JP2014023069A - マイクロ波整流回路、それを備えたレクテナ回路および非接触コネクタ - Google Patents

Abstract

【課題】高調波だけでなく基本波の反射も無くして、より一層優れた高変換効率を有するマイクロ波整流回路、およびそれを備えたレクテナ回路を実現する。
【解決手段】整流ダイオードＤを備えるダイオード部３０の入力側に、高調波の反射波を遮断する高調波フィルタ部２０が設けられ、高調波フィルタ部２０のさらに入力側に、伝送線路および当該伝送線路に接続されたリアクタンス素子またはスタブによって、ダイオード部３０にて反射された入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするインピーダンス整合部１０が設けられている。
【選択図】図１

Description

本発明は、整流ダイオードを用いて入力されたマイクロ波を直流電力に変換するマイクロ波整流回路、およびそれを備えたレクテナ回路および非接触コネクタに関する。

レクテナ回路は、マイクロ波を受信するアンテナ部と、マイクロ波を整流するための整流ダイオードと、整流ダイオードで整流された信号を直流（ＤＣ）電力に変換する出力フィルタ部と、ＤＣ電力を取り出すための負荷抵抗Ｒとを備えている。整流ダイオードおよび出力フィルタ部にてマイクロ波整流回路が構成され、以降、マイクロ波整流回路をダイオード部と称することもある。

ダイオード部の回路構成としては、例えば、図２０に示す、整流ダイオードＤの後方に、交流入力信号である入力波（マイクロ波）の回路基板上での波長（以下、実効波長）をλとしてλ／４の距離を置いて反射用のシャント回路（終端用のキャパシタＣやスタブ）を置く、シングルシャント法を用いた構成がある（非特許文献１に記載）。また、別の回路構成として、例えば、図２１に示す、整流ダイオードＤの後方にもう一つのダイオードＤ１を配置するデュアルダイオード法を用いた構成などもある。

一般にマイクロ波回路では、機能ブロック間の信号は、定インピーダンスの伝送線路を通して伝達され、入力伝送線路側から見た機能ブロックのインピーダンスが伝送線路の特性インピーダンスと一致していないと反射が起こる。

また、整流回路では、入力波の高低にしたがって整流ダイオードＤがオン状態とオフ状態とを繰り返す。整流ダイオードＤがオフ状態のときは、インピーダンス無限大で何も接続されていない状態と同じに信号は通過し、反射は整流ダイオードＤよりも後方の出力フィルタ部や負荷抵抗Ｒなどからのものとなる。一方、整流ダイオードＤがオン状態のときは、インピーダンスゼロで整流ダイオードＤの所での反射となる。整流回路の構成によって反射波の波形は変わるが、反射波は入力波の波形（サイン波形）の頭が切り取られたような波形になる。そして、反射波には、基本波以外の高調波も含まれる。

このような入力波の反射波がレクテナ回路から外部に放出され、信号源や空中に戻されると損失となる。そのため、レクテナ回路においては、このような反射を低減する手段が講じられている。

例えば、特許文献１には、整流ダイオードから発生する高調波による損失を防ぐべく、基本波を無損失で通過させつつ、高調波を遮断する高調波フィルタを、整流ダイオードＤの入力側に設ける構成が提案されている。

特開平５−３３５８１１号公報（１９９３年１２月１７日公開） 特許第４８３５３３４号明細書

James O. McSpadden et. al.， "Design and Experiments of a High-Conversion-Efficiency，5.8-GHz Rectenna," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 46, No. 12, p.2053-2060 (1998) Kensuke Takahashi et. al.，"GaN Schottky Diodes for Microwave Power Rectification," Japanese Journal of Applied Physics 48, 04C095 (2009) 内藤喜之著 情報通信学会編 「マイクロ波・ミリ波工学」 pp101〜103

しかしながら、上述のような従来技術では、高調波の反射については防ぐことができるが、基本波の反射は防ぐことができないため、基本波の反射による損失が問題となる。

本発明は、上記課題に鑑み成されたもので、高調波だけでなく基本波の反射も無くして、より一層優れた高変換効率を有するマイクロ波整流回路、それを備えたレクテナ回路および非接触コネクタを実現することにある。

本発明のマイクロ波整流回路は、上記課題を解決するために、整流ダイオードを用いて入力されたマイクロ波を直流電力に変換するマイクロ波整流回路であって、上記整流ダイオードを備える整流部の入力側に、上記マイクロ波の周波数よりも高い周波数を有する信号波を遮断する遮断手段が設けられ、上記遮断手段のさらに入力側に、伝送線路および当該伝送線路に接続されたリアクタンス素子またはスタブによって、上記整流部にて反射された入力波の基本波の反射を実質的にゼロとする整合手段が設けられていることを特徴としている。

これによれば、遮断手段にて、整流部にて反射された高調波の反射波が遮断され、整合手段にて、整流部にて反射された入力波の基本波の反射が実質的にゼロとなる。したがって、高調波の反射を防止するだけでなく基本波の反射をも防止して、整流部における損失を、ダイオード部でのジュール損失のみにすることができ、より一層優れた高変換効率を有するマイクロ波整流回路を実現することができる。

上記整合手段は、例えば、上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に設けられたオープンスタブを備え、上記オープンスタブの長さ、および上記遮断手段と上記オープンスタブとの間の伝送線路の距離が、上記入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするように設定されている構成とすることができる。

また、上記整合手段は、上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に、距離を置いて設けられた２個のオープンスタブで構成されており、上記２個のオープンスタブのそれぞれの長さが、上記入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするように設定されている構成とすることもできる。

さらに、上記整合手段は、上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に、距離を置いて設けられた２個の、電気的にリアクタンスを変更可能な可変リアクタンス素子で構成されており、上記２個の可変リアクタンス素子のリアクタンスが、上記入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするように調整される構成とすることもできる。

これによれば、マイクロ波整流回路の使用条件が変動する場合でも、整合手段においてリアクタンスを調整して、基本波の反射波の外部への放出を防止することができる。

本発明のマイクロ波調整回路においては、さらに、上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に、当該伝送線路に必要に応じて接続可能な、入力波に対しインピーダンスが実質的にゼロとなるスタブまたはリアクタンス素子が配置されている構成とすることもできる。

回路を実際に作製する場合は、整流部からの反射の状況に合わせて整合手段におけるスタブの長さなどを調整する必要がある。そのためには、整流部および遮断手段を実際に設置した場合の反射波と共に整流部および遮断手段を除いた、遮断手段よりも入力側の回路部分の情報も把握しておくことが必要である。

上記構成にように、遮断手段の入り口に入力波に対しインピーダンスが実質的にゼロとなるスタブまたはリアクタンス素子を必要に応じて伝送線路に接続できるように設けておくことで、遮断手段を含む後段の特性が全く影響しない状態の伝送線路の情報などを測定することが可能になり、整流部でのインピーダンスを容易にかつ正確に測定して、整合手段を精度よく調整することができる。

上記遮断手段は、例えば、入力波の周波数の整数倍の周波数の高調波を遮断する高調波遮断手段にて構成することができる。また、上記高調波遮断手段は、例えば、高調波の実効波長の４分の１、またはその奇数倍の長さのオープンスタブで構成することもできる。

本発明のレクテナ回路は、上記課題を解決するために、本発明のマイクロ波整流回路を備えたことを特徴としている。

これにより、本発明のマイクロ波整流回路と同様に、高調波の反射を防止するだけでなく基本波の反射をも防止して、整流部における損失を、ダイオード部でのジュール損失のみにすることができ、より一層優れた高変換効率を有するレクテナ回路を実現することができる。

本発明の非接触コネクタは、本発明のマイクロ波整流回路を備えたことを特徴としている。

マイクロ整流回路は、オープンリング共振器と組み合わせることで、非接触電力伝送の受電回路に使うことができるが、受電回路に使用した場合も、入力波の反射波は、受電回路にて取り出す電力の損失となる。そのため、本発明のマイクロ整流回路を備えた非接触コネクタを、電源線用無線接続のコネクタとして用いることで、入力波の反射波をなくすることができる。

本発明により、高調波だけでなく基本波の反射も無くして、より一層優れた高変換効率を有するマイクロ波整流回路、それを備えたレクテナ回路および非接触コネクタを実現することができる。

本発明にかかる実施の一形態のマイクロ波整流回路を備えたレクテナ回路の等価回路図である。 図１に示すレクテナ回路より、インピーダンス整合部と高調波フィルタ部とを取り除いた比較例のレクテナ回路の等価回路図である。 図２に示す参考例のレクテナ回路の所定位置の波形を回路シミュレーションで求めた波形図である。 図１に示すレクテナ回路より、インピーダンス整合部を取り除いた比較例のレクテナ回路の等価回路図である。 図４に示す参考例のレクテナ回路の所定位置の波形を回路シミュレーションで求めた波形図である。 図１に示すレクテナ回路におけるインピーダンス整合部の一構成例を示す等価回路図である。 図６に示す本実施の形態の一構成例のレクテナ回路の所定位置の波形を回路シミュレーションで求めた波形図である。 反射調整をしていない状態、および反射を調整した状態それぞれで、図４に示す参考例のレクテナ回路のｂ点から見たダイオード部側の入力基本波に対するＳパラメータが記載されたスミスチャートである。 図１に示すレクテナ回路におけるインピーダンス整合部の別の構成例を示す等価回路図である。 図９に示す本実施の形態の別の構成例のレクテナ回路の所定位置の波形を回路シミュレーションで求めた波形図である。 本発明に係る別の実施の形態のマイクロ波整流回路を備えたレクテナ回路の等価回路図である。 図１１に示すレクテナ回路における可変リアクタンス素子の構成例を示す等価回路図である。 図１１に示すレクテナ回路における、入力電圧と、２個の可変リアクタンス素子それぞれの調整後の容量との関係を示す説明図である。 整流ダイオードの実装において各端子にボンディングワイヤに対応する０．５ｎＨのインダクタンスを着けた場合、負荷抵抗Ｒを２００Ωから５０Ωに変えた場合、入力電力を１Ｗから１０Ｗへ増やした場合それぞれの、図４に示す参考例のレクテナ回路のＢ点から見たダイオード部側のＳパラメータが記載されたスミスチャートである。 高調波遮断フィルタ部の直前にλ/４のオープンスタブを設けることによいるインピーダンス整合部の調整を説明するためのスミスチャートである。 本発明に係る別の実施の形態のマイクロ波整流回路を備えたレクテナ回路の一部を構成するプリント基板のレイアウト図面である。 図９に示すレクテナ回路を作成した場合の特性をシミュレーションによって予測した結果を示す説明図である。 図１０に示すレクテナ回路を用いて、インピーダンス整合部におけるインピーダンスの整合を動的に行った場合の特性を示す説明図である。 本発明に係る実施の形態のマイクロ波整流回路を備えた非接触コネクタの構成を示すブロック図である。 シングルシャント法を用いたダイオード部の構成を示す等価回路図である。 デュアルダイオード法を用いたダイオード部の構成を示す等価回路図である。

〔第１の実施の形態〕
本発明の実施の一形態について、図１〜図１０に基づいて説明する。図１は、本実施の形態のマイクロ波整流回路を備えたレクテナ回路１００の等価回路図である。レクテナ回路１００では、入力側からキャパシタやアンテナなどでＤＣ電圧をカットした交流信号が入力され、整流ダイオードＤにより信号線の中心電圧がグランドレベルから離れたＤＣ電圧が発生し、これがＤＣ電源として利用される。

レクテナ回路１００は、図１に示すように、インピーダンス整合部１０、高調波フィルタ部２０、ダイオード部（整流部）３０、負荷抵抗Ｒ、および図示しないアンテナ部を備えている。このうち、インピーダンス整合部１０、高調波フィルタ部（遮断手段、高調波遮断手段）２０、およびダイオード部３０が、プリント基板（図示せず）上に形成される。以下、プリント基板上に形成される、インピーダンス整合部１０、高調波フィルタ部２０、およびダイオード部３０を、レクテナ回路本体（マイクロ波整流回路）と称する。

レクテナ回路１００には、アンテナ部と接続された入力側から周波数ｆ（基本周波数）のマイクロ波が入力波される。入力波は、インピーダンス整合部１０および高調波フィルタ部２０を経てダイオード部３０に入力する。インピーダンス整合部１０および高調波フィルタ部２０には、後述するようにスタブ等が備えられているため、入力波はその都度反射を起こして若干は減少するものの、入力波の大部分は、ダイオード部３０に到達する。

ダイオード部３０は、入力波であるマイクロ波を整流するための整流ダイオードＤと、整流ダイオードＤで整流された信号を直流（ＤＣ）電力に変換する出力フィルタ部３５とを有する。

図１では、ダイオード部３０として、前述したシングルシャント法を採用した回路構成を例示している。すなわち、整流ダイオードＤの後方に、周波数ｆの入力波の回路基板上での波長（以下、実効波長）をλとして、λ／４の距離を隔てて終端用のキャパシタＣが配置され、整流ダイオードＤと終端用のキャパシタＣとの間の伝送線路３２の長さが、λ／４に設定されている。終端用のキャパシタＣが設けられることで、出力端子には直流電流のみが流れることとなる。

なお、終端用のキャパシタＣに変えて終端用のスタブを配置してもよく、また、ダイオード部３０としては、前述したデュアルダイオード法（図２１参照）の構成や、他の方式の構成であってもよい。

ここで、出力フィルタ部３５における終端処理を、スタブを用いて行う構成について説明する。ダイオード部３０においては、整流ダイオードＤと出力フィルタ部３５を構成する終端用のキャパシタＣやスタブが配置されるため高調波が発生する。ダイオード部３０で発生する高調波は、整流ダイオードＤの電流電圧特性が非線形であるため、入力波の周波数ｆの整数倍の周波数を有するもののみとなる。したがって、以降、周波数ｆの波を入力波の基本波とし、周波数ｆの２倍の周波数ｆ２を有する高調波を２次高調波、周波数ｆのｎ倍の周波数ｆｎを有する高調波をｎ次高調波と称する。

発生する高調波の成分は、その次数が増えるに従い急速に低下する。そのため、通常は８次以上を無視し、基本波および２次から７次までの高調波に対して終端処理を行う。図１では、終端用のキャパシタＣを例示したが、キャパシタにて吸収される信号周波数の数は限られる。特に高周波数の場合、キャパシタでは寄生インダクタンスや寄生抵抗のため理想どおりに吸収できないことがある。そのため、スタブによる終端処理、あるいはキャパシタとスタブとの併設が望ましい。実際に、マイクロ波の領域において、高調波の高周波まで十分な容量を持った純粋なキャパシタを作成することは困難であるため、レクテナ回路などに搭載されるマイクロ波整流回路においては、オープンスタブで終端処理が行われることが多い。

具体的には、周波数ｆの波である基本波の実効波長をλとすると、周波数ｆの波を完全反射させるためのオープンスタブの長さは、インピーダンスがゼロになるλ／４である。したがって、λ／４の長さを有するスタブを配置することで、基本波を完全反射させて終端処理できる。そして、λ／４の長さを有するスタブは、同時に周波数ｆの奇数倍の周波数を有する波、つまり、周波数ｆ３、ｆ５、ｆ７を有する３次、５次、７次の各高調波も完全反射させることができるので、これらも同時に終端処理できる。

次に、周波数ｆ２の波の実効波長をλ２（λ２はλの１／２倍）とすると、ｆ２の２次高調波を完全反射させるためのオープンスタブの長さは、インピーダンスがゼロになるλ２／４である。したがって、λ／８の長さを有するスタブを配置することで、２次高調波を完全反射させて終端処理できる。そして、λ／８の長さを有するスタブは、同時に周波数ｆ２の奇数倍の周波数を有する波、つまり、周波数ｆ６の６次高調波も完全反射させることができるので、６次高調波も終端処理できる。

最後に、周波数ｆ４の波の実効波長をλ４（λ４はλの１／４倍）とすると、周波数ｆ４の４次高調波を完全反射させるためのオープンスタブの長さは、インピーダンスがゼロになるλ４／４である。したがって、λ／１６の長さを有するスタブを配置することで、４次高調波を完全反射させて終端処理できる。

このように、λ／４、λ／８、λ／１６の長さを有する３つのオープンスタブを配置することで、基本波および２次から７次までの高調波の終端処理ができる。

ところで、ダイオード部３０においては発生した高調波の一部は、反射して入力側に戻ることとなる。同様に、ダイオード部３０に入った基本波の一部も反射して入力側に戻ることとなる。前述したように、このような信号の反射は、アンテナ部より外部へ放出されると、そのまま信号源や空中に戻されて損失となる。

そこで、本実施の形態のレクテナ回路１００においては、このような損失を引き起こす反射を低減すべく、高調波フィルタ部（遮断手段）２０とインピーダンス整合部（整合手段）１０とが設けられている。

高調波フィルタ部２０は、ダイオード部３０の入力側に設けられ、入力波の周波数ｆよりも高い周波数の信号波を遮断するものである。高調波フィルタ部２０は、ダイオード部３０から発生する、入力波の周波数ｆの整数倍の周波数の高調波を遮断する。高調波フィルタは基本波より高い周波数の波を遮断するローパスフィルタで有り、一般的にはキャパシタとインダクタンスの組み合わせで実現できるがマイクロ波平面回路ではスタブを用いるのが便利である。高調波フィルタ部２０は、遮断する高調波の実効波長の４分の１、またはその奇数倍の長さのオープンスタブで構成され、本実施の形態では、周波数ｆ２、ｆ３、ｆ４、ｆ５の２次、３次、４次、５次の各高調波の反射波に対してインピーダンスがゼロとなるオープンスタブが設けられている。

具体的には、２次高調波の反射波を遮断するために、２次高調波の実効波長λ２とするとλ２／４（＝λ／８）の長さを有するオープンスタブが、整流ダイオードＤからの距離がλ２／４の奇数倍となる位置に配置されている。同様に、３次高調波の実効波長λ３、４次高調波の実効波長をλ４、５次高調波の実効波長をλ５とすると、３次高調波の反射波を遮断するために、λ３／４（＝λ／１２）の長さを有するオープンスタブが整流ダイオードＤからの距離がλ３／４の奇数倍の位置に配置され、４次高調波の反射波を遮断するために、λ４／４（＝λ／１６）の長さを有するオープンスタブが整流ダイオードＤからの距離がλ４／４の奇数倍の位置に配置され、５次高調波の反射波を遮断するために、λ５／４（＝λ／２０）の長さを有するオープンスタブが整流ダイオードＤからの距離がλ５／４の奇数倍の位置に配置される。各スタブの整流ダイオードＤからの距離を規定したのは、特許文献１に従って反射波の振幅をダイオード部３０で最大にしてダイオード部３０での損失を減らそうと考えたためであるが、単に高調波を遮断できる構成であればよい。

また、整流ダイオードＤによる整流ではヒステリシスや寄生容量の影響が少ない場合には波形の対称性から奇数次の高調波しか発生しない。そこで、高調波フィルタ部２０も奇数次高調波のみ、さらに極端には３次高調波のみの反射処理でも効果は大きい。

このような高調波フィルタ部２０が、ダイオード部３０の入力側に配置されることで、入力波の高調波の反射波の外部への放出が防止される。

一方、インピーダンス整合部１０は、高調波フィルタ部２０の入力側に設けられ、ダイオード部３０にて反射された入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするものである。インピーダンス整合部１０は、伝送線路および当該伝送線路に接続されたリアクタンス素子またはスタブによって、ダイオード部３０にて反射された入力波の基本波の反射を実質的にゼロとする。

本実施の形態のレクテナ回路１００においては、インピーダンス整合部１０として、図６に示すインピーダンス整合部１０Ａを備えている。インピーダンス整合部１０Ａは、高調波フィルタ部２０から入力側に伸びた伝送線路１１の途中に配置された１個のオープンスタブ１２を備え、オープンスタブ１２の長さと、伝送線路１１の一部である高調波フィルタ部２０とオープンスタブ１２との間の伝送線路Ｌ１の距離が、上記基本波の反射を実質的にゼロ、最も好ましくは完全にゼロとできるように設定されている。

このようなインピーダンス整合部１０Ａが高調波フィルタ部２０の入力側に設けられることで、ダイオード部３０で反射された入力波の基本波の反射波が外部へ放出されることを防止することができる。

ここで、図２〜図８を用いて、高調波フィルタ部２０およびインピーダンス整合部１０のそれぞれの効果について説明する。

図２は、図１のレクテナ回路１００より、インピーダンス整合部１０と高調波フィルタ部２０とを取り除いた比較例のレクテナ回路の等価回路図である。図３は、図２に示す参考例のレクテナ回路の所定位置の波形を回路シミュレーションで求めた波形図である。

回路シミュレーションにおいては、整流ダイオードＤとして、ＧａＮショットキーバリアダイオードであり、非特許文献２に記載したダイオードのアノードサイズ２μｍ×１００μｍのものを５本並列にて用いた。そして、２．４５ＧＨｚ（周波数ｆ１）の交流入力信号を、入力電力１Ｗで、特性インピーダンス５０Ωの線路に給電した。この場合の振幅はちょうど１０Ｖとなる。

図２に示す参考例のレクテナ回路においては、インピーダンス整合部１０と高調波フィルタ部２０とが備えられていないため、図２のｅ点における電圧波形は、図３のＳ２（太実線）のように歪んだものとなった。シミュレーションによれば、入力側から入る交流入力信号はひずみのないサイン波の電圧波形Ｓ１（細一点鎖線）であり、反射により入力部へ戻ってくる電圧波形はダイオード部３０側からの高調波を含むＳ３（細実線）である。ｅ点での電圧波形Ｓ２は、入力波の電圧波形Ｓ１、反射波の電圧波形Ｓ３とが混ざり合ったためで、高調波を含む反射が存在していることを示している。なお、Ｓ４（細二点鎖線）は、ｃ点の整流ダイオードＤにかかる電圧波形で、Ｍはｄ点の電圧波形であり出力フィルタ部３５で整流されて直流電圧となっている。

電圧波形Ｓ３より、反射波には、基本波の反射波と高調波の反射波が含まれていることがわかる。これらはアンテナ部から外部へ再放射されてすべて損失となる。また、電圧波形Ｓ４も高調波を含んでいるが、ダイオード部３０では整流の効率を上げるためオンとオフがはっきりした矩形波に近い波形が理想であり、この波形をダイオード部３０に閉じ込め、反射で入力側に戻さないことが重要である。

ここで、入力側とレクテナ回路本体との間は、キャパシタＣ１で分離されており、ａ点はキャパシタＣ１の左側（入力側）の点で、ｅ点はキャパシタＣ１の右側（出力側）の点ある。そのため、ａ点では中心電圧は電源と同じグランドレベル（０Ｖ）となる。一方、ｅ点ではダイオード部３０による整流作用の結果、中心電圧はずれ、図３の場合は、ｄ点の電圧波形Ｍが中心電圧に相当する。

図４は、図１に示すレクテナ回路１００より、インピーダンス整合部１０を取り除き、高調波フィルタ部２０のみ備えた比較例のレクテナ回路の等価回路図である。図５は、図４に示す参考例のレクテナ回路の所定位置の電圧波形を回路シミュレーションで求めた波形図である。なお、回路シミュレーションの条件は図３の場合と同じである。

入力される交流入力信号は、電圧波形Ｓ１の基本波のみなので、高調波フィルタ部２０が入力側とダイオード部３０との間に挿入されることで、ダイオード部３０で発生した高調波がダイオード部３０側に留められる。

図５に示すように、ダイオード部３０の入力側に高調波フィルタ部２０を備えることで、反射波の電圧波形Ｓ１３（細実線）は、ほとんど基本波である電圧波形Ｓ１の反射波成分のみとなる。また、図４のｂ点における信号の波形Ｓ１２（太実線）も、ひずみのないサイン波となる。

ただし、高調波フィルタ部２０を挿入しても、ダイオード部３０からの反射波が全て無くなるわけでは無い。図５の例では、反射波（Ｓ１３）は、図３の反射波（Ｓ３）よりも明らかに増えている。これは、ダイオード部３０内部の動作状態が変化するためである。一般に高調波を押し戻した場合、ダイオード部３０内部の動作状態が変化し、場合によっては、図５の例のように、基本波の反射が増大してしまうことも起きる。

本発明は、高調波フィルタ部２０を通過して戻ってきた反射波の電圧波形が、基本波成分のみであるということを利用して基本波の反射を制御するものである。つまり、整流ダイオードＤは非線形素子で、高調波を発生するが、高調波フィルタ部２０を通過させることで、基本波の反射波のみとなり、あたかも基本波に対する複素インピーダンスで反射が起きているのと等価である。そこで、このインピーダンスを等価複素インピーダンスと称する。

図４に示す参考例のレクテナ回路においては、インピーダンス整合部１０が備えられていないため、図５に示すａ点での電圧波形Ｓ１、ｅ点での電圧波形Ｓ１２は、図４のｂ点での電圧波形と同一である。すなわち、図４のｂ点から高調波フィルタ部２０を含むダイオード部３０側を見れば、基本波の電圧波形Ｓ１の約８０％の振幅で位相がほぼ反転した電圧波形Ｓ１３が戻っていることとなる。

このような図４のｂ点での入力基本波に対するＳパラメータを、マイクロ波解析で用いられるスミスチャートに記載すると、図８の「○」で示すＰ１となる。Ｐ１は、反射調整をしていない状態でのｂ点から見たダイオード側のＳパラメータであり、高調波が高調波フィルタ部２０で遮断された基本波の反射波だけとなっているので一義的に決まる。このようなＳパラメータとなることは、高調波フィルタ部２０およびダイオード部３０などの代わりに、図４のｂ点に７．１Ωの抵抗と５ｐＦのキャパシタを並列につなぎ、さらにこれを接地端子につないだ回路構成と等価である。

このような等価複素インピーダンスを持つ負荷に対し、スタブを用いて損失無くインピーダンス整合を取ることは、例えば、非特許文献３に記載されている手法を用いて実施できる。本実施の形態では、前述したように、スタブの長さとスタブを設ける位置とを調整したインピーダンス整合部１０Ａを備えている（図６参照）。

例えば１．２７ｍｍの厚さのテフロン（登録商標）基板（εｒ＝１０．６）では、基板上で２．４５ＧＨｚの波長（実効波長）λ１は４５．９３ｍｍとなり、特性インピーダンス５０Ωとなる線路の幅は１．１２ｍｍである。そこで、図６に示すインピーダンス整合部１０Ａでは、高調波フィルタ部２０から入力側に伸びた伝送線路１１の途中に、長さ０．１８９λ（８．６９ｍｍ）のオープンスタブを設け、高調波フィルタ部２０とオープンスタブ１２との間の伝送線路Ｌ１の距離を０．０７４λ（３．４ｍｍ）としている。

図７に、図６に示すレクテナ回路において所定位置の電圧波形を回路シミュレーションで求めた波形図を示す。回路シミュレーションの条件は図３の場合と同じである。

図７に示すように、インピーダンス整合部１０Ａが設けられることで、反射波の電圧波形Ｓ２３（細実線）は、フラットで反射がなくなっていることがわかる。反射がゼロと言うことは、スミスチャート上で反射特性が原点に有ることになる。インピーダンス整合部１０Ａの値から逆算すると、整合条件では、図６のｂ点での等価複素インピーダンスは、１２．９Ωの抵抗と５．２３ｐＦのキャパシタの並列接続となる。

インピーダンス整合部１０Ａの付加により、ダイオード部３０に戻される信号成分が増大し、等価複素インピーダンスは先に述べた値（７．１Ωの抵抗と５ｐＦ）から若干変わったことがわかる。このような整合条件でのｂ点における推定されるＳパラメータを図８のスミスチャートに記載すると「△」で示すＰ２となる。Ｐ２は、インピーダンス整合部１０Ａにおけるスタブを入れて、反射をゼロにした場合のｂ点から見たダイオード側のＳパラメータである。インピーダンス整合部１０Ａを設けたために、整流ダイオードＤ内での電力が増えたため、等価複素インピーダンスは若干変化するが、整合を取るのが困難になるような大幅な変化では無いことがわかる。

（インピーダンス整合部の変形例）
図９に、図１のレクテナ回路１００におけるインピーダンス整合部１０の変形例を示す。図９に示すインピーダンス整合部１０Ｂは、高調波フィルタ部２０から入力側に伸びた伝送線路１１の途中に２個のオープンスタブ１２Ａ，１２Ｂを備えている。これら２個のオープンスタブ１２Ａ，１２Ｂそれぞれの長さが、ダイオード部３０にて反射された入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするよう設定されている。

前述したように、例えば１．２７ｍｍの厚さのテフロン（登録商標）基板（εｒ＝１０．６）では、基板上で２．４５ＧＨｚの波長（実効波長）λ１は４５．９３ｍｍとなり、特性インピーダンス５０Ωとなる線路の幅は１．１２ｍｍである。そこで、図９に示すインピーダンス整合部１０Ｂでは、高調波フィルタ部２０から入力側に伸びた伝送線路１１の途中に、長さ０．１９２λ（８．８２１ｍｍ）のオープンスタブ１２Ａと、長さ０．０６９λ（３．１６３ｍｍ）のオープンスタブ１２Ｂとを設け、オープンスタブ１２Ａとオープンスタブ１２Ｂとの間の伝送線路の距離を０．２５λとしている。なお、高調波フィルタ部２０とオープンスタブ１２Ｂとの間の伝送線路の距離も０．２５λとしている。

図１０は、図９に示すレクテナ回路において所定位置の電圧波形を回路シミュレーションで求めた波形図である。回路シミュレーションの条件は図３の場合と同じである。

図１０に示すように、インピーダンス整合部１０Ｂが設けられることで、反射波の電圧波形Ｓ３３（細実線）は、フラットで反射がなくなっていることがわかる。インピーダンス整合部１０Ｂの値から逆算すると、整合条件では、図９のｂ点での複素インピーダンスは、１２．９Ωの抵抗と５．２３ｐＦのキャパシタの並列接続となり、インピーダンス整合部１０Ａと同じとなる。これは、反射を完全に防いでいるという点では全く同じであり、整流ダイオードＤや出力フィルタ部３５の動作状況は、インピーダンス整合部１０Ａと全く同一となるためである。このような整合条件でのｂ点における推定されるＳパラメータを図８のスミスチャートに記載すると、インピーダンス整合部１０Ａを備えた場合の同様に、「△」で示すＰ２となる。

〔第２の実施の形態〕
本発明の実施のその他の形態について、図１１〜図１３に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、第１の実施の形態で用いた部材と同じ機能を有する部材には同じ符号を付して説明を省略する。

ところで、ダイオード部３０の等価複素インピーダンスは、レクテナ回路１００の出力負荷条件や交流入力信号の強度などにより変化する。そのため、インピーダンス整合部１０において、整合に必要なリアクタンスも変化させる必要がある。ところが、インピーダンス整合部１０Ａ，１０Ｂのように、オープンスタブを用いた構成では、その長さを動作中に変化させることは難しく、整合に必要なリアクタンスを変化させることができない。

そこで、本実施の形態のレクテナ回路では、インピーダンス整合部におけるリアクタンスを電気的に制御可能な構成としている。これにより、レクテナ回路の使用条件が変動する場合でも、レクテナ回路を動的に最適な効率で動作させることができる。

前述した図９のインピーダンス整合部１０Ｂにおける、長さ０．０６９λ（３．１６３ｍｍｍ）と０．１９２λ（８．８２１ｍｍ）のオープンスタブ１２Ａ，１２Ｂのリアクタンスは、２．４５ＧＨｚの交流入力信号に対してはそれぞれ０．６０ｐＦ、３．４１ｐＦのキャパシタンスと同じである。したがって、これらのキャパシタンスを伝送線路１１上におくことでもインピーダンス整合部１０Ｂを構成できる。インピーダンス整合部１０で処理する周波数は基本波だけなので全く同じ効果が得られる。

図１１に、本実施の形態のマイクロ波整流回路を備えたレクテナ回路１０１の等価回路図を示す。レクテナ回路１０１は、図１１に示すように、インピーダンス整合部１０Ｃ、高調波フィルタ部２０、ダイオード部３０、および負荷抵抗Ｒを備えている。

インピーダンス整合部１０Ｃは、オープンスタブ１２Ａ，１２Ｂに換えて２個の電気的にリアクタンスを変更可能な可変リアクタンス素子１３Ａ，１３Ｂを備えている。可変リアクタンス素子１３Ａ，１３Ｂは、高調波フィルタ部２０から入力側に伸びた伝送線路１１の途中に、距離を置いて備えられている。図１１の回路構成では、可変リアクタンス素子１３Ａと可変リアクタンス素子１３Ｂとの間の伝送線路の距離を０．２５λとしている。高調波フィルタ部２０と可変リアクタンス素子１３Ｂとの間の伝送線路の距離も０．２５としている。これら２個の可変リアクタンス素子１３Ａ，１３Ｂのリアクタンスを、上記入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするように調整する。

可変リアクタンス素子１３Ａ、１３Ｂのリアクタンス（容量）は、それぞれに入力される制御信号によってデジタル的に調整される。図１２に、可変リアクタンス素子１３Ａ、１３Ｂの等価回路を示す。図１２の例では、図１１の信号ライン１１にトランジスタからなるスイッチング素子５０を介して、記載順にＣｏ、２Ｃｏ、４Ｃｏ，８Ｃｏの値（リアクタンス）を持つ４つのキャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４が接続されている。スイッチング素子５０は、制御端子５１に入力される制御信号に基づいてオンオフされ、４つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１４のうち、オンしたスイッチング素子５０に接続されたキャパシタが入力端子と接続される。接続されるキャパシタの組み合わせを変えることで、０〜１５ＣｏまでＣｏ単位で所望のリアクタンスに調整する。例えば、キャパシタＣ１１のみ接続することで、リアクタンスをＣｏとでき、キャパシタＣ１１とＣ１２とを接続することでリアクタンスを３Ｃｏとできる。キャパシタＣ１１〜Ｃ１４の４つ全てを接続することでリアクタンスを１５Ｃｏとできる。

可変リアクタンス素子１３は、印加ＤＣ電圧で制御するバラクタ素子でも作成可能である。但し、電力応用であるため印加電圧範囲が広く、その間で容量値が一定であることが好ましいので、ＧａＮなどの高耐圧バラクタが有効である。

図１３に、レクテナ回路１０１における、交流入力信号の強度、つまり入力電圧と、２個の可変リアクタンス素子１３Ａ、１３Ｂの調整後の容量との関係を示す。図１３において、前方と示すのが、入力側側に配された可変リアクタンス素子１３Ａの容量であり、後方と示すのが、可変リアクタンス素子１３Ａの後方に配された可変リアクタンス素子１３Ｂの容量である。図１３に示すように、入力電圧の変化にて、ダイオード部３０の等価複素インピーダンスが変化し、これにより、整合に必要なインピーダンス整合部１０Ｃの２個の可変リアクタンス素子１３Ａ、１３Ｂの容量（リアクタンス）も変化する。なおスタブと異なりキャパシタで変化可能なリアクタンスは限られているので伝送線上の設置位置は想定される動作条件範囲に対応して選択する必要がある。

〔第３の実施の形態〕
本発明の実施のその他の形態について、図１４〜図１６に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、第１、第２の実施の形態で用いた部材と同じ機能を有する部材には同じ符号を付して説明を省略する。

第１の実施の形態において、図４〜図８を用いて説明したように、高調波フィルタ部２０の入力部であるｂ点での反射（Ｓパラメータ）がわかれば、高調波フィルタ部２０以降からの反射は等価複素インピーダンスに変換でき、若干の変動はあるものの線形回路の整合理論に基づいて、インピーダンス整合部１０におけるスタブの長さや伝送線路の長さを調整することで、基本波の反射波が外部に放出されないようにすることができる。

しかしながら、実際には、ｂ点でのＳパラメータの測定は難しく、また、ダイオード部３０の実効複素インピーダンスも必ずしも再現性のあるものではなく予備実験等で決めるのは難しい。これへの対応について、より詳しく説明する。

図１４のスミスチャートに、整流ダイオードＤの実装において各端子にボンディングワイヤに対応する０．５ｎＨのインダクタンスを着けた場合、負荷抵抗Ｒを２００Ωから５０Ωに変えた場合、交流入力信号のパワー（入力電力）を１Ｗから１０Ｗへ増やした場合それぞれのｂ点でのＳパラメータを示す。「△」で示すＰ３が、ボンディングワイヤとして０．５ｎＨのインダクタンスを着けた場合のＳパラメータであり、「◇」で示すＰ４が、入力パワーを１Ｗから１０Ｗへ増やした場合のＳパラメータであり、「□」で示すＰ５が、負荷抵抗Ｒを２００Ωから５０Ωに変えた場合のＳパラメータである。「○」で示すＰ１は、図８のＰ１と同じであり、ｂ点の初期等価インピーダンスのＳパラメータである。

図１４よりわかるように、ｂ点でのＳパラメータは、さまざまな条件の変化によって変化する。特に、Ｓパラメータは、送線路長が変わればそのまま位相が変化する。ｂ点でのＳパラメータを測定するには、ｂ点での入射波の振幅と位相の値を知る必要があるが、実際には測定することは困難である。

そこで、本実施の形態のマイクロ波整流回路を備えたレクテナ回路では、図１６に示すように、高調波フィルタ部２０の直前にλ／４のオープンスタブ１４を設置している。図１６は、レクテナ回路本体を構成するプリント基板のレイアウト図面である。左側のコネクタ６０から伝送線路１１に交流入力信号が入る。伝送線路１１の中央部に、高調波フィルら部２０と整流ダイオードＤが配置されている。ここでは、高調波フィルタ部２０は、４本の比較的細いオープンスタブにて構成されている。

高調波フィルタ部２０の入力側には、３本のオープンスタブ１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃが配置されている。これら３本のオープンスタブ１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃのうち、高調波フィルタ部２０に最も近い位置に配置されたオープンスタブ１４Ｃが、伝送線路１１に必要に応じて接続可能な、入力波に対しインピーダンスが実質的にゼロとなるオープンスタブである。なお、入力波に対しインピーダンスが実質的にゼロとなるリアクタンス素子や単なるグランドへの短絡線路を必要に応じて接続できる構成であってよい。

一方、オープンスタブ１４Ａ，１４Ｂは、長さが調整されることで、図９に示すインピーダンス整合部１０Ｂとなる基本波の反射波を調整するためのオープンスタブである。これら３本のオープンスタブ１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃは、伝送線路１１から離れて不連続に形成されているが、使用時には不連続部分に金属片を配置して短絡させる。

整流ダイオードＤの出力側には、オープンスタブから構成された出力フィルタ部３５が配置されている。参照符号７０は、後段の負荷抵抗Ｒと接続するための出力コネクタであり、参照符号８０は、高調波フィルタ部２０の調整に用いる調整用コネクタである。

高調波フィルタ部２０の直前にλ／４のオープンスタブ１４Ｃを設置することにより、入力波はこのオープンスタブ１４Ｃで完全反射となるため、オープンスタブ１４Ｃよりも後段にある、高調波フィルタ部２０およびダイオード部３０による反射の影響を受けること無く、入力コネクタ６０からオープンスタブ１４Ｃまでの伝送線路の特性を測定することができる。

具体的には、入力側に方向性結合器を着けて、反射波（基本波の反射波）の位相と振幅を測る。高調波フィルタ部２０の直前にλ／４のオープンスタブ１４Ｃを設置した状態での反射は、高調波フィルタ部２０の入力部であるｂ点で観測すれば、ショートによる反射なのでスミスチャート上の（−１，０）点になっているはずである。

この様子を図１５に示す。ｂ点で観測できた場合の整流ダイオードＤのＳパラメータが「○」で示すＰ１であり、λ／４のオープンスタブ１４Ｃを置いた場合は、完全反射を起こすので「□」で示すＰ６のＳパラメータになる（系列５）。

しかしながら、実際の調整時は、伝送線路に有限の長さがあり損失もある。また、相当な入力電力にて測定する必要があるので、小信号用のネットワークアナライザなどでこの測定をする場合は、アッテネータを通す必要がある。その際の厳密なキャリブレーションは非常に難しい。

ここで、着目したのは、この測定系の伝送線路全体の特性は、ダイオード部３０をそのまま測る場合も、λ／４のオープンスタブ１４Ｃを仮置きする場合も、線形回路部品のみで構成されるので変わらない点である。そこで、ネットワークアナライザ上では、λ／４のオープンスタブ１４Ｃがある場合が「◇」で示すＰ７に測定され、それを外した場合が、「△」で示すＰ８のように観測されるが、その際、原点−Ｐ７−Ｐ８の３点で構成される三角形と、原点−Ｐ６−Ｐ１で構成される三角形とは相似のはずである。Ｐ６の座標が（−１，０）と判っているのでＰ１の座標もわかり、すなわちｂ点から見たダイオード部３０側のＳパラメータが測定できることになる。

この値がわかれば、図９のインピーダンス整合部１０Ｂにおけるオープンスタブ１２Ａ，１２Ｂの調整は、ダイオード部３０での等価複素インピーダンスが変わらなければ理論的に可能であり、整流ダイオードＤ内部でのインピーダンスの変化があっても調整は容易である。

この借り置きしたλ／４のオープンスタブ１４Ｃは、Ｓパラメータを測定したあとには、インピーダンス整合部１０Ｂに備えられるオープンスタブとしても転用できる。つまり、基本波調整用のオープンスタブ１４Ａ，１４Ｂのうちの１本に代えて、基本波調整用に転用することもできる。但し、借り置き使用される際のオープンスタブ１４Ｃの長さは、正確にλ／４であり必要がある。そのため、金属片などで接続して測定したり、当初は伝送線路１１につないでおいて、あとでナイフ等で切断するなどの方法が考えられる。

なお、入力波を完全反射できるものであればよいのでオープンスタブ１４Ｃに代えて、入力波を完全反射できるリアクタンス素子であってもよい。

本発明の実施例について説明する。図１７に、図９に示すレクテナ回路を作成した場合の特性についてシミュレーションによる予測を示す。インピーダンス整合部１０Ｂにおけるオープンスタブ１２Ａ，１２Ｂの調整によるインピーダンスの整合は入力電力１Ｗ（３０ｄＢｍ）の条件で行っている。

図１７においては、総合効率（外部効率）、出力電圧、反射、ダイオード効率（内部効率）、ダイオードロスを示す。信号源からの電力をＰin、反射される電力をＰref、整流ダイオードＤで消費される電力をＰdiode、ＤＣ出力電力をＰdc と置くと、反射ηref、ダイオード効率（内部効率）ηint、ダイオードロスηdiode_loss、総合効率ηextは、以下のように表される。

図１７より、入力電力３０ｄｂｍでは、反射ηref＝０、総合効率(外部効率）ηext＝ダイオード効率（内部効率）ηint が実現していることがわかる。

次に、図１８に、電気的な方法で、インピーダンス整合部１０におけるインピーダンスの整合を動的に行った場合の例を示す。図１０に示すレクテナ回路を用いる。ここでは、スイッチング素子５０に１Ωの抵抗があるとし、各入力電力ごとに最適なリアクタンス（容量）を探索して得られた結果を示す。

図１８においては、総合効率（外部効率）、反射、およびダイオードロスの３項目について、動的最適化ありと動的最適化なしの場合とを示す。動的最適化ありの場合、０ｄＢｍ〜４０ｄＢｍまでのすべての入力電力の範囲で反射がほぼゼロに抑えられている。その結果、総合効率も常に上回っていることがわかる。なお、低電力側でダイオードロスが増大しているのは、反射を押さえ込んだためダイオードの立ち上がり電圧に起因するロスが大きくなったためである。

このように、本発明の回路構成とすることで、もともと反射の大きなマイクロ波整流回路でしかも高調波が発生する回路において高調波および基本波の反射を押さえ、高効率な整流回路を実現できる。また、調整においてもダイオード部での反射状態を簡単に測定でき、効率的な調整が可能となる。

〔第４の実施の形態〕
本発明の実施のその他の形態について、図１９に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、第１、第２の各実施の形態で用いた部材と同じ機能を有する部材には同じ符号を付して説明を省略する。

本実施の形態では、前述したレクテナ回路１００、１０１におけるレクテナ回路本体を備えた非接触コネクタについて説明する。非接触コネクタは、電源線用無線接続コネクタであり、オープンリング共振器と組み合わされて、非接触電力伝送の受電回路に使われる。

図１９に、本実施の形態である非接触コネクタ１１０の構成を示す。非接触コネクタ１１０は、異なる平面上の回路間で高周波信号を伝送する高周波信号伝送装置であり、両平面上に、オープンリング共振器１２０ａ，１２０ｂと、これらオープンリング共振器１２０ａ，１２０ｂに接続され、当該共振器１２０ａ，１２０ｂに対して高周波信号（ＲＦ）の入出力を行う入出力線路１２１ａ，１２１ｂとが形成されている。オープンリング共振器１２０ａ，１２０ｂ同士を電磁結合させて、高周波信号を伝送させる。なお、オープンリング共振器１２０ａ，１２０ｂを備えた高周波信号伝送装置については、例えば、特許文献２に記載されている構成を採用できる。

図１９に示すように、非接触コネクタ１１０は、送電側コネクタ１１０ａと受電側コネクタ１１０ｂとからなる。レクテナ回路本体１２３は受電側コネクタ１１０ｂに備えられている。受電側コネクタ１１０ｂは、オープンリング共振器１２０ｂと、これに接続された伝送線路１２１ｂとレクテナ回路本体１２３とを備えている。受電側コネクタ１１０ｂのレクテナ回路本体から取り出されたＤＣ電力は、受電側コネクタ１１０ｂの出力側に接続された機器１３０に供給される。受電回路においても、レクテナ回路本体（マイクロ波整流回路）における入力波の反射波は、受電回路にて取り出す電力の損失となる。そのため、上記した反射のないレクテナ回路本体を備えた非接触コネクタを、電源線用無線接続のコネクタとして用いることで、入力波の反射波をなくすることができる。

送電側コネクタ１１０ｂは、オープンリング共振器１２０ｂと、これに接続された伝送線路１２１ｂと、増幅回路１２４と、発信回路１２５とを備えている。送電側コネクタ１１０ｂは入力側が直流電源１３１と接続されており、直流電力を発信回路１２５および増幅回路１２４が高周波信号（ＲＦ）に変換し、オープンリング共振器１２０ａに出力する。

ここで、レクテナ回路本体１２３における整流ダイオードＤとして、前述したＧａＮショットキーバリアダイオードを用いることでコンパクトなデバイスでありながら高電力の整流が可能である。たとえば、５．８ＧＨｚの周波数を用いれば誘電率１０のプリント基板上でλ／４は５ｍｍ程度であり、またオープンリング共振器１２０ｂの直径は３．５ｍｍ程度である。これにより、１ｍｍ角程度のダイオードやキャパシタと組み合わせて１ｃｍ角程度のプリント基板上にレクテナ回路本体１２３を実現できる。この場合、特に、ダイオード部３０（図１参照）を、２つのダイオードを用いるデュアルダイオード法（図２１参照、但し図２１は、負荷抵抗Ｒに接続されたレクテナ回路の構成例）では、シングルシャント法を採用した構成よりもλ／４線路が不要となり、さらに小型化が図れる。

一方、送電側コネクタ１１０ａでは、ＧａＮトランジスタのＦ級アンプで８０％以上の高効率が実現されており、この回路もトランジスタチップとλ／４程度のスタブやキャパシタで構成でき、やはり１ｃｍ角程度に収まる。

このような非接触コネクタ１１０を用いることで、電力をプラスチック板を通して送電することができるため、送電側、受電側共に完全にプラスチック膜等で覆うことが可能になり、防水、防塵のコネクタを実現できる。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、太陽電池を搭載した人工衛星から送信される高周波電力（一般に、２．４５ＧＨｚのマイクロ波が使用される）を受信し、直流電力に変換する電力変換装置であるレクテナ装置や、電力を供給する電源線に用いられる非接触コネクタなどに利用することができる。

１０，１０Ａ〜１０Ｃ インピーダンス整合部（整合手段）
１１ 伝送線路
１２，１２Ａ、１２Ｂ オープンスタブ
１３Ａ，１３Ｂ 可変リアクタンス素子
１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ オープンスタブ
２０ 高調波フィルタ部（遮断手段、高調波遮断手段）
３０ ダイオード部（調整部）
３２ 伝送線路
３５ 出力フィルタ部
５０ スイッチング素子
５１ 制御端子
６０ 入力コネクタ
１００ レクテナ回路
１０１ レクテナ回路
１１０ 非接触コネクタ
１２３ レクテナ回路本体（マイクロ波整流回路）
Ｃ キャパシタ
Ｃ１１〜Ｃ１４ キャパシタ
Ｄ 整流ダイオード
Ｌ１ 伝送経路

Claims (9)

1. 整流ダイオードを用いて入力されたマイクロ波を直流電力に変換するマイクロ波整流回路であって、
   上記整流ダイオードを備える整流部の入力側に、上記マイクロ波の周波数よりも高い周波数を有する信号波を遮断する遮断手段が設けられ、
   上記遮断手段のさらに入力側に、伝送線路および当該伝送線路に接続されたリアクタンス素子またはスタブによって、上記整流部にて反射された入力波の基本波の反射を実質的にゼロとする整合手段が設けられていることを特徴とするマイクロ波整流回路。
2. 上記整合手段は、上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に設けられたオープンスタブを備え、上記オープンスタブの長さ、および上記遮断手段と上記オープンスタブとの間の伝送線路の距離が、上記入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするように設定されていることを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波整流回路。
3. 上記整合手段が、上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に、距離を置いて設けられた２個のオープンスタブで構成されており、上記２個のオープンスタブのそれぞれの長さが、上記入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするように設定されていることを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波整流回路。
4. 上記整合手段が、上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に、距離を置いて設けられた２個の、電気的にリアクタンスを変更可能な可変リアクタンス素子で構成されており、上記２個の可変リアクタンス素子のリアクタンスが、上記入力波の基本波の反射を実質的にゼロとするように調整されることを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波整流回路。
5. 上記遮断手段から入力側に伸びた伝送線路の途中に、当該伝送線路に必要に応じて接続可能な、入力波に対しインピーダンスが実質的にゼロとなるスタブまたはリアクタンス素子が配置されていることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載のマイクロ波整流回路。
6. 上記遮断手段が、入力波の周波数の整数倍の周波数の高調波を遮断する高調波遮断手段であることを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のマイクロ波整流回路。
7. 上記高調波遮断手段が、高調波の実効波長の４分の１、またはその奇数倍の長さのオープンスタブで構成されていることを特徴とする請求項６に記載のマイクロ波整流回路。
8. 請求項１〜７の何れか１項に記載のマイクロ波整流回路を備えたことを特徴とするレクテナ回路。
9. 請求項１〜７の何れか１項に記載のマイクロ波整流回路を備えたことを特徴とする非接触コネクタ。

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