号変調なしの場合であり、上記実施の形態１と同様である。
図３８（ｂ）は符号変調ありの場合である。
図３８（ａ）（ｂ）共にドップラ周波数と、ドップラ周波数と位相πだけ異なる位相に積分される。

図３９は符号変調を行う場合の目標とクラッタのパルスドップラ処理（ＦＦＴ）結果を示す説明図である。
ただし、図３９（ａ）は上記実施の形態１のように、符号変調なしで、複数アンテナパターンの場合（パルス間で異なるアンテナパターン）を示し、図３９（ｂ）は符号変調ありで、複数アンテナパターンの場合を示している。
図３９（ａ）より、目標がドップラ周波数とπだけ異なる位相に積分されて、目標検出が行われるため、サイドローブクラッタ内の目標候補と判定された目標候補は、目標相対速度を算出するのに式（２０）を用いる必要があったが、この実施の形態５では、符号変調部８１が符号変調を行うことで、図３９（ｂ）に示すように、目標のドップラ周波数で検出されるため、サイドローブクラッタ内の目標候補と判定された目標候補も式（１９）にしたがって目標相対速度を算出することが可能になる。このため、算出方法を変更することがなく、信号処理負荷の低減が可能になる。

フィルタ処理部８２は、符号変調部８１から符号変調後の受信ビデオ信号Ｖ_φ（ｎ）を受けると、下記の式（５１）に示すように、その受信ビデオ信号Ｖ_φ（ｎ）に対して、サイドローブクラッタを抑圧するフィルタ処理を実施して、フィルタ処理後の受信ビデオ信号Ｖ_ＭＴＩ（ｎ）を周波数領域変換部７に出力する。

ここで、図４０はフィルタ処理部８２によるフィルタ処理の効果を示す説明図である。
図４０（ａ）に示すように、フィルタ処理を行わない場合、信号強度が大きいサイドローブクラッタのサイドローブに目標が埋もれ、目標の検出が困難になる。
図４０（ｂ）に示すように、フィルタ処理を行う場合、サイドローブクラッタが抑圧されるため、目標の検出性能が向上する。
ここでは、フィルタ処理として、式（５１）で表されるＭＴＩを用いているが、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタや、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどのフィルタ処理を用いるようにしてもよい。

以上で明らかなように、この実施の形態５によれば、符号変調部８１が、アンテナパターンゲイン調整部６によるゲイン調整処理後の受信ビデオ信号Ｖ_Ｇ（ｎ）の符号変調を実施するように構成したので、目標がドップラ周波数に積分されて、サイドローブクラッタがドップラ周波数とπだけ異なる位相に積分されるようになる。そのため、目標のドップラ周波数周辺のサイドローブクラッタが抑圧されて、目標の検出性能が向上する効果が得られる。
また、目標相対速度を算出するのが簡易になり、信号処理負荷の低減が可能になる効果が得られる。
また、フィルタ処理部８２が符号変調部８１から出力された符号変調後の受信ビデオ信号Ｖ_φ（ｎ）に対して、サイドローブクラッタを抑圧するフィルタ処理を実施するように構成したので、サイドローブクラッタが抑圧されて、さらに、目標の検出性能を高めることができる効果が得られる。

実施の形態６．
図４１はこの発明の実施の形態６によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
信号受信処理部９０は図１の信号受信処理部４と同様に、パルス毎に異なるアンテナパターン（複数のアンテナパターン）を空中線１に形成し、送受信切替処理部３を通じて、反射ＲＦ信号を受信するとともに、その反射ＲＦ信号に対する所定の信号処理を実施して、受信ビデオ信号を出力する処理を実施する。
ただし、図１の信号受信処理部４では、パルス毎に、２つのアンテナパターンを交互にアレーアンテナに形成するようにしているが、信号受信処理部９０では、交互にアレーアンテナに形成する２つのアンテナパターンの順番を途中で変更するようにしている点で相違している。なお、信号受信処理部９０は信号受信手段を構成している。

信号処理器９１はアンテナパターンゲイン調整部６、周波数領域変換部７、目標候補検出部９２及び目標相対速度算出部９から構成されており、信号受信処理部９０から出力された受信ビデオ信号を解析して、目標の候補を検出するとともに、その目標候補のドップラ周波数から目標候補の相対速度を算出する処理を実施する。
この実施の形態６では、信号処理器９１を構成しているアンテナパターンゲイン調整部６、周波数領域変換部７、目標候補検出部９２及び目標相対速度算出部９が、専用のハードウェア（例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコン）で構成されているものを想定しているが、信号処理器９１がコンピュータで構成されていてもよい。
信号処理器９１がコンピュータで構成されている場合、アンテナパターンゲイン調整部６、周波数領域変換部７、目標候補検出部９２及び目標相対速度算出部９の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリに格納し、当該コンピュータのＣＰＵが当該メモリに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。

信号処理器９１の目標候補検出部９２は図１の目標候補検出部８と同様に、周波数領域変換部７により変換された周波数領域の信号から目標候補を検出する処理を実施する。
また、目標候補検出部９２は信号受信処理部９０により単一のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補と、信号受信処理部４により複数のアンテナパターンが用いられた場合の目標候補とを比較することで、サイドローブ内に存在している目標候補を判別する処理を実施する。
さらに、目標候補検出部９２はドップラ周波数が異なる複数の信号の強度に基づいて、目標の候補のドップラ周波数を算出する処理を実施する。
なお、目標候補検出部９２は目標候補検出手段を構成している。

図４２はこの発明の実施の形態６によるレーダ装置の空中線１、送受信切替処理部３及び信号受信処理部９０を示す構成図であり、図において、図３と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図４２では、素子数Ｎ_ａ＝８の等間隔リニアアレーについて示している。以下、ｎ_ａは素子番号を表すものとする。ただし、ｎ_ａ＝１，２，・・・，Ｎ_ａである。
振幅調整器１０１−ｎ_ａは図３の振幅調整器２２−ｎ_ａと同様に、受信機２１−ｎ_ａから出力された受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、パルス毎に、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）と第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を切り替えながら重み付けを実施し、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ，ε（ｎ，θ）を位相器１０２−ｎ_ａに出力する処理を実施する。

ただし、図３の振幅調整器２２−ｎ_ａの場合、例えば、パルス番号１〜８において、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）→・・・→第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）の順番で切り替えるようにしている。
一方、図４２の振幅調整器１０１−ｎ_ａの場合、パルス番号１〜４では、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）→第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）の順番で切り替えるが、パルス番号５〜８では、その順番を入れ替えて、第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）→第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）→第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）の順番で切り替えるようにしている。

位相器１０２−ｎ_ａはメインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるように、振幅調整器１０１−ｎ_ａから出力された重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ，ε（ｎ，θ）の位相を調整するとともに、受信時の荷重係数に応じて符号変調を実施し、符号変調後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ，ε（ｎ，θ）を加算器２４に出力する処理を実施する。

次に動作について説明する。
この実施の形態６では、素子数Ｎ_ａ＝８の等間隔リニアアレーの場合について説明する。
信号受信処理部９０の振幅調整器１０１−ｎ_ａは、受信機２１−ｎ_ａから受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）を受けると、その受信ＩＦ信号Ｖ_ｎａ（ｎ，θ）に対して、パルス毎に、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）と第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を切り替えながら重み付けを実施し、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ，ε（ｎ，θ）を位相器１０２−ｎ_ａに出力する。

ここで、図４３は振幅調整器１０１−ｎ_ａの受信時の荷重係数を示す説明図である（パルス数Ｎ＝８の場合）。
図４３（ａ）は上記実施の形態１における図３の振幅調整器２２−ｎ_ａの受信時の荷重係数を示し、図４３（ｂ）はこの実施の形態６における図４２の振幅調整器１０１−ｎ_ａの受信時の荷重係数を示している。
上記実施の形態１における図３の振幅調整器２２−ｎ_ａは、図４３（ａ）に示すように、パルス毎に、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）と第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）を交互に切り替えているが、振幅調整器１０１−ｎ_ａは、図４３（ｂ）に示すように、パルス番号の前半と後半で、交互に切り替える荷重係数の順番を変更している。

即ち、振幅調整器１０１−ｎ_ａは、下記の式（５２）に示すように、パルス番号１〜４では、第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）→第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）の順番で切り替えるが、パルス番号５〜８では、その順番を入れ替えて、第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）→第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）→第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）→第１の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，１}（ｎ_ａ）の順番で切り替えるようにしている。ただし、式（５２）はパルス数が偶数の場合を示し、Ｎはパルス数を表している。

信号受信処理部９０の位相器１０２−ｎ_ａは、振幅調整器１０１−ｎ_ａから重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ，ε（ｎ，θ）を受けると、下記の式（５３）にしたがって、メインローブの指向方向θ_０からの受信信号が最大になるように、重み付け後の受信ＩＦ信号Ｖ”_ｎａ，ε（ｎ，θ）の位相を調整する。

ただし、式（５３）の符号±は、素子番号ｎ_ａが奇数の場合＋、偶数の場合−が代入される。

また、位相器１０２−ｎ_ａは、図４４に示すように、受信時の荷重係数に応じて符号変調を実施し（受信時の荷重係数が第２の荷重係数ｗ_{Ｒｘ，Σ，２}（ｎ_ａ）の場合、位相調整後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ，ε（ｎ，θ）に対して“−１”を乗算する）、符号変調後の受信ＩＦ信号Ｖ’’’_ｎａ，ε（ｎ，θ）を加算器２４に出力する。
ここでは、位相器１０２−ｎ_ａが符号変調を行うようにしているが、上記実施の形態５のように、符号変調部８１を信号処理器に搭載して、符号変調部８１が符号変調を行うようにしてもよい。

ここで、図４５はこの発明の実施の形態６によるレーダ装置により観測されるメインローブで受信される目標のＦＦＴ後の結果を示す説明図である。
以下、図４５を参照しながら、振幅調整器１０１−ｎ_ａ及び位相器１０２−ｎ_ａが処理を行う効果を説明する。
図４５（ａ）は上記実施の形態１での目標のＦＦＴ後の結果を示しており、一定の順番でパルス毎に交互に受信時の荷重係数を用いることで、位相がπだけ異なる２つの位相に積分されて、スペクトルの形状がほぼ一致し、真の目標ドップラ周波数を特定することができない。そのため、上記実施の形態１では、事前に得た目標候補の情報を用いて、真の目標ドップラ周波数を判定する必要がある。

図４５（ｂ）はこの実施の形態６での目標のＦＦＴ後の結果を示している。
目標のドップラ周波数は積分されて、目標のドップラ周波数とπだけ異なる位相は積分されないように、振幅調整器１０１−ｎ_ａ及び位相器１０２−ｎ_ａは、異なる順番で受信時の荷重係数を用い、かつ、受信時の荷重係数に対応して符号変調している。
このため、位相がπだけ異なる位相はヌルになり、その周辺はΔパターンの形状を示し、真の目標ドップラ周波数の位相ω_ｄは積分されて、その周辺はｓｉｎｃ関数を示すため、真の目標ドップラ周波数の位相ω_ｄを特定することが可能になる。
したがって、この実施の形態６では、事前に目標候補の情報を得る必要がなく、処理量の低減が可能になる。
また、サイドローブクラッタはΔパターンを示すため、目標と誤検出する確率を低減することが可能になる。

信号処理器９１の目標候補検出部９２は、周波数領域変換部７から周波数領域の受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）を受けると、図１の目標候補検出部８と同様に、その受信ビデオ信号Ｆ（ｋ）に対して、例えば、信号電力に基づく、ＣＦＡＲ処理を実施することで、目標の候補を検出する。
また、目標候補検出部９２は、目標候補のドップラ周波数の位相ω_ｄの信号と、目標候補のドップラ周波数の位相ω_ｄとπだけ異なる位相の信号とを用いて、図４６に示すように、信号分解能の２倍の範囲内の信号の両側のピークより強度が大きい場合、目標候補のドップラ周波数の位相ω_ｄと判定し、そのドップラ周波数を算出する。
また、位相がπだけ異なる位相に目標候補が検出されず、信号分解能の２倍の範囲内にほぼ同じ強度を持つ目標候補がない場合、目標候補のドップラ周波数の位相ω_ｄと判定して、ドップラ周波数を算出する。
信号処理器９１の目標相対速度算出部９は、目標候補検出部９２が目標候補を検出すると、式（１９）にしたがって、目標候補検出部９２により算出された目標候補のドップラ周波数ｆ_{ｄ，ｔｇｔ}から目標候補の相対速度ｖ_ｔｇｔを算出する。

以上で明らかなように、この実施の形態６によれば、振幅調整器１０１−ｎ_ａが、パルス番号の前半と後半で、交互に切り替える荷重係数の順番を変更し、位相器１０２−ｎ_ａが、受信時の荷重係数に応じて符号変調を実施するように構成したので、事前に目標候補の情報を得ることなく、目標のドップラ周波数を算出することが可能になり、信号処理の負荷を低減することができる効果を奏する。また、目標相対速度をアンビギュティになく、算出することができる効果を奏する。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１ 空中線（アレーアンテナ）、２ 信号送信処理部（信号送信手段）、３ 送受信切替処理部、４ 信号受信処理部（信号受信手段）、５ 信号処理器、６ アンテナパターンゲイン調整部（ゲイン調整手段）、７ 周波数領域変換部（周波数領域変換手段）、８ 目標候補検出部（目標候補検出手段）、９ 目標相対速度算出部（相対速度算出手段）、１０ 表示器、１１ 局部発振器、１２ パルス変調器、１３−１〜１３−８ 位相器、１４−１〜１４−８ 振幅調整器、１５−１〜１５−８ 送受切替器、１６−１〜１６−８ 素子アンテナ、２１−１〜２１−８ 受信機、２２−１〜２２−８ 振幅調整器、２３−１〜２３−８ 位相器、２４ 加算器、３０ 信号受信処理部（信号受信手段）、３１−１〜３１−８ 振幅調整器、３２−１〜３２−８ 位相器、３３ａ，３３ｂ，３３ｃ 加算器、３４ 減算器、４０ 信号処理器、４１ アンテナパターンゲイン調整部（ゲイン調整手段）、４２ アンテナパターン位相補償部（位相補償手段）、４３ 周波数領域変換部（周波数領域変換手段）、４４ 目標相対速度算出部（相対速度算出手段）、５０ 信号受信処理部（信号受信手段）、５１−１〜５１−８ 振幅調整器、５２−１〜５２−８ 位相器、５３ 加算器、６０ 信号処理器、６１ アンテナパターンゲイン調整部（ゲイン調整手段）、６２ フィルタ処理部（フィルタ処理手段）、７０ 信号処理器、７１ フィルタ処理部（フィルタ処理手段）、８０ 信号処理器、８１ 符号変調部（符号変調手段）、８２ フィルタ処理部、９０ 信号受信処理部（信号受信手段）、９１ 信号処理器、９２ 目標候補検出部（目標候補検出手段）、１０１−１〜１０１−８ 振幅調整器、１０２−１〜１０２−８ 位相器。

Claims (24)

1. 複数の素子アンテナから構成されているアレーアンテナと、
   単一のアンテナパターン又は複数のアンテナパターンを上記アレーアンテナに形成し、上記アンテナパターンを用いて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号を空間に放射する信号送信手段と、
   複数のアンテナパターン又は単一のアンテナパターンを上記アレーアンテナに形成し、上記アンテナパターンを用いて、上記信号送信手段から放射された後、目標に反射されて戻ってきた信号を受信する信号受信手段と、
   上記信号受信手段により受信された信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域変換手段と
   を備えたレーダ装置。
2. 信号受信手段は、信号送信手段が単一のアンテナパターンを用いて、信号を空間に放射している場合、複数のアンテナパターンを用いて、目標に反射されて戻ってきた信号を受信し、上記信号送信手段が複数のアンテナパターンを用いて、信号を空間に放射している場合、単一のアンテナパターン又は複数のアンテナパターンを用いて、目標に反射されて戻ってきた信号を受信することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 信号送信手段が単一のアンテナパターン、信号受信手段が複数のアンテナパターンを用いる場合、
   上記信号送信手段は、全パルスで共通のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、上記アンテナパターンを用いて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号を空間に放射し、
   上記信号受信手段は、パルス毎に異なるアンテナパターンを上記アレーアンテナに形成し、上記アンテナパターンを用いて、目標に反射されて戻ってきた信号を受信する
   ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
4. 信号受信手段は、パルス毎に、複数のアンテナパターンを一定順番にアレーアンテナに形成することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
5. 信号受信手段は、パルス毎に、アレーアンテナに形成する複数のアンテナパターンの順番を途中で変更することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
6. 信号送信手段が単一のアンテナパターン、信号受信手段が複数のアンテナパターンを用いる場合、
   上記信号送信手段は、全パルスで共通のアンテナパターンをアレーアンテナに形成し、上記アンテナパターンを用いて、キャリア信号が所定の時間間隔でパルス変調されている信号を空間に放射し、
   上記信号受信手段は、各パルスにおいて、複数のアンテナパターンを上記アレーアンテナに形成し、複数のアンテナパターンを用いて、目標に反射されて戻ってきた信号を受信する
   ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
7. 信号受信手段は、パルス毎にメインローブまたはサイドローブのレベルが規則的に変化するアンテナパターンをアレーアンテナに形成することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
8. 信号受信手段は、パルス毎にメインローブまたはサイドローブが規則的に変化する複数のアンテナパターンをアレーアンテナに形成することを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
9. 信号受信手段は、パルス毎に、メインローブまたはサイドローブが規則的に変化する複数のアンテナパターンとして、異なる荷重係数のΣパターンをアレーアンテナに形成することを特徴とする請求項７または請求項８記載のレーダ装置。
10. 信号受信手段は、パルス毎にメインローブが規則的に変化する複数のアンテナパターンとして、ΣパターンとΔパターンをアレーアンテナに形成することを特徴とする請求項７または請求項８記載のレーダ装置。
11. 信号受信手段は、アレーアンテナを構成している複数の素子アンテナの間隔が同じである場合、Σパターンが使用する素子アンテナの数と比べて、Δパターンが使用する素子アンテナの数が２倍であることを特徴とする請求項１０記載のレーダ装置。
12. 信号受信手段は、Σパターンが使用する素子アンテナの数と、Δパターンが使用する素子アンテナの数とが同数である場合、Σパターンが使用する素子アンテナの間隔と比べて、Δパターンが使用する素子アンテナの間隔が２倍であることを特徴とする請求項１０記載のレーダ装置。
13. 信号受信手段は、Σパターン及びΔパターンの荷重係数として、所望領域のサイドローブに応じた窓関数を用いることを特徴とする請求項１１または請求項１２記載のレーダ装置。
14. 信号送信手段が単一のアンテナパターン、信号受信手段が複数のアンテナパターンを用いる場合、
    上記信号受信手段により複数のアンテナパターンのメインローブで受信される信号の受信電力を変化させることで、複数のアンテナパターンのサイドローブで受信される信号の受信電力を均一にするゲイン調整を実施し、ゲイン調整後の受信信号を周波数領域変換手段に出力するゲイン調整手段を備えた
    ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
15. 信号送信手段が単一のアンテナパターン、信号受信手段が複数のアンテナパターンを用いる場合、
    上記信号受信手段により複数のアンテナパターンで受信された信号間の位相差を補償し、位相差補償後の受信信号を周波数領域変換手段に出力する位相補償手段を備えた
    ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
16. 信号送信手段が単一のアンテナパターン、信号受信手段が複数のアンテナパターンを用いる場合、
    上記信号受信手段により複数のアンテナパターンで受信された信号の符号変調を実施し、符号変調後の信号を周波数領域変換手段に出力する符号変調手段を備えた
    ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
17. 信号送信手段が単一のアンテナパターン、信号受信手段が複数のアンテナパターンを用いる場合、
    上記信号受信手段により複数のアンテナパターンのサイドローブで受信された信号を抑圧するフィルタ処理を実施し、フィルタ処理後の受信信号を周波数領域変換手段に出力するフィルタ処理手段を備えた
    ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
18. 周波数領域変換手段は、周波数領域の信号におけるサイドローブを抑圧する窓関数処理を実施することを特徴とする請求項１から請求項１７のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
19. 周波数領域変換手段は、信号受信手段により受信された信号の信号点数よりも多い点数で周波数領域に変換する処理を行うことを特徴とする請求項１から請求項１８のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
20. 周波数領域変換手段により変換された周波数領域の信号から目標の候補を検出する目標候補検出手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項１９のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
21. 目標候補検出手段は、信号受信手段により単一のアンテナパターンが用いられた場合の目標の候補と、上記信号受信手段により複数のアンテナパターンが用いられた場合の目標の候補とを比較することで、サイドローブ内に存在している目標の候補を判別することを特徴とする請求項２０記載のレーダ装置。
22. 目標候補検出手段は、ドップラ周波数が異なる複数の信号の強度に基づいて、目標の候補のドップラ周波数を算出することを特徴とする請求項２０記載のレーダ装置。
23. 目標候補検出手段により検出された目標の候補のドップラ周波数から目標の候補の相対速度を算出する相対速度算出手段を備えたことを特徴とする請求項２０から請求項２２のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。
24. 信号送信手段は、想定するクラッタの周波数帯域に対応する時間間隔で、キャリア信号がパルス変調されている信号を空間に放射することを特徴とする請求項１から請求項２３のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。

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