JP2014023428A - スイッチング電力変換器用のハイブリッド適応力率補正方式 - Google Patents

Abstract

【課題】力率補正を伴うスイッチング電力変換器およびスイッチング電力変換器のための設定可能な力率制御方法を提供すること。
【解決手段】本明細書に開示される実施形態は、スイッチング電力変換器のための設定可能な力率制御方法を提供するスイッチング電力変換器の制御方法を記載している。一実施形態において、コントローラは、一定オン時間制御と定電力制御の電力調整制御方法を組み合わせてスイッチング電力変換器の力率を調整する。
【選択図】図１

Description

本明細書に開示される実施形態は、力率補正を伴うスイッチング電力変換器に関する。

スイッチング電力変換器における力率は、電力源によって提供される皮相電力と負荷に供給される有効電力の比率として定義される。事業企業や政府機関は、スイッチング電力変換器の力率が調整により一定の最低レベルを超えることを要求している。したがって、スイッチング電力変換器は、高い力率と低い高調波歪みを伴う電力を電力源から負荷へ供給すべきである。

電流単相能動力率制御技術は、一般に２つのカテゴリー、２段階手法と１段階手法に分けられる。２段階手法では、力率制御フロントエンド段は、バルクエネルギー蓄積コンデンサ上で交流（ＡＣ）入力電圧を直流（ＤＣ）電圧に変換する。フライバックスイッチング電力変換器等のＤＣ／ＤＣ変換器は、単離及び規制された低い出力電圧又は高い出力電流を負荷へ提供する第２出力段として用いられる。対照的に、１段階手法は、力率制御段とＤＣ／ＤＣ段を単一の段階に組み合わせる。１段階手法では、単一のスイッチは、入力力率補正と出力電圧／電流調整の二重の機能を達成するように制御される。

一般に、２段階力率制御回路は、分かれた段階を利用して正弦波に近く入力線路電圧と同相であるように入力電流を整形して高い入力力率と低い全高調波歪み（ＴＨＤ）を達成している。しかし、２段階力率制御回路の効率は、１段階力率制御回路よりも一般的に低い。なぜなら、エネルギーが２段階力率制御回路の２段で２回処理されているからである。さらに、２段階の使用により、２段階力率制御回路は１段階力率制御回路と比較して、より複雑で高価である。よって、１段階力率制御回路は、通常、コストと効率を考慮すると低電力の用途のために好ましい。

本発明は、力率補正を伴うスイッチング電力変換器およびスイッチング電力変換器のための設定可能な力率制御方法を提供することを目的とする。

一実施形態において、スイッチング電力変換器のコントローラは、一定オン時間制御と定電力制御の電力調整制御方法を組み合わせてスイッチング電力変換器の力率を調整する。調整モードを組み合わせることによって、コントローラは、低電力用途用と出力リップル性能用の力率要件を満たすように各調整モードとの間のトレードオフのバランスをとる。

一実施形態において、電力変換器への入力電圧の各ＡＣ周期の間（すなわち、単一のＡＣ周期）、コントローラは、瞬時入力線路電圧の大きさに基づいて定電力モード又は一定オン時間モードで電力変換器を動作させるかを判定する。特に、コントローラは、瞬時入力線路電圧が閾値電圧より低ければ、入力電圧のＡＣ周期の間に一定オン時間モードで電力変換器を動作させ、瞬時線路電圧が入力電圧のＡＣ周期の間に閾値電圧を上回れば、動作モードを定電力モードへ切り換える。

明細書に記載された特徴及び利点はすべての包括的なものではなく、特に、多くの追加の特徴及び利点は、図面及び明細書の観点から、当業者には明らかであろう。さらに、明細書で使用される言語は、主に読みやすさと説明のために選択され、本発明の主題を正確に概説又は範囲を定めるため選択されたものではないことに留意すべきである。

本明細書に開示された実施形態の教示は、添付の図面と併せて以下の詳細な説明を考慮することによって容易に理解することができる。
一実施形態による一定のターンオン制御及び定電力制御の組み合わせを使用するスイッチング電力変換器を示す図である。 従来のスイッチング電力変換器の入力電圧及び入力電流の波形を示す図である。 一実施形態によるスイッチング電力変換器のコントローラＩＣの内部回路を示す図である。 スイッチング電力変換器のスイッチのオン時間を示す波形例を示す図である。 スイッチング電力変換器の例示的な入力電圧と入力電流の波形を示す図である。 一実施形態によるコントローラＩＣのデジタル論理制御の回路図である。 オン時間整形を用いたスイッチング電力変換器のスイッチのオン時間を示す一例の波形を示す図である。

図面及び下記の説明は、単に例示のための好適な実施形態に関連している。以下の説明から、本明細書に開示された構造及び方法の代替的実施形態が、本明細書に記載の原理から逸脱することなく用いることができる実行可能な代替手段として容易に認識されることに留意すべきである。

さて、いくつかの実施形態が詳細に言及され、その例が添付の図面に示される。図面に使用されたいずれの実用的な類似又は同様の参照番号は類似又は同様の機能を示市得ることに留意されたい。図面は例示の目的のみのために実施形態を示す。当業者であれば、本明細書に示された構造及び方法の代替的実施形態が本明細書に記載の原理から逸脱することなく用いることができること以下の説明から理解されるであろう。

本明細書に開示される実施形態は、スイッチング電力変換器のための設定可能な力率制御を提供するＡＣ／ＤＣフライバックスイッチング電力変換器の制御方法を説明する。一実施形態において、コントローラは、一定オン時間制御と定電力制御（すなわち、定電圧モード及び／又は定電流モードの制御）の電力調整制御方法を組み合わせてスイッチング電力変換器の力率を調節する。特に、コントローラは、スイッチング電力変換器が一定オン時間制御モードで動作される入力電圧の各ＡＣ周期内の時間の割合に基づいて力率を調整する。調整モードを組み合わせることによって、コントローラは低電力用途用と出力リップル性能用の力率の要件を満たすように一定オン時間モードと定電力モードのトレードオフのバランスをとる。

図１は、一実施形態によるＡＣ−ＤＣフライバックスイッチング電力変換器を示す。電力変換器１００は、３つの主要なセクション、すなわち、フロントエンド、パワー段階、及び第２の段階を含んでいる。フロントエンド１０３は、ノードＬ、ＮにてＡＣ電圧源（図示せず）に接続され、インダクタＬｉ、抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｆｌの、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、及びバルクコンデンサＣ２から成るブリッジ整流器を含む。ノード１０５で整流された入力線路電圧は、抵抗Ｒ１０及びＲ１１を介してコントローラＩＣ１０１の供給電圧ピンＶｃｃ（ピン１）に入力される。ノード１０５における線電圧はまた、電力トランスＴ１−Ａの１次巻線１０７に結合される。コンデンサＣ５は、供給電圧ピンＶｃｃへの整流された供給電圧入力（ピン１）から高周波ノイズを除去する。ノード１０５におけるフロントエンドセクションの出力は調整されていないＤＣ入力電圧である。

電力段階は電力トランスＴ１−Ａ、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）電力スイッチＱ１及びコントローラＩＣ１０１から構成される。電力トランスＴ１−Ａは、１次巻線１０７、２次巻線１０９及び補助巻線１１１を含む。コントローラＩＣ１０１は、コントローラＩＣ１０１の出力ピン（ピン５）から出力された制御信号１１５を介してＢＪＴ電力スイッチＱ１のオンとオフの状態の制御を介して出力調整を維持する。制御信号１１５はＢＪＴ電力スイッチＱ１のベース（Ｂ）を駆動する。ＢＪＴ電力スイッチＱ１のコレクタ（Ｃ）は１次巻線１０７に接続されており、そして一方、ＢＪＴ電力スイッチＱ１のエミッタ（Ｅ）はコントローラＩＣ１０１のＩ_{ＳＥＮＳＥ}ピン（ピン４）に接続され、抵抗器Ｒ１２を介して接地されている。Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}ピン（ピン４）は、１次巻線１０７とＢＪＴスイッチＱ１を通る電流を検出抵抗器Ｒ１２の両端の電圧の形態で感知する。コントローラＩＣ１０１は、ＢＪＴスイッチＱ１のオンとオフの状態とデューティ周期を制御するために、同様に、ＢＪＴスイッチＱ１のベース電流の振幅を制御するために、パルス幅変調（ＰＷＭ）若しくはパルス周波数変調（ＰＦＭ）及び／又はそれらの組合せのような多くの変調技術うちのいずれかを使用することができる。一実施形態において、コントローラＩＣ１０１は、スイッチング電力変換器１００のための設定可能な力率制御方法を更に後述するように決定し、実践する。コントローラＩＣ１０１のＧＮＤピン（ピン２）はグランドに接続されている。

第２の段階は、出力整流器として機能するダイオードＤ６と出力フィルタとして機能するコンデンサＣ１０で構成されている。ノード１１３で得られた調整された出力電圧Ｖｏｕｔは負荷（図示せず）に供給される。抵抗器Ｒ１４は、フライバックスイッチング電力変換器１００の無負荷状態の場合に出力を安定化させるために典型的に使用されるプレ負荷である。また、ＥＳＤ放電ギャップ（ＥＳＤ１）は１次巻線１０７とダイオードＤ６のカソードとの間に結合される。

ノード１１３における出力電圧Ｖｏｕｔは補助巻線１１１を渡って反射され、抵抗器Ｒ３、Ｒ４で構成される抵抗分圧器を介してコントローラ１０１のＶ_{ＳＥＮＳＥ}ピン（ピン３）に入力される。コンデンサＣ９は、起動時におけるノード１０５の線路電圧から又はスイッチング周期間の始動後の補助巻線１１１の両端間の電圧からの電力を保持するために使用される。

上述したように、単一のスイッチＱ１は、１段階力率制御回路で使用され出力電力を調節する。しかし、スイッチＱ１はまた、入力電流と出力電流の両方に影響を及ぼす。１段階力率制御回路におけるバルクコンデンサＣ２が小さい場合、入力電圧歪みは最小化され、こうして固定又は可変のスイッチング周波数動作を伴うスイッチＱ１の一定オン時間制御方法を用いて高い力率が得られる。一定オン時間制御方法の間に、スイッチＱ１は、電力変換器１００の動作中の同じ時間長さの間、オンになされる。

図２は、一定オン時間制御を用いた従来の１段階力率制御回路における入力電流波形２０３の入力電流に対するバルクコンデンサＣ２の電圧の電圧波形２０１を示す。図２に示すように、一定オン時間制御方法によって、平均入力電流波形２０３はバルクコンデンサＣ２上で電圧波形２０１に従う。よって、バルクコンデンサＣ２上で電圧歪みがほとんどない場合、電力変換器１００への入力電流は、電力変換器１００への入力電圧に追従する。したがって、高い力率は、スイッチＱ１のオン時間が一定制御による単一段階手法を用いて確保される。しかし、一定オン時間制御方法を使用する結果、電力変換器１００の出力における大きな出力リップルが生じ、出力リップルをフィルタリングする大きな出力コンデンサが必要となる。

良好な出力リップル性能を得るには、定電圧モード又は定電流モードのいずれかで交流（ＡＣ）周期中の一定の電力供給が使用される。下記の式はスイッチング電力変換器１００の電力（Ｐ）を表し、ここで、Ｖ_ｉｎはバルクコンデンサＣ２の入力電圧であり、Ｌ_ｍは１次巻線インダクタンスであり、Ｔ_ｏｎはスイッチＱ１のオン時間であり、Ｆ_ｓはスイッチング電力変換器１００のスイッチング周波数である。

上記の式によれば、負荷への一定の電力供給を維持するために、スイッチング電力変換器１００への入力電圧とスイッチＱ１のオン時間の積は一定でなければならない。したがって、入力電圧が増加するとき、スイッチＱ１のオン時間は、負荷への一定の電力供給を維持するために減少しなければならない。しかし、定電力制御が使用されている場合、１段階力率制御手法のパワーバランスの要件（すなわち、負荷に供給される定電力）により、高い歪み（すなわち、正弦波であることから転向する入力電流）を有し得る、これにより、高い力率が実現不能の結果になる。

多くの低電力用途において力率要件は必ずしも非常に高いものではない。例えば、０．７以下の力率は１０ワットの消費者用の発光ダイオード（ＬＥＤ）照明のために十分である。しかし、一定オン時間制御方法を使用することは、低電力用途に過大であり得るが、例えば、０．９５の力率をもたらす可能性がある。よって、低電力用途のために、すべてのＡＣ周期に亘る一定のターンオン制御方法は、力率要件を満たし同様にＥＮ６１０００−３−２等の高調波調整要件を満たす必要はない。したがって、コントローラＩＣ１０１は、一定オン時間制御及び定電力制御（すなわち、定電圧モード及び／又は定電流モード）の電力調整制御方法を組み合わせて、一定オン時間モードと定電力モードのトレードオフのバランスをとるようにスイッチング電力変換器１００の力率を調整して、低電力用途用と出力リップル性能用の力率要件を充足する。

図３は、一実施形態によるコントローラ１０１の内部回路を示す。コントローラ１０１は、ピン３におけるＶ_{ｓｅｎｓｅ}電圧やピン４におけるＩ_{ＳＥＮＳＥ}電圧等のアナログパラメータを受信するが、デジタル回路とデジタルステートマシン（図示せず）を用いてこれらのパラメータを適宜処理し、ピン５（出力）における適切なベース駆動信号を生成する。コントローラ１０１は、Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}信号調節ブロック３０１、Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}信号調節ブロック３０３及びデジタル論理制御ブロック３０５を含むいくつかの主回路ブロックを含む。コントローラＩＣ１０１は、適応デジタル１次側フィードバック制御によってスイッチング電力供給源１００の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔを調整する。

Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}信号調節ブロック３０１は、アナログ電圧信号としてＶ_{ＳＥＮＳＥ}電圧を受信し、ノード１１３における出力電圧（Ｖｏ）を反映する１つ以上の電圧フィードバック信号３０７を生成する。Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}信号調節ブロック３０３は、アナログ電圧信号としてＩ_{ＳＥＮＳＥ}電圧を受信し、スイッチＱ１に流れる１次側電流を反映する１つ以上の電流フィードバック信号３０９を生成する。
Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}の電圧を感知することは正確な出力電圧の調整を可能にし、Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}電圧を感知することは正確な周期バイ周期ピーク電流の制御を可能にし、定電圧及び定電流の両方モードで制限することは同様にトランスＴ１−Ａの励磁インダクタンスＬｍに無感応な正確な定電流（出力電流Ｉｏｕｔ）制御を可能にする。

デジタル論理制御ブロック３０５は電圧フィードバック信号３０７と電流フィードバック信号３０９を処理して、出力電圧（Ｖｏ）と出力電流（ｌｏｕｔ）の調整のためのスイッチＱ１の動作とオン／オフ状態を管理する制御信号３１１を生成する。図示しないが、デジタル論理制御ブロック３０５は、スイッチング電力変換器１００が動作するべき適切な動作モードを判定するデジタル回路を含む。このデジタル回路は、スイッチング周波数の制御のためのパルス幅変調（ＰＷＭ）又はパルス周波数変調（ＰＦＭ）のいずれかを、出力調整のための定電力モード（すなわち、定電圧（ＣＶ）モード若しくは定電流（ＣＣ）モード）又は一定オン時間モードのいずれかを、適宜選択する。例えば、ＣＣモードを利用した定電力モード間の電力変換器１００の出力における負荷は発光ダイオードの一連（ＬＥＤ）とすることができ、ここでＬＥＤに亘る電圧降下はＬＥＤに亘り印加される定電流の関数である。よって、定電流がＬＥＤに供給され一定の電力が負荷に供給されるので、ＬＥＤに亘る電圧降下は一定である。

一実施形態において、電力変換器１００への入力電圧の各ＡＣ周期（すなわち、単一のＡＣ周期）の間に、デジタル論理制御ブロック３０５は、スイッチング電力変換器１００のスイッチング周波数のたびごとに瞬時入力線路電圧の大きさに基づいて定電力モード又は一定オン時間モードで電力変換器１００を動作させるか否かを判定する。他の実施形態では、デジタル論理制御ブロック３０５は、スイッチング電力変換器１００の特定のスイッチング周期のだけにおける瞬時入力線路電圧の大きさに基づいて定電力モード又は一定オン時間モードで電力変換器１００を動作させるか否かを判定する。入力電圧の周波数は電力変換器１００のスイッチング周波数とは異なることに留意されたい。入力電圧の周波数は、ｋＨｚの範囲（例えば、４０ｋＨｚから２００ｋＨｚ）にある電力変換器１００のスイッチＱ１の高いスイッチング周波数と比較して５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである。

特に、デジタル論理制御ブロック３０５は、瞬時入力線路電圧が閾値電圧より低い場合、入力電圧のＡＣ周期の間に一定オン時間モードで電力変換器１００を動作させ、スイッチング電力変換器１００のスイッチング周波数のたびごとに瞬時線路電圧が閾値電圧を超える場合、動作モードを定電力モードへ切り替える。あるいは、デジタル論理制御ブロック３０５は、瞬時線路電圧がスイッチング電力変換器１００の特定のスイッチング周期のだけにおいて閾値電圧を上回る場合、一定オン時間モードから動作モードを定電力モードへ切り替える。よって、デジタル論理制御ブロック３０５は、瞬時入力線路電圧を監視し、瞬時入力線路電圧が閾値電圧より低いか又は高いかどうかを判定して、瞬時入力線路電圧の大きさに基づいて、電力変換器１００への入力電圧のＡＣ周期内の次のスイッチング周期において一定オン時間モード又は定電力モードで電力変換器１００を作動させる。

電力変換器１００への入力電圧のＡＣ単一周期内で、入力線路電圧が正弦波であると仮定すると、デジタル論理制御ブロック３０５は、瞬時線路電圧が閾値を下回る電圧である間、一定オン時間モードでスイッチング電力変換器１００を動作させる。ＡＣ周期の瞬時入力線路電圧が閾値電圧を一旦超えると、デジタル論理制御ブロック３０５は、定電力モードへのスイッチング電力変換器１００の動作を切り替える。より具体的には、ＡＣ周期の瞬時入力線路電圧が閾値電圧を超えた後の電力変換器１００の次のスイッチング周期において、デジタル論理制御ブロック３０５は、一定オン時間モードから定電力モードへ電力変換器１００の動作を切り替える。

入力線路電圧が正弦波である故に、入力線路電圧はパワー変換器１００への入力電圧のＡＣ周期の間に閾値電圧以下に最終的に減少し、そして、デジタル論理制御ブロック３０５はスイッチング電力変換器１００の動作を一定オン時間モードへ切り替え戻す。すなわち、ＡＣ周期の瞬時入力線路電圧が閾値電圧以下に低下した後の電力変換器１００の次のスイッチング周期において、デジタル論理制御ブロック３０５は、定電力モードから一定オン時間モードへ電力変換器１００の動作を切り替える。

一実施形態において、閾値電圧は、電力変換器１００が入力電圧のＡＣ周期内で一定オン時間モードで動作するように設定されている時間の割合に基づいている。例えば、北米で１１０ボルトの線路電圧を仮定すると、電力変換器１００が、入力電圧のＡＣ周期の５０％の間に一定オン時間モードで動作するように設定されている場合は、閾値電圧は７７．８ボルト（すなわち、１１０＊ｓｉｎ（４５°））である。

一定オン時間モードの間、デジタル論理制御ブロック３０５は、スイッチＱ１がオンにされている間に一定オン時間でスイッチＱ１をオンにする制御信号３１１を出力する。すなわち、一定オン時間モードの間、スイッチＱ１のオン時間は、電力変換器１００のスイッチング周期にわたって一定（すなわち、同一のまま）である。定電力モードの間、デジタル論理制御ブロック３０５は、一実施形態による一定オン時間モードの間にスイッチング周期ごとに変化しスイッチＱ１の一定オン時間未満であるオン時間でスイッチＱ１をオンにする制御信号３１１を出力する。定電力モードの間、電力変換器１００は、負荷への一定の電力を提供するために用いられる制御方法に依存する一定の電流及び／又は電圧を出力することができる。よって、デジタル論理制御ブロック３０５は、閾値電圧に対する瞬時入力電圧の大きさに基づいて、単一のＡＣ周期内での電力変換器１００のスイッチング周期の間の任意の回数で、一定オン時間モードと定電力モードの間で動作を切り替える。電力変換器１００の入力電圧のＡＣ周期の間に一定オン時間モードと定電力モードの間で電力変換器の動作を切り替えることにより、良好な出力リップル性能を提供しながら、力率要件が満たされる。

一実施形態において、デジタル論理制御ブロック３０５は、コントローラ１０１のＩ_{ＳＥＮＳＥ}ピンでの電圧を使用して、入力線路電圧を判定する。Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}ピンでの電圧は入力線路電圧Ｖｉｎの代理として機能する、なぜならば、スイッチＱ１を通る１次電流Ｉ_ｐ（Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}電圧によって表される）の増加の傾きが入力線路電圧にＶｉｎ＝Ｌｍ（ｄＩ／ｄｔ）関係を通して実質的に比例するからであり、ここで、ＬｍはトランスＴ１−Ａの１次巻線１０７の励磁インダクタンスである。特に、コントローラ１０１はＣＶモードで線路電圧Ｖｉｎのためのプロキシ(proxy)としてＩ_{ＳＥＮＳＥ}電圧を使用しており、また、ＣＣモードでのＩ_{ＳＥＮＳＥ}電圧（１次電流Ｉ_ｐを表す）をも使用でき、スイッチング電力変換器１００からの一定に調整された出力を維持する、これは、２００８年１０月２８日にヤン等（Yan et al）に発行されｉＷａｔｔ社に譲渡された米国特許第７４４３７００号に記載され、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。

図４は、定電力モードと一定オン時間モードの組み合わせを用いた、時間に対する電力変換器１００のオン時間（Ｔｏｎ）の波形を示す。図４において、一定オン時間モードでの電力変換器１００の動作は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間に発生する。よって、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間は電力変換器１００の入力線路電圧が閾値電圧よりも小さいときに対応している。図４に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間のオン時間波形のプラトー４０１は一定オン時間モードの間中の一定オン時間の利用率を表す。

図４において、定電力モードでの電力変換器１００の動作は、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間に発生する。よって、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間は電力変換器１００の入力線路電圧が閾値電圧よりも大きいときに相当する。図４に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間、電力変換器１００のオン時間は変化できる（４０３）。コントローラＩＣ１０１は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、スイッチング電力変換器のオン時間を変化させ（すなわち、増加又は減少）、負荷へ定電力を供給するために用いた制御方法に応じて一定の電流及び／又は電圧を出力する。入力電圧の周期内で一定オン時間モードと定電力モードの両方で電力変換器１００を動作させることにより、コントローラ１０１は、低電力用途のための力率要件を少なくとも満たすに十分な力率を提供すると同時に、良好な出力リップル性能を提供する。

一般に、電力変換器１００の力率は、スイッチＱ１のオン時間が電力変換器１００への入力電圧のＡＣ周期内で一定である時間の割合に基づいている。すなわち、電力変換器１００の力率は、電力変換器１００が、電力変換器１００への入力電圧のＡＣ周期の間に定電力モードに対して一定オン時間モードで動作している時間の割合に基づいている。一実施形態において、スイッチＱ１のオン時間がＡＣ周期内で一定となっている時間の割合は、パラメータＰＦ＿ｌｎｄｅｘで表される。よって、ＰＦ＿ｌｎｄｅｘは、電力変換器が電力変換器１００への入力電圧のＡＣ周期内にて一定オン時間モードで動作している時間の割合を表している。例えば、ＰＦ＿ｌｎｄｅｘの２５％は力率と出力リップル性能のバランスをとる。

一般的に、ＰＦ＿ｌｎｄｅｘが高くなればなるほど力率が高くなり入力高調波歪みが低くなる結果になる。しかし、より高いＰＦ＿ｌｎｄｅｘは出力リップル性能を犠牲にする。より高いＰＦ＿ｌｎｄｅｘは、電力変換器１００が定電力モードで動作している時間の割合と比較して、ＡＣ周期の間の一定オン時間モードで電力変換器１００がより長い時間の割合で駆動されることを示す。対照的に、より低いＰＦ＿ｌｎｄｅｘは出力リップルを最小化することにより、出力リップル性能を増大させる。しかし、ＰＦ＿ｌｎｄｅｘが低くなればなるほど力率が低くなり入力高調波歪みが高くなる。より低いＰＦ＿ｌｎｄｅｘは、電力変換器１００が定電力モードで動作している時間の割合と比較して、ＡＣ周期の間の一定オン時間モードで電力変換器１００がより短い時間の割合で駆動されることを示す。ＰＦ＿ｌｎｄｅｘを設定することは、設計の柔軟性を可能にして、入力力率、入力高調波歪み及び出力リップル性能の間のトレードオフを解決する。一実施形態において、ＰＦ＿ｌｎｄｅｘは、図４に示すように、下記のパラメータに基づいている。
・ＴＯＮ＿ＭＡＸはスイッチＱ１の最大オン時間を表し、
・Ｔ＿ｏｎ＿ｃｏｎｓｔは、スイッチＱ１のオン時間がＴＯＮ＿ＭＡＸで一定である時間期間を表し、
・Ｔｐ＿ａｃは入力線路電圧のＡＣ周期の半分を表す。

一実施形態において、上記のパラメータとの関係は下記の式で記述される。

上記のように、ＰＦ＿ｌｎｄｅｘは、スイッチＱ１のオン時間がＴＯＮ＿ＭＡＸで一定である時間期間（すなわち、Ｔ＿ｏｎ＿ｃｏｎｓｔ）とＡＣ周期の半分（すなわち、Ｔｐ＿ａｃ）との比率に基づいている。

図５は、一定オン時間制御と定電力制御の電力調整制御方法の両方を使用した、電力変換器１００の入力電流の入力電流波形５０３に対するバルクコンデンサＣ２の電圧の電圧波形５０１の一例を示す。図５に示した例では定電流モードが定電力制御の間に使用されたことに注意されたい。

図５に示されるように、電力変換器１００への入力電圧のＡＣ周期内での一定オン時間（Ｔｏｎ）の動作中に、デジタル論理制御３０５はスイッチＱ１のオン時間（Ｔｏｎ）をＴＯＮ＿ＭＡＸに固定する。よって、スイッチＱ１のオン時間は一定オン時間制御の間に一定である。さらに、図５に示すように、入力電流波形５０３は、一定オン時間制御の間に電圧波形５０１に追従する。対照的に、入力電圧の周期の間の定電力制御動作の間に、オン時間は変化できＴＯＮ＿ＭＡＸ未満であり、負荷に一定の電力供給を維持する。また、図５に示すように、入力電流波形５０３は、定電力モード制御の間に電圧波形５０１に追従しない。例えば、入力電流のピーク５０５は、定電力モード中に定電流制御の使用により定電力モードの間に一定を維持する。

図３に戻ると、一実施形態では、デジタル論理制御３０５は、オン時間演算ブロック３１３を有する。オン時間演算ブロック３１３は、所望の力率を満たす設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸになるようなＴＯＮ＿ＭＡＸ値を決定する。一実施形態において、オン時間演算ブロック３１３は、オン時間のベースラインとして初期のＴＯＮ＿ＭＡＸ（例えば、４マイクロ秒）を選択することができる。オン時間演算ブロック３１３は、初期のＴＯＮ＿ＭＡＸを使用してから結果のＰＦ＿ＩＮＤＥＸを評価して、設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸに結果としてなるＴＯＮ＿ＭＡＸを決定する。すなわち、オン時間演算ブロック３１は、設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸが到達されるまで初期のＴＯＮ＿ＭＡＸを調整する。

図６は、一実施形態によるコントローラＩＣのデジタル論理制御の回路図である。一実施形態において、オン時間演算ブロック３１３は、設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸに結果としてなるＴＯＮ＿ＭＡＸを識別するために使用される図６に示される閉ループシステムを含む。閉ループシステムは、加算器６０１、フィルタ６０３、Ｔｏｎ＿制御ブロック６０５、及び測定ＰＦ＿ｉｎｄｅｘブロック６０７を有する。一実施形態において、測定ＰＦ＿ｉｎｄｅｘブロック６０７は、オン時間演算ブロック３１３により設定された初期のＴＯＮ＿ＭＡＸから得られたＰＦ＿ＩＮＤＥＸを測定する。測定ＰＦ＿ｉｎｄｅｘブロック６０７は、測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸ６０９を加算器６０１に出力する。加算器６０１は、設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸからの測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸを減算する。設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸと測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸの間のエラー信号（すなわち、差分）６１１はフィルタ６０３へ出力される。一実施形態において、フィルタ６０３は、受信したエラー信号６１１からの高い周波数ノイズを除去するローパスフィルタである。フィルタ６０３はフィルタリングされたエラー信号６１３をＴｏｎ＿制御ブロック６０５に出力する。

一実施形態において、測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸが設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸより大きいことを示すフィルタリングされたエラー信号６１３の負の値である場合、Ｔｏｎ制御ブロック６０５はＴＯＮ＿ＭＡＸを増加させ、スイッチＱ１のオン時間（Ｔｏｎ）６１５としてＴＯＮ＿ＭＡＸの増加された値を出力する。一実施形態において、Ｔｏｎ＿制御ブロック６０５は、測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸが設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸとほぼ同一となる結果にＴＯＮ＿ＭＡＸの値が達成されるまで、ＴＯＮ＿ＭＡＸの割合までＴＯＮ＿ＭＡＸを増加させる。結果として、電力変換器１００がＴＯＮ＿ＭＡＸにて一定オン時間モードで動作している時間の割合は減少する。フィルタリングされたエラー信号６１３が、測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸが設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸ未満であることを示す正の値である場合、Ｔｏｎ＿制御ブロック６０５はＴＯＮ＿ＭＡＸを減少させ、スイッチＱ１のオン時間（Ｔｏｎ）６１５としてＴＯＮ＿ＭＡＸの減少した値を出力する。一実施形態において、Ｔｏｎ＿制御ブロック６０５は、測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸが設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸとほぼ同一となる結果にＴＯＮ＿ＭＡＸの値が達成されるまで、ＴＯＮ＿ＭＡＸの割合までＴＯＮ＿ＭＡＸを減少させる。結果として、電力変換器１００が一定オン時間モードで動作している時間の割合は減少する。

Ｔｏｎ＿制御ブロック６０５によって出力された調整ＴＯＮ＿ＭＡＸの値はまた、測定ＰＦ＿ｉｎｄｅｘブロック６０７に送信される。
測定ＰＦ＿ｉｎｄｅｘブロック６０７は再び、加算器６０１によって設定ＰＦ＿ｉｎｄｅｘと比較されたＴｏｎ＿制御ブロック６０５から受信した調整ＴＯＮ＿ＭＡＸの値に基づいてＰＦ＿ＩＮＤＥＸを測定する。よって、オン時間演算ブロック３１３は、測定ＰＦ＿ＪＮＤＥＸが設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸに相当するまでＴＯＮ＿ＭＡＸの調整を繰り返す。あるいは、オン時間演算ブロック３１３は、測定ＰＦ＿ＪＮＤＥＸが設定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸの閾値又は閾値割合内になるまでＴＯＮ＿ＭＡＸの調整を繰り返す。

別の実施形態では、オン時間演算ブロック３１３は、ＴＯＮ＿ＭＡＸを修正して、力率と出力リップルをさらに最適化することができる。すなわち、オン時間演算ブロック３１３は、オン時間が一定オン時間モード中であっても一定ではないように、スイッチＱ１のオン時間を整形することができる。
図７は、ＴＯＮ＿ＭＡＸの整形を使用した、時間に対する電力変換器１００のオン時間（Ｔｏｎ）の波形７００の一例を示す。プラトー４０１は、図７に示した整形されたオン時間７００と比較される図４のスイッチＱ１の一定オン時間を表している。一実施形態において、オン時間の波形７００は、オン時間が減少開始前にピーク７０３（すなわち、ＴＯＮ＿ＭＡＸ＿ＳＨＡＰＥＤ）に到達されるまでスイッチＱ１のオン時間が増加することを示している（７０１）。よって、整形されたオン時間は、プラトー４０１で表されるオン時間の値を超えている。

一実施形態において、オン時間演算ブロック３１３は、プラトー４０１と感知された電圧Ｖｉｎ＿ｈｉｔで表されたＴＯＮ＿ＭＡＸにおけるスイッチＱ１の一定オン時間の間の一定の電力変換器１００への瞬時入力ＡＣ電圧Ｖｉｎに基づいて、ＴＯＮ＿ＭＡＸ＿ＳＨＡＰＥＤを計算する。一実施形態において、Ｖｉｎ＿ｈｉｔは、入力電圧のＡＣ周期の間に、一定オン時間制御からの一定の電力制御への移行の間に検出されたＡＣ入力電圧である（７０５）。一実施形態において、オン時間演算ブロック３１３は下記の式に従ってＴＯＮ＿ＭＡＸ＿ＳＨＡＰＥＤを算出する。

上記のように、Ｖｉｎがゼロに近づくと、ＴＯＮ＿ＭＡＸ＿ＳＨＡＰＥＤはＴＯＮ＿ＭＡＸの値の２倍の最大に固定される。しかし、他の実施形態では、ＴＯＮ＿ＭＡＸ＿ＳＨＡＰＥＤは他の値に固定されるかもしれないことに注意されたい。ＴＯＮ＿ＭＡＸを整形することにより、出力リップル性能は一定ＴＯＮ＿ＭＡＸを採用する場合に比べて改善される。例えば、一定ＴＯＮ＿ＭＡＸを使用すると、０．７の力率及び３５％の出力リップルを得ることができる。対照的に、ＴＯＮ＿ＭＡＸを整形すると、０．７の力率だがたった３０％の出力リップルを得ることができる。一定オン時間モードと定電力モードの間でスムーズに移行することによっても、入力電流に高調波成分を低減させる。

この開示を読んだとき、当業者は、スイッチング電力変換器のための更なる追加の代替的設計を理解するであろう。よって、特定の実施形態及び用途を例示して説明したが、それは実施形態が本明細書に記載ことが理解されるべきである正確な構成及び構成要素に限定されるものではなく、本明細書に開示し、当業者には明らかであろう様々な修正、変更及び変形すること当開示の精神及び範囲から逸脱することなく、本明細書に開示された方法及び装置の構成、動作及び詳細を行うことができる。

１００ 電力変換器
１０１ コントローラＩＣ
１０３ フロントエンド
１０５、１１３ ノード
１０７ １次巻線
１０９ ２次巻線
１１１、３１１ 補助巻線
１１５ 制御信号
２０１、５０１ 電圧波形
２０３、５０３ 入力電流波形
３０１ Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}信号調節ブロック
３０３ Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}信号調節ブロック
３０５ デジタル論理制御ブロック
３０７ 電圧フィードバック信号
３０９ 電流フィードバック信号
３１３ オン時間演算ブロック
４０１、４０３ プラトー
５０５ 入力電流のピーク
６０１ 加算器
６０３ フィルタ
６０５ Ｔｏｎ＿制御ブロック
６０７ 測定ＰＦ＿ｉｎｄｅｘブロック
６０９ 測定ＰＦ＿ＩＮＤＥＸ
６１１、６１３ エラー信号
６１５ オン時間（Ｔｏｎ）
７００、７０１、７０５ オン時間の波形
７０３ ピーク

Claims (20)

1. スイッチング電力変換器であって、
   入力電圧に結合された１次巻線及び前記スイッチング電力変換器の出力に結合された２次巻線を含むトランスと、
   前記トランスの前記１次巻線に結合されたスイッチであって、前記１次巻線を通る電流は、前記スイッチがオンにされる間に生成され且つ前記スイッチがオフにされる間に生成されない前記スイッチと、
   前記スイッチの各スイッチング周期で前記スイッチをオン又はオフにする制御信号を生成するように構成されたコントローラと、を含み、
   前記コントローラは、前記入力電圧の第１の状態に応じた前記入力電圧の前記ＡＣ周期の少なくとも１つの周期の第１の部分に対応する第１の期間の間、前記スイッチング周期の各々において第１のモードで前記スイッチをオンにする前記制御信号を生成するように更に構成され、
   前記コントローラは、前記入力電圧の第２の状態に応じた前記入力電圧の前記ＡＣ周期の少なくとも１つの周期の第２の部分に対応する第２の期間の間、前記スイッチング周期の各々において第２のモードで前記スイッチをオンにする前記制御信号を生成するように更に構成されたことを特徴とするスイッチング電力変換器。
2. 前記コントローラは、前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記スイッチの前記スイッチング周期の少なくともいくつかの周期の間にて前記入力電圧の前記第１の状態又は前記第２の状態を判定するように更に構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電力変換器。
3. 前記第２の期間は前記第１の期間未満であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電力変換器。
4. 前記コントローラは、前記入力電圧が閾値電圧未満であることを示す、前記入力電圧の第１の状態に応じた前記第１のモードで前記スイッチをオンにする前記制御信号を生成するように構成され、且つ、前記コントローラは、前記入力電圧が閾値電圧より大なることを示す、前記入力電圧の第２の状態に応じた前記第２のモードで前記スイッチをオンにする前記制御信号を生成するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電力変換器。
5. 前記第１のモードは前記スイッチング電力変換器の一定オン時間モードを含み、前記一定オン時間モードにおいて前記第１の期間が前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記第１の部分に対応する前記スイッチング周期の各々の間にて一定であり、前記第２のモードは前記スイッチング電力変換器の定電力モードを含み、前記定電力モードにおいて前記第２の期間が前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記第２の部分に対応する前記スイッチング周期の少なくともいくつかの周期の間にて変化することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電力変換器。
6. 前記コントローラは、前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内の前記第１の期間の間の前記スイッチがオンにされる時間の割合に基づいて前記第１の期間を判定するように更に構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電力変換器。
7. 前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内の前記第１の期間の間、前記スイッチがオンにされる前記時間の割合は、前記スイッチング電力変換器の力率を示すことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電力変換器。
8. 前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記第１の部分に対応する前記第１の期間の間の前記スイッチがオンにされる、設定された時間の割合を判定し、
   前記第１のモードの間にて前記スイッチがオンにされる初期の時間の期間を設定して、
   前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内の前記初期の時間の間、前記スイッチがオンにされる時間の割合を算出し、
   前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内に前記スイッチがオンにされる設定された時間の割合が到達されるまで、前記初期の時間の期間を調整することによって、
   前記コントローラは、前記第１の期間を判定するように構成されたことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電力変換器。
9. 前記コントローラは前記出力電圧に基づく前記第１のモードの間にて前記スイッチがオンにされる第３の時間の期間を判定するように更に構成され、前記第３の期間が前記第１の期間より大であることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電力変換器。
10. 前記コントローラは、前記入力電圧の前記第２の状態に応じた前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の次のスイッチング周期にて、前記第２のモードで前記スイッチをオンにする前記制御信号を生成するように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電力変換器。
11. コントローラ内におけるスイッチング電力変換器の制御方法であって、
    前記スイッチング電力変換器は、
    入力電圧に結合された１次巻線及び前記スイッチング電力変換器の出力に結合された２次巻線を含むトランスと、
    前記トランスの前記１次巻線に結合されたスイッチであって、前記１次巻線を通る電流は、前記スイッチがオンにされる間に生成され且つ前記スイッチがオフにされる間に生成されない前記スイッチと、を含み、
    前記方法は、
    前記スイッチの各スイッチング周期で前記スイッチをオン又はオフにする制御信号を生成するステップを含み、
    前記制御信号は、前記入力電圧の第１の状態に応じた前記入力電圧の前記ＡＣ周期の少なくとも１つの周期の第１の部分に対応する第１の期間の間、前記スイッチング周期の各々において第１のモードで前記スイッチをオンにするために生成され、
    前記制御信号は、前記入力電圧の第２の状態に応じた前記入力電圧の前記ＡＣ周期の少なくとも１つの周期の第２の部分に対応する第２の期間の間、前記スイッチング周期の各々において第２のモードで前記スイッチをオンにするために生成されることを特徴とする方法。
12. 前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記スイッチの前記スイッチング周期の少なくともいくつかの周期の間にて前記入力電圧の前記第１の状態又は前記第２の状態を判定することを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記第２の期間は前記第１の期間未満であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
14. 前記制御信号は、前記入力電圧が閾値電圧未満であることを示す前記入力電圧の第１の状態に応じた前記第１のモードで前記スイッチをオンにするために生成されることと、前記制御信号は、前記入力電圧が閾値電圧より大であることを示す前記入力電圧の第２の状態に応じた前記第２のモードで前記スイッチをオンにするために生成されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
15. 前記第１のモードは前記スイッチング電力変換器の一定オン時間モードを含み、前記一定オン時間モードにおいて前記第１の期間が前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記第１の部分に対応する前記スイッチング周期の各々の間にて一定であり、前記第２のモードは前記スイッチング電力変換器の定電力モードを含み、前記定電力モードにおいて前記第２の期間が前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記第２の部分に対応する前記スイッチング周期の少なくともいくつかの周期の間にて変化することを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. 前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内の前記第１の期間の間の前記スイッチがオンにされる時間の割合に基づいて前記第１の期間を判定するステップを更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
17. 前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内の前記第１の期間の間、前記スイッチがオンにされる前記時間の割合は、前記スイッチング電力変換器の力率を示すことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
18. 前記第１の期間を判定するステップは、
    前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の前記第１の部分に対応する前記第１の期間の間の前記スイッチがオンにされる、設定された時間の割合を判定して、
    前記第１のモードの間にて前記スイッチがオンにされる初期の時間の期間を設定して、
    前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内の前記初期の時間の間、前記スイッチがオンにされる時間の割合を算出して、
    前記スイッチング電力変換器への前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期内に前記スイッチがオンにされる設定された時間の割合が到達されるまで、前記初期の時間の期間を調整することを特徴とする請求項１６に記載の方法。
19. 前記出力電圧に基づく前記第１のモードの間にて前記スイッチがオンにされる第３の時間の期間を判定するステップを更に含み、前記第３の期間は前記第１の期間より大であることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
20. 前記入力電圧の前記第２の状態に応じた前記入力電圧の前記ＡＣ周期の前記少なくとも１つの周期の次のスイッチング周期にて、前記第２のモードで前記スイッチをオンにする前記制御信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。