JP2014033254A - 電気信号出力装置、差動出力ドライバ、及び出力装置 - Google Patents

Abstract

【課題】終端抵抗を補正する機能を有し、消費電流を低減する。
【解決手段】終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２により疑似的に接続された合成抵抗と参照抵抗Ｒｒｅｆとの接続点での電圧を所定の基準電圧と比較し、コントローラ１４は、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２へ出力するセレクト信号＃２を変更するように制御し、比較器１２ａによる比較結果に基づいて、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の出力インピーダンスが参照抵抗Ｒｒｅｆに最も近くなるセレクト信号＃２を特定する。コントローラ１４は、セレクタ１５から終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に出力されたセレクト信号＃２を特定した場合に、当該セレクト信号＃２をセレクト信号＃１として出力ドライバ１１に設定し、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に流れる電流を停止するようにセレクト信号＃２を変更して終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力ドライバの終端抵抗と伝送路の特性インピーダンスとを整合するのに好適な電気信号出力装置、差動出力ドライバ、及び出力装置に関する。

従来、集積回路に設けられた電気信号出力装置にあっては、出力ドライバの終端抵抗と、伝送路の特性インピーダンスとが整合していない場合に、伝送路からの反射に起因して信号波形に歪みが発生し、データ伝送に支障が生じている。
この対策として、出力ドライバの終端抵抗と伝送路の特性インピーダンスとを整合させればよい。
しかし、終端抵抗は製造ばらつきに起因して抵抗値がばらつくため、抵抗値に対して補正が必要となることが既に知られている。
特許文献１には、終端抵抗を補正することを目的として、終端抵抗を構成するトランジスタのゲート電圧を常時制御することにより、電源電圧変動による影響を抑制した終端抵抗補正方法が開示されている。

しかし、従来の終端抵抗補正機能を有する出力装置にあっては、消費電流が大きいといった問題があった。
特許文献１には、出力装置の終端抵抗を補正する出力装置が開示されている。しかし、消費電流が大きいという問題は解消できていない。
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的としては、終端抵抗を補正する機能を有し、消費電流を低減することが可能な電気信号出力装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、伝送路に電気信号を出力する電気信号出力装置であって、複数の並列抵抗ユニットを有し、第１選択信号に応じて前記複数の並列抵抗ユニットの組み合わせを選択し、該選択された並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗を前記伝送路に接続する出力ドライバと、前記出力ドライバと同一の構成からなる複数の並列抵抗ユニットを有し、第２選択信号に応じて前記複数の並列抵抗ユニットの組み合わせを選択し、該選択された並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗を前記伝送路の特性インピーダンスと略同一の参照抵抗に疑似的に接続する疑似出力ドライバと、前記疑似出力ドライバにより疑似的に接続された前記合成抵抗と前記参照抵抗との接続点での電圧を所定の基準電圧と比較する比較手段と、終端抵抗補正時に、前記疑似出力ドライバへ出力する第２選択信号を変更するように制御し、前記比較手段による比較結果に基づいて、前記疑似出力ドライバの出力インピーダンスが前記参照抵抗に最も近くなる第２選択信号を特定する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記第２選択信号を特定した場合に、データ伝送時に、当該第２選択信号を第１選択信号として前記出力ドライバに設定し、前記疑似出力ドライバに流れる電流を停止するように前記第２選択信号を変更して前記疑似出力ドライバに設定する、ことを特徴とする。

本発明によれば、疑似出力ドライバの出力インピーダンスが参照抵抗に最も近くなる第２選択信号を特定した場合に、データ伝送時に、当該第２選択信号を第１選択信号として出力ドライバに設定し、疑似出力ドライバに流れる電流を停止するように第２選択信号を変更して疑似出力ドライバに設定することにより、従来、補正に必要だった消費電流を削減することができる。

本発明の第１実施形態に係る単体の電気信号出力装置１の構成を示すブロック図である。 図１に示す出力ドライバ１１の単体の基本構成を示す図である。 図１に示す出力ドライバ１１の構成を示す回路図である。 図１に示すセレクタ１３、１５の構成例を示す回路図である。 Ｐｃｈトランジスタを用いる終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の構成を示す回路図である。 製造ばらつき補正と並列接続されたユニット数を示すグラフ図である。 セレクタ１５と終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２を構成するＭＯＳトランジスタのオンオフ制御の関係について説明するための図である。 終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２のユニットごとにインピーダンスの異なる場合の終端抵抗を補正する構成を示す回路図である。 本発明の第２実施形態に係る電気信号出力装置の終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２において、特性インピーダンスの異なる複数の伝送路に対する終端抵抗を補正する構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係る電気信号出力装置の出力ドライバ１１において、差動伝送データの振幅切り替え回路の概念について説明するための図である。 図１０に示す２Ｚ０を並列接続する回路構成の一例を示す回路図である。

本発明の実施形態について説明する。本実施形態によれば、終端抵抗を補正する機能を有し、低消費電流の出力装置の提供に際して、データ伝送時は、補正に必要な回路に電流が流れないよう制御することにより、従来、補正に必要だった消費電流が必要なくなることを特徴とする。
本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係る単体の電気信号出力装置１の構成を示すブロック図である。
出力ドライバ１１は、抵抗およびスイッチ用トランジスタで構成される基本ユニットを複数個並列に接続し、並列接続するユニットをセレクト信号＃１で選択することにより、選択された基本ユニットの組み合わせに応じて終端抵抗を変化させることができる回路である。
すなわち、出力ドライバ１１は、複数の並列抵抗ユニットを有し、セレクト信号＃１に応じて複数の並列抵抗ユニットの組み合わせを選択し、該選択された並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗を伝送路に接続する。

終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２は、出力ドライバ１１と同一構成の出力端子に対して、参照抵抗と比較器１２ａを接続した構成を有し、比較器１２ａにおいて、並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗と参照抵抗との抵抗分圧電圧と所定の電圧とを比較し比較結果信号をコントローラ１４に出力する。
すなわち、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２は、疑似出力ドライバを構成し、出力ドライバ１１と同一の構成からなる複数の並列抵抗ユニットを有し、セレクト信号＃２に応じて複数の並列抵抗ユニットの組み合わせを選択し、該選択された並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗を伝送路のインピーダンスと略同一の参照抵抗に疑似的に接続する。
終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２には、比較器１２ａを有し、疑似的に接続された合成抵抗と参照抵抗との接続点での電圧を所定の基準電圧と比較し、比較結果をコントローラ１４に出力する。

セレクタ１３は、コントローラ１４からの制御信号を受け付け、出力ドライバ１１にデータおよびセレクト信号＃１を出力する回路である。
セレクタ１５は、コントローラ１４からの制御信号を受け付け、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２にデータおよびセレクト信号＃２を出力する回路である。

コントローラ１４は、制御手段を構成し、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２からの比較結果信号を受け付け、比較結果信号により終端抵抗が適切な値に変更されたことを検知した時点でのセレクタ１５のセレクト信号＃２の組み合わせパターンに確定するように制御する回路であり、終端抵抗補正時は終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に接続されたドライバダミーのみを動作させ、補正終了後は出力ドライバ１１のみを動作させるように、セレクタ制御信号をセレクタ１３に出力する。
コントローラ１４は、始めに、終端抵抗補正時のみ、上段のセレクタ１５と終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２を使用して終端抵抗の補正を行う。後に、コントローラ１４は、セレクタ１５と終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２とに電流が流れないように制御し、データ伝送時に、下段のセレクタ１３と出力ドライバ１１を用いてデータ伝送を行う。なお、コントローラ１４は、データ通信中の一定期間ごとに１回補正を行えばよい。
コントローラ１４は、終端抵抗補正時に、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２へ出力するセレクト信号＃２を変更するようにセレクタ制御信号を制御し、比較器１２ａによる比較結果に基づいて、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の出力インピーダンスが参照抵抗Ｒｒｅｆに最も近くなるセレクタ制御信号およびセレクト信号＃２を特定する。
コントローラ１４は、セレクト信号＃２を特定した場合に、データ伝送時に、当該セレクト信号＃２に対応するセレクタ制御信号をセレクタ１３に出力し、セレクタ１３からセレクト信号＃１を出力ドライバ１１に設定する。さらに、コントローラ１４は、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に流れる電流を停止するようにセレクタ制御信号（図７［３］Ｖｉｎ＝１、ｓｅｌ〜ｓｅｌｎ＝０）を変更することでセレクタ１５から出力されるセレクト信号＃２を変更して終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に設定する。
最も単純に差動出力装置を構成する場合は、コントローラ１４を１つ、セレクタ１３、１５をそれぞれ２つ、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２を２つ、出力ドライバ１１を２つ設ければよい。

次に、図２は、図１に示す出力ドライバ１１の単体の基本構成を示す図である。
図２に示す出力ドライバ１１−１にあっては、簡単化のため差動信号出力ドライバの単体の基本構成だけを想定する。ＴＰ１、ＴＮ１はそれぞれＰｃｈ、ＮｃｈのＭＯＳトランジスタであり、２つのＲ１はＥＳＤ（ｅｌｅｃｔｒｏ−ｓｔａｔｉｃ ｄｉｓｃｈａｒｇｅ；静電気放電）保護用の固定抵抗である。
Ｉｎ端子に入力される伝送データがＨｉｇｈレベルのとき、ＮｃｈのＭＯＳトランジスタがオン状態になり、ＰｃｈのＭＯＳトランジスタがオフ状態になり、Ｏｕｔ端子の電圧はＧＮＤレベルと等しくなる。

一方、伝送データがＬｏｗレベルのとき、Ｐｃｈがオン状態、Ｎｃｈがオフ状態になり、Ｏｕｔ端子の電圧はＶｄｄレベルと等しくなる。
従って、伝送データがＨｉｇｈまたはＬｏｗによらず、終端抵抗としてはＰｃｈまたはＮｃｈのＭＯＳトランジスタのオン抵抗と、ＥＳＤ保護用抵抗Ｒ１を直列接続した合成値となる。

以上のことから、Ｉｎ端子に入力する伝送データがＨｉｇｈかｌｏｗかによらず、出力抵抗は一定となる。
一般に、差動出力ドライバを構成する場合は、この基本構成を２つ並べて用いればよい。
ここで、トランジスタのオン抵抗を大きくし、その分ＥＳＤ保護用固定抵抗Ｒ１を小さく設定することにより、トランジスタサイズを小さくすることができ、集積回路の面積を小さくすることができるという利点がある。これにより、並列接続する抵抗を任意に選択して、終端抵抗を可変にできる。

次に、図３は、図１に示す出力ドライバ１１の構成を示す回路図である。図３は、図２に示す出力ドライバ１１の単体基本構成を１つの基本ユニットとし、この基本ユニットをｎ個並列接続した出力ドライバ１１の具体的な回路図である。
図２では、基本ユニット１１−１内のＰｃｈ、ＮｃｈのＭＯＳトランジスタのゲートが接続されている状態であった。
これに対して、図３では、並列抵抗ユニット１１−１〜１１−ｎを並列接続する場合は、それぞれのゲートには別個の入力データが入力するように構成し、ＰｃｈとＮｃｈが同時にオフできるように構成する。また、隣り合う並列抵抗ユニットに設けられたトランジスタのオン抵抗とＥＳＤ保護用抵抗との合成抵抗値は異なる値を有する。

セレクト信号＃１であるｄａｔａＰ１〜ｄａｔａＰｎには、伝送データを入力するか、オフ信号としてＨｉｇｈレベル信号を入力する。一方、ｄａｔａＮ１〜ｄａｔａＮｎには、同一並列抵抗ユニット内のＰｃｈと同じ同位相の伝送データを入力するか、オフ信号としてＬｏｗレベル信号を入力する。同一並列抵抗ユニットのＰｃｈ、Ｎｃｈの両方に差動データを入力するか、両方にオフ信号を入力する。
このように構成することにより、Ｏｕｔ端子に並列接続する基本ユニットをセレクト信号＃１で選択することができ、選択された基本ユニットの組み合わせに応じて終端抵抗を変化させることができる。

セレクト信号＃１であるｄａｔａＰ１〜ｄａｔａＰｎ、ｄａｔａＮ１〜ｄａｔａＮｎに入力される伝送データまたはオフ信号は、セレクタ１３で切り替えられた信号である。
ＭＯＳトランジスタＴＰｎのオン抵抗＋ＲｎおよびＭＯＳトランジスタＴＮｎのオン抵抗＋Ｒｎは、特性インピーダンスよりも大きい値に設定しておく。特に、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗を固定抵抗Ｒｎより大きく設定しておくことで、ＭＯＳトランジスタのサイズを小さく、また電流を少なくでき、この点が図３に示すように構成にすることの利点である。
ＭＯＳトランジスタのサイズが小さいと、製造ばらつきによる影響が懸念されるが、並列接続する抵抗を選択することにより製造ばらつき分を補正することができる。

次に、図４は、図１に示すセレクタ１３、１５の構成例を示す回路図である。
コントローラ１４は、ｓｅｌ１〜ｓｅｌｎからなるセレクタ制御信号をセレクタ１３、１５に与える。
セレクタ１３、１５は、図４に示すように、セレクタ制御信号ｓｅｌ１〜ｓｅｌｎを入力するＮＡＮＤ１〜ＮＡＮＤｎおよびＩＮＶ１〜ＩＮＶｎ、ＮＯＲ１〜ＮＯＲｎにより構成されている。
セレクタ１３を上記出力ドライバ１１のＰｃｈのＭＯＳトランジスタに接続する場合は、ＮＡＮＤ１〜ＮＡＮＤｎで構成してセレクト信号ｄａｔａＰ１〜ｄａｔａＰｎを出力する。

一方、上記出力ドライバ１１のＮｃｈのＭＯＳトランジスタに接続する場合は、ＩＮＶ１〜ＩＮＶｎとＮＯＲ１〜ＮＯＲｎで構成してセレクト信号ｄａｔａＮ１〜ｄａｔａＮｎを出力する。
セレクタ１５もセレクタ１３と同様の構成を有しており、セレクタ１５は、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に接続される。
終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に接続されるセレクタ１５の入力電圧Ｖｉｎは常時ＤＣ電圧である。
一方、実際に伝送路に接続されている出力ドライバ１１の入力電圧Ｖｉｎは、終端抵抗補正時はＤＣ電圧であり出力ドライバ１１を構成する全てのＭＯＳトランジスタがオフ制御されてリセット状態となり、データ伝送時はＡＣデータを入力する。

次に、図５は、Ｐｃｈトランジスタを用いる終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の構成を示す回路図である。
図５は、図７に示す［１］のＰｃｈのＭＯＳトランジスタのみで補正する場合の終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の補正例を示す回路図である。
終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２は、図３に示す出力ドライバ１１のＯＵＴ端子に対して、比較器１２ａと参照抵抗Ｒｒｅｆを並列接続するように構成した回路である。参照抵抗Ｒｒｅｆは、伝送路の特性インピーダンスと略同一である。なお、並列抵抗ユニット毎に抵抗値が同じでも、異なっても良い。
終端抵抗補正時には、セレクト信号＃２であるｄａｔａＮ１〜ｄａｔａＮｎには常にＬｏｗレベル（０）が入力するので、ＭＯＳトランジスタＴＮ１〜ＴＮｎは全てオフ状態となり、ノードＯＵＴ端子に並列接続される合成インピーダンスをＺとすると、ＺはＴＰ１〜ＴＰｎをオンオフ制御することで切り替えられる。
このようにして、切り替えられた並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗がノードＯＵＴ端子に接続される。

ノードＯＵＴ端子は、電源電圧Ｖｄｄが、合成インピーダンスＺと参照抵抗Ｒｒｅｆとで分圧された電圧Ｖ（ＯＵＴ）になる。
比較器１２ａでは、入力される電圧Ｖｄｄ／２と電圧Ｖ（ＯＵＴ）とを比較する。
コントローラ１４では、Ｒ≒Ｒｒｅｆとなる電圧Ｖ（ＯＵＴ）≒Ｖｄｄ／２付近になったときのダミー出力電圧Ｖ（ＤＵＭ＿ＯＵＴ）を比較器１２ａから入力し、補正を停止するか否か判断する。
すなわち、比較器１２ａは、電圧Ｖｄｄ／２＞電圧ＯＵＴのときに電圧Ｖ（ＤＵＭ＿ＯＵＴ）＝１、電圧Ｖｄｄ／２＜電圧ＶＯＵＴのときにＶ（ＤＵＭ＿ＯＵＴ）＝０となる。コントローラ１４が、このＶ（ＤＵＭ＿ＯＵＴ）端子の出力変化（０→１）を検知した場合、当該検知時点でセレクト信号＃２の変更を停止し、当該検知時点でのセレクタ１５へのセレクタ制御信号およびセレクト信号＃２の組み合わせパターンを確定すればよい。
なお、図７に示す［２］のＮｃｈのＭＯＳトランジスタのみで補正する構成の場合は、参照抵抗Ｒｒｅｆを電源と接続し、電圧Ｖ（ＯＵＴ）と電圧Ｖｄｄ／２とを比較器１２ａで比較すればよい。

図６は、製造ばらつき補正と並列接続された並列抵抗ユニット数を示すグラフ図である。なお、整合させるインピーダンスをＺｔａｒｇｅｔとする。セレクタ１５を介して１つずつ並列抵抗ユニットを選択し、選択された並列抵抗ユニットを並列接続することにより、図６に示すグラフ上で左右の方向に抵抗値を調整することができる。
ここで、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の合成抵抗が、製造ばらつきに起因してＺ±Δの範囲でばらつくこととする。
並列抵抗ユニットの選択は、１個から始める必要はなく、特にＺ−ΔのＺｔａｒｇｅｔよりも少し高い終端抵抗になるように、すなわち、予め数個の並列抵抗ユニットをまとめて選択できるように、Ｐｃｈ、ＮｃｈのＭＯＳトランジスタのゲートをそれぞれ共通に構成しておくことで、配線やセレクタ１５を構成する並列抵抗ユニットの個数を減少させることができ、終端抵抗補正時間も短くすることができる。

次に、図７は、セレクタ１５と終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２を構成するＭＯＳトランジスタのオンオフ制御の関係について説明するための図である。
図７に示す［１］の組み合わせは、出力ドライバ１２のＰｃｈのＭＯＳトランジスタのみで構成する場合であり、一方、［２］はＮｃｈのＭＯＳトランジスタのみで構成する場合である。
［１］入力電圧Ｖｉｎに１：ｈｉｇｈを用いると、セレクタ制御信号ｓｅｌ１〜ｓｅｌｎのレベルによらず終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２のＮｃｈのＭＯＳトランジスタは全てオフ状態になり、ＰｃｈのＭＯＳトランジスタのみがセレクタ制御信号ｓｅｌ１〜ｓｅｌｎによりオン、オフが切り替えられる。
［２］入力電圧Ｖｉｎに０：ｌｏｗを用いると、セレクタ制御信号のレベルによらず終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２のＰｃｈのＭＯＳトランジスタは全てオフ状態になり、ＮｃｈのＭＯＳトランジスタのみがセレクタ制御信号ｓｅｌ１〜ｓｅｌｎによりオン、オフが切り替えられる。
［３］補正終了後は、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２をリセット状態にする。

このとき、入力電圧Ｖｉｎに１：ｈｉｇｈを用い、セレクタ制御信号ｓｅｌ１〜ｓｅｌｎ＝０となり、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２のＮｃｈのＭＯＳトランジスタは全てオフ状態になり、かつＰｃｈのＭＯＳトランジスタは全てオフ状態になる。［３］の状態では、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に電流が流れないので、消費電流を低減することができる。
これにより、終端抵抗補正時に必要だった消費電流が必要なくなるので、低消費電流の出力装置を提供することができる。

次に、図８は、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の並列抵抗ユニットごとにインピーダンスの異なる場合の終端抵抗を補正する構成を示す回路図である。
図８において、ＯＵＴ点の電圧を電圧ＶＯＵＴ、ＯＵＴ２端子での電圧を電圧ＶＯＵＴ２とする。
例えば、ＰｃｈのＭＯＳトランジスタのみで５０Ω終端に補正する例を示す。ここで、説明の簡単化のために、Ｐｃｈ、ＮｃｈのＭＯＳトランジスタのオン抵抗は０Ωとし、ＥＳＤ用抵抗の値のみを変化させることとする。なお、実際は、ＰｃｈまたはＮｃｈのＭＯＳトランジスタのオン抵抗とＥＳＤ保護用抵抗の合成値で考える。
ＭＯＳトランジスタおよびＥＳＤ保護用抵抗は、抵抗値が大きいほどレイアウトサイズが小さくて済む。大きな抵抗値を並列抵抗ユニット１２−５や１２−６方で選択することにより、並列接続された抵抗値は、微小に変化していくことになり終端抵抗の補正精度を向上することができる。
比較器１２ａは、電圧Ｖｄｄ／２＞電圧ＯＵＴのときに電圧ＶＯＵＴ２＝１、電圧Ｖｄｄ／２＜電圧ＶＯＵＴのときにＶＯＵＴ２＝０となる。

例えば、並列抵抗ユニット１２−１〜１２−５まで順に選択していき、並列抵抗ユニット１２−６が選択されると、電圧Ｖｄｄ／２＞電圧ＯＵＴとなり、比較器１２ａの出力端子であるＶＯＵＴ２端子が０から１に変化する。このＶＯＵＴ２端子の出力変化（０→１）を検知したコントローラ１４は、当該検知時点でセレクト信号＃２の変更を停止し、当該検知時点でのセレクタ制御信号およびセレクト信号＃２の組み合わせパターンに確定すればよい。
このように、コントローラ１４が、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の出力インピーダンスが参照抵抗Ｒｒｅｆに最も近くなるセレクト信号＃２を特定した場合に、データ伝送時に、コントローラ１４からセレクタ制御信号をセレクタ１３に出力し、セレクタ１３から出力される当該セレクト信号＃１を出力ドライバ１１に設定し、出力ドライバにおいて当該セレクト信号＃１により選択される並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗を終点抵抗とすることができる。この結果、電気信号出力装置の終端抵抗と伝送路の特性インピーダンスとの整合を取ることができる。
また、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に流れる電流を停止するようにセレクタ制御信号（図７［３］Ｖｉｎ＝１、ｓｅｌ〜ｓｅｌｎ＝０）を選択してセレクタ１５に出力し、セレクタ１５からセレクト信号＃２を終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に設定することにより、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２に設けられている全てのＭＯＳトランジスタをオフ制御することができる。このため、従来、補正に必要だった消費電流を削減することができる。

＜第２実施形態＞
図９は、本発明の第２実施形態に係る電気信号出力装置の終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２において、特性インピーダンスの異なる複数の伝送路に対する終端抵抗を補正する構成を示す回路図である。
ここで、特性インピーダンスの異なる複数種類の伝送路に対して、ＰｃｈのＭＯＳトランジスタのみで終端抵抗を任意に整合する場合の終端抵抗補正方法について述べる。なお、ＯＵＴ端子に接続された参照抵抗Ｒｒｅｆは任意の値に可変する可変抵抗である。
各並列抵抗ユニットは、特性インピーダンス調整用の並列抵抗ユニット２２−１〜２２−ｎと、製造ばらつき調整用の並列抵抗ユニット２３−１〜２３−ｍとに分離しておく。
更に、図９に示す終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の並列抵抗ユニット２２−１〜２２−ｎ、２３−１〜２３−ｍを出力ドライバ１１にも備えるように構成しておく。
まず、特性インピーダンス調整用のユニット２２−１〜２２−ｎに対して、セレクタ１５によりセレクト信号＃２であるｄａｔａＰＺ１〜ｄａｔａＰＺＮ、ｄａｔａＮＺ１〜ｄａｔａＮＺＮを選択して任意の値の固定インピーダンスとしておく。

一方、製造ばらつき調整用のユニット２３−１〜２３−ｍのセレクト信号＃２であるｄａｔａＰＰ１〜ｄａｔａＰＺＮ、ｄａｔａＮＰ１〜ｄａｔａＮＰＭには、各ノードにそれぞれセレクタ１５からのセレクト信号＃２を１つずつ入力して補正する。
特性インピーダンス調整用ユニット２２は、セレクト信号＃２であるｄａｔａＰＺ１〜ｄａｔａＰＺＮ、ｄａｔａＮＺ１〜ｄａｔａＮＺＮのうちの任意のノードを予め共通化しておくことで、補正開始時の合成抵抗をＺｔａｒｇｅｔに予め近づけておくことになり、配線やセレクタ１５の構成を省略することができる。
従って、コントローラ１４からセレクタ１５に出力されるセレクタ制御信号や、セレクタ１３から出力されるセレクト信号＃２の切り替え工程を削減できるため、終端抵抗補正に要する時間を短縮することができる。

このように、参照抵抗Ｒｒｅｆは、任意の値に可変する可変抵抗であり、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２を構成する並列抵抗ユニットは、特性インピーダンスを調整するための複数の並列抵抗ユニット２２−１〜２２−ｎと、製造ばらつきを調整するための複数の並列抵抗ユニット２３−１〜２３−ｍとを有し、セレクト信号＃２に応じて複数の並列抵抗ユニット２３−１〜２３−ｍの組み合わせを選択することで、特性インピーダンスの異なる複数の伝送路に対応することができる。
さらに、図９に示す終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の並列抵抗ユニット２２−１〜２２−ｎ、２３−１〜２３−ｍと同一の構成からなる並列抵抗ユニットを出力ドライバ１１にも備えるように構成しておくことで、終端抵抗補正時に、終端抵抗補正用出力ドライバダミー１２の並列抵抗ユニット２２−１〜２２−ｎ、２３−１〜２３−ｍの組み合わせを選択したセレクタ制御信号を出力ドライバ１１に転用することができる。これにより、特性インピーダンスの異なる複数の伝送路に対応することができる。

＜第３実施形態＞
図１０は、本発明の第３実施形態に係る電気信号出力装置の出力ドライバ１１において、差動伝送データの振幅切り替え回路の概念について説明するための図である。
差動出力信号の振幅を、電源電圧−ＧＮＤ間の電圧範囲でのフルスイングと、電圧Ｖｄｄ／４−電圧３Ｖｄｄ／４間の電圧範囲でのハーフスイングとを切り替える回路について説明する。本実施形態では、スイングモードをスイッチにより低消費電力で切り替えることを特徴とする。
伝送路の特性インピーダンスがＺ０のとき、終端抵抗補正後の出力ドライバ１１の終端抵抗２Ｚ０を、並列に２つ接続することで、差動出力ドライバを構成する。これにより、コモンモードのノイズに強くなる。
ユニットの接続点にはスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を付ける。さらに、出力ドライバ１１の差動出力端子ＯＵＴＰ−ＯＵＴＭ間にスイングモード切替用スイッチＳＷ５を付け、その両端には固定抵抗２Ｚ０を接続する。これらはスイッチＳＷ５を基準に上下対称（Ｐｃｈ、ＮｃｈのＭＯＳトランジスタに対して対称形になる）の構造となっている。
すなわち、上記差動出力ドライバを複数個並列に接続し、かつ差動出力ドライバの個数を任意に選択することにより終端抵抗を可変するように構成し、さらに差動出力ドライバの差動出力端子と別の差動出力ドライバの差動出力端子との間に２つの抵抗をスイッチＳＷ５を介して直列接続し、スイッチＳＷ５により２つの抵抗を差動出力端子間から切り離し可能に構成する。これにより、出力データの振幅を変化させることができる。

［１］フルスイングモード
スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を全てオン状態、スイッチＳＷ５のみオフ状態とすると、固定抵抗２Ｚ０を並列にするとＺ０となる。スイッチＳＷ５をオフ状態にしたときのスイッチＳＷ５の抵抗値を無限大とすると、その上下に２Ｚ０ずつ抵抗が付加されていても出力ドライバ１１の差動出力端子ＯＵＴＰ−ＯＵＴＭ間は切り離された状態とみなせる。
これは、第１および第２実施形態において用いた回路と同様であり、振幅は電源電圧−ＧＮＤ間の電圧範囲でフルスイングとなる。
［２］ハーフスイングモード
スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を全てオフ状態、スイッチＳＷ５のみをオン状態とすると、ＯＵＴＰ端子の電圧は、ＩＮＰ端子側の２Ｚ０と、出力ドライバ１１の差動出力端子ＯＵＴＰ−ＯＵＴＭ間の固定抵抗４Ｚ０、ＩＮＭ端子側の固定抵抗２Ｚ０が順に直列接続されることで、抵抗分圧される。
従って、ＯＵＴＰ端子は電圧３Ｖｄｄ／４、ＯＵＴＭ端子は電圧Ｖｄｄ／４となり、差動信号の振幅は、出力ドライバ１１の差動出力端子ＯＵＴＰ−ＯＵＴＭ間で電圧Ｖｄｄ／２と設定することができる。

この構成の利点は、固定抵抗２Ｚ０に補正しておくことにより、固定抵抗Ｚ０で補正するよりもレイアウト面積を小さく抑制でき、伝送データの振幅もスイッチを制御するだけで変更することができる。抵抗値が大きくなると電流が流れにくく、消費電流が抑制でき、かつ面積が小さくなる。

図１１は、図１０に示す２Ｚ０を並列接続する回路構成の一例を示す回路図である。
図１１に示す回路構成では、図１０に示すＩＮＰ−ＯＵＴＰ間に並列接続される固定抵抗２Ｚ０を２つと、切り替え用スイッチＳＷ１、２に相当する、セレクタＭＵＸＰ１〜ＭＵＸＰｎの構成を有する。
振幅切り替え信号ＺＳＥＬにより、右側の２Ｚ０を構成する全てのＭＯＳトランジスタＴＺＰ１〜ＴＺＰｎ、ＴＺＮ１〜ＴＺＮｎをオフ制御する場合と、ｓｅｌ１〜ｓｅｌｎに対応したＭＯＳトランジスタＴＰ１〜ＴＰｎ、ＴＮ１〜ＴＮｎを任意にオン制御して並列接続する場合とを切り替えることができる。これにより、出力データの振幅を変化させることができる。

１…電気信号出力装置、１１…出力ドライバ、１２…終端抵抗補正用出力ドライバダミー、１２ａ…比較器、１３…セレクタ、１４…コントローラ、１５…セレクタ、２２…特性インピーダンス調整用ユニット、２３…製造ばらつき調整用ユニット

特開２００８−１６７２８６公報

Claims (6)

1. 伝送路に電気信号を出力する電気信号出力装置であって、
   複数の並列抵抗ユニットを有し、第１選択信号に応じて前記複数の並列抵抗ユニットの組み合わせを選択し、該選択された並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗を前記伝送路に接続する出力ドライバと、
   前記出力ドライバと同一の構成からなる複数の並列抵抗ユニットを有し、第２選択信号に応じて前記複数の並列抵抗ユニットの組み合わせを選択し、該選択された並列抵抗ユニットの組み合わせによる合成抵抗を前記伝送路の特性インピーダンスと略同一の参照抵抗に疑似的に接続する疑似出力ドライバと、
   前記疑似出力ドライバにより疑似的に接続された前記合成抵抗と前記参照抵抗との接続点での電圧を所定の基準電圧と比較する比較手段と、
   終端抵抗補正時に、前記疑似出力ドライバへ出力する第２選択信号を変更するように制御し、前記比較手段による比較結果に基づいて、前記疑似出力ドライバの出力インピーダンスが前記参照抵抗に最も近くなる第２選択信号を特定する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記第２選択信号を特定した場合に、データ伝送時に、当該第２選択信号を第１選択信号として前記出力ドライバに設定し、前記疑似出力ドライバに流れる電流を停止するように前記第２選択信号を変更して前記疑似出力ドライバに設定する、ことを特徴とする電気信号出力装置。
2. 前記制御手段から入力される選択制御信号を前記第１選択信号に変換し、前記出力ドライバに出力する第１選択信号生成手段と、
   前記制御手段から入力される選択制御信号を前記第２選択信号に変換し、前記疑似出力ドライバに出力する第２選択信号生成手段と、
   前記制御手段は、前記終端抵抗補正時に、前記疑似出力ドライバへ出力する第２選択信号を順次に変更するように前記第２選択信号を制御し、前記比較手段による比較結果に基づいて、前記疑似出力ドライバの出力インピーダンスが前記参照抵抗に最も近くなる第２選択信号および第２選択信号を特定する、ことを特徴とする電気信号出力装置。
3. 前記出力ドライバおよび前記疑似出力ドライバを構成する並列抵抗ユニットは、
   ＰｃｈのＭＯＳトランジスタから構成される第１素子と、
   ＮｃｈのＭＯＳトランジスタから構成される第２素子と、
   前記第１素子と前記第２素子との間に直列に接続された抵抗とにより構成される、ことを特徴とする請求項１記載の電気信号出力装置。
4. 前記参照抵抗は、任意の値に可変する可変抵抗であり、
   前記疑似出力ドライバを構成する並列抵抗ユニットは、特性インピーダンスを調整するための第１の複数の並列抵抗ユニットと、製造ばらつきを調整するための第２の複数の並列抵抗ユニットとを有し、前記第２選択信号に応じて前記第２の複数の並列抵抗ユニットの組み合わせを選択する、ことを特徴とする請求項１記載の電気信号出力装置。
5. 請求項１記載された電気信号出力装置を２つ並列に接続したことを特徴とする差動出力ドライバ。
6. 請求項５記載の差動出力ドライバを複数個並列に接続し、かつ前記差動出力ドライバの個数を任意に選択することにより終端抵抗を可変するように構成し、さらに前記差動出力ドライバの差動出力端子と別の前記差動出力ドライバの差動出力端子との間に２つの抵抗をスイッチ素子を介して直列接続し、前記スイッチ素子により前記２つの抵抗を差動出力端子間から切り離し可能に構成する、ことを特徴とする出力装置。

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