JPH05335811A - レクテナ装置 - Google Patents
レクテナ装置Info
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- JPH05335811A JPH05335811A JP5000171A JP17193A JPH05335811A JP H05335811 A JPH05335811 A JP H05335811A JP 5000171 A JP5000171 A JP 5000171A JP 17193 A JP17193 A JP 17193A JP H05335811 A JPH05335811 A JP H05335811A
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- Waveguides (AREA)
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、容易に交流／直流変換の効率を向
上することの出来るレクテナ装置を提供することを目的
とする。 【構成】 電波を受信する受信手段と、この受信手段で
受信した前記電波を整流する整流手段と、この整流手段
で発生する高調波を遮断する高調波遮断手段と、前記整
流手段で整流された電波を直流に変換する出力手段とを
備えたレクテナ素子を１、〜、ｎ個配列したレクテナ装
置において、前記整流手段から前記高調波遮断手段まで
の距離を当該遮断する周波数における約１／４波長の奇
数倍としたことを要旨とし、さらに出力手段は基本波と
複数の異なる周波数の高調波を遮断するための高調波遮
断部を有し、かつ前記整流手段から各高調波遮断部まで
の距離をそれぞれの高調波遮断部で遮断したい基本波お
よび高調波における約１／４波長の奇数倍にしたことを
要旨とする。
上することの出来るレクテナ装置を提供することを目的
とする。 【構成】 電波を受信する受信手段と、この受信手段で
受信した前記電波を整流する整流手段と、この整流手段
で発生する高調波を遮断する高調波遮断手段と、前記整
流手段で整流された電波を直流に変換する出力手段とを
備えたレクテナ素子を１、〜、ｎ個配列したレクテナ装
置において、前記整流手段から前記高調波遮断手段まで
の距離を当該遮断する周波数における約１／４波長の奇
数倍としたことを要旨とし、さらに出力手段は基本波と
複数の異なる周波数の高調波を遮断するための高調波遮
断部を有し、かつ前記整流手段から各高調波遮断部まで
の距離をそれぞれの高調波遮断部で遮断したい基本波お
よび高調波における約１／４波長の奇数倍にしたことを
要旨とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、マイクロ波を受信し
該電波を直流電力に変換するレクテナ装置に関する。
該電波を直流電力に変換するレクテナ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、衛星に搭載した太陽電池で受光し
た太陽光エネルギをマイクロ波に変換して地上に送電
し、地上でマイクロ波を受電しＤＣ電力に変換する太陽
発電衛星システムが検討されている。太陽発電衛星シス
テムではマイクロ波を受電しＤＣ電力に変換するレクテ
ナ装置が必要となる。このレクテナ装置はマイクロ波が
照射される領域にレクテナ素子を多数配列し、個々のＤ
Ｃ出力を合成することにより大電力を取り出すことが可
能となる。一般に、伝送されるマイクロ波の周波数は、
２．４５ＧＨｚ帯である。
た太陽光エネルギをマイクロ波に変換して地上に送電
し、地上でマイクロ波を受電しＤＣ電力に変換する太陽
発電衛星システムが検討されている。太陽発電衛星シス
テムではマイクロ波を受電しＤＣ電力に変換するレクテ
ナ装置が必要となる。このレクテナ装置はマイクロ波が
照射される領域にレクテナ素子を多数配列し、個々のＤ
Ｃ出力を合成することにより大電力を取り出すことが可
能となる。一般に、伝送されるマイクロ波の周波数は、
２．４５ＧＨｚ帯である。
【０００３】レクテナ素子は図１３に示すように周波数
ｆのマイクロ波を受信するアンテナ部Ａnt．と、マイク
ロ波を整流するためのダイオード１と、このダイオード
１から発生する高調波を遮断するための入力フィルタＦ
INと、ダイオード１で整流された信号を直流（ＤＣ）電
力に変換する出力フィルタＦOUT と、ＤＣ電力を取り出
すための負荷抵抗５から構成される。出力フィルタＦOU
T は、周波数ｆの１／４波長の路線７とコンデンサ３で
構成される（参考文献 R.J.Gutmann他、“Power Combin
ing in an Array of Microwave Power Rectifiers ”、
IEEE Trans. Microwave Theory and Technique, Vol. M
TT-27, No12, December 1979, pp958-968 ）。
ｆのマイクロ波を受信するアンテナ部Ａnt．と、マイク
ロ波を整流するためのダイオード１と、このダイオード
１から発生する高調波を遮断するための入力フィルタＦ
INと、ダイオード１で整流された信号を直流（ＤＣ）電
力に変換する出力フィルタＦOUT と、ＤＣ電力を取り出
すための負荷抵抗５から構成される。出力フィルタＦOU
T は、周波数ｆの１／４波長の路線７とコンデンサ３で
構成される（参考文献 R.J.Gutmann他、“Power Combin
ing in an Array of Microwave Power Rectifiers ”、
IEEE Trans. Microwave Theory and Technique, Vol. M
TT-27, No12, December 1979, pp958-968 ）。
【０００４】また、上記入力フィルタＦINは基本的には
ローパスフィルタであり、集中定数や分布定数などで構
成できる。このとき入力フィルタＦINは、ダイオード１
で発生する高調波がアンテナＡnt．から再放射されて他
の通信・放送などに影響を与えないよう遮断し、また基
本波の２．４５ＧＨｚは低損失で通過させ得るように構
成される。図１に示すアンテナＡnt．を省略したレクテ
ナの等価回路を参照して以下説明する。入力フィルタ
は、長さが高調波での約λ g／４のオープンスタブ１１
を線路９に並列に接続することにより、オープンスタブ
１１と線路９の接続点が高調波にとっては短絡に見える
ため遮断される。なお、線路９は、長さと特性インピー
ダンスを最適化して基本波の通過損失を小さくする為に
設けてある。
ローパスフィルタであり、集中定数や分布定数などで構
成できる。このとき入力フィルタＦINは、ダイオード１
で発生する高調波がアンテナＡnt．から再放射されて他
の通信・放送などに影響を与えないよう遮断し、また基
本波の２．４５ＧＨｚは低損失で通過させ得るように構
成される。図１に示すアンテナＡnt．を省略したレクテ
ナの等価回路を参照して以下説明する。入力フィルタ
は、長さが高調波での約λ g／４のオープンスタブ１１
を線路９に並列に接続することにより、オープンスタブ
１１と線路９の接続点が高調波にとっては短絡に見える
ため遮断される。なお、線路９は、長さと特性インピー
ダンスを最適化して基本波の通過損失を小さくする為に
設けてある。
【０００５】また、この図１における出力フィルタは、
一般の電源の平滑フィルタと同様に動作すると同時に、
交流（ＲＦ）／ＤＣ変換効率を高める機能を有してい
る。
一般の電源の平滑フィルタと同様に動作すると同時に、
交流（ＲＦ）／ＤＣ変換効率を高める機能を有してい
る。
【０００６】このように、入力フィルタは、基本波を無
損失で通過させつつ高調波を遮断する機能を、出力フィ
ルタは本来の機能である平滑フィルタであると同時に、
ＲＦ／ＤＣ変換効率を向上させる機能を有している。
損失で通過させつつ高調波を遮断する機能を、出力フィ
ルタは本来の機能である平滑フィルタであると同時に、
ＲＦ／ＤＣ変換効率を向上させる機能を有している。
【０００７】しかしながら、一般にダイオードの非線形
性により発生する高調波は、入力電力が高い程発生量が
多く、高入力電力時の整流回路のＲＦ／ＤＣ変換効率を
低下させる要因となっており、これまでの入力フィルタ
と出力フィルタは上記の機能だけあり、高入力電力時の
高調波によるＲＦ／ＤＣ変換効率の低下に対して、改善
する機能を有しているものではなかった。
性により発生する高調波は、入力電力が高い程発生量が
多く、高入力電力時の整流回路のＲＦ／ＤＣ変換効率を
低下させる要因となっており、これまでの入力フィルタ
と出力フィルタは上記の機能だけあり、高入力電力時の
高調波によるＲＦ／ＤＣ変換効率の低下に対して、改善
する機能を有しているものではなかった。
【０００８】一方、出力フィルタの動作原理をダイオー
ドが接続されている端子からコンデンサ側を見た入力イ
ンピーダンスＺｉｎで表現してみると以下のようにな
る。但し、コンデンサのインピーダンスが周波数ｆ以上
で十分に小さく、ほぼ短絡として考えられると仮定す
る。
ドが接続されている端子からコンデンサ側を見た入力イ
ンピーダンスＺｉｎで表現してみると以下のようにな
る。但し、コンデンサのインピーダンスが周波数ｆ以上
で十分に小さく、ほぼ短絡として考えられると仮定す
る。
【０００９】 Ｚｉｎ＝０ ……偶数次高調波（２ｆ，４ｆ，…） Ｚｉｎ＝∞ ……奇数次高調波（ ｆ，３ｆ，…） 上式より、出力フィルタは、偶数次高調波の電流をコン
デンサに流し、一方、基本周波数ｆ及び奇数次高調波の
電流をコンデンサに流さないように動作していることが
分かる。
デンサに流し、一方、基本周波数ｆ及び奇数次高調波の
電流をコンデンサに流さないように動作していることが
分かる。
【００１０】ところで、このような出力フィルタをマイ
クロ波コンポーネントを用いて実現する際に、以下の様
な問題が生ずる。まず第１の問題点としては、コンデン
サが、高調波領域に至るまで十分に小さなインピーダン
スを有するキャパシタンスとして見えないことにある。
一般に、マイクロ波帯では、積層セラミックコンデンサ
ーが使われるが、この様なコンデンサは、リード線等に
よるコンデンサ自体の構造によりリアクンス成分が必ず
発生し、直列型の自己共振特性を有する。即ち、コンデ
ンサは、ある周波数までは、キャパシタンスとみえる
が、それ以上高い周波数では、リアクタンスとなってし
まい、周波数の増加に伴ってインピーダンスが大きくな
る。その結果、上述した短絡条件が崩れ、ＲＦ信号を直
流に変化する際の変換効率が大きく劣化してしまう。
クロ波コンポーネントを用いて実現する際に、以下の様
な問題が生ずる。まず第１の問題点としては、コンデン
サが、高調波領域に至るまで十分に小さなインピーダン
スを有するキャパシタンスとして見えないことにある。
一般に、マイクロ波帯では、積層セラミックコンデンサ
ーが使われるが、この様なコンデンサは、リード線等に
よるコンデンサ自体の構造によりリアクンス成分が必ず
発生し、直列型の自己共振特性を有する。即ち、コンデ
ンサは、ある周波数までは、キャパシタンスとみえる
が、それ以上高い周波数では、リアクタンスとなってし
まい、周波数の増加に伴ってインピーダンスが大きくな
る。その結果、上述した短絡条件が崩れ、ＲＦ信号を直
流に変化する際の変換効率が大きく劣化してしまう。
【００１１】第２の問題点としては、線路にコンデンサ
を半田づけて接続する必要があることから、多数のレク
テナ素子を製造する際に、製作工程が複雑となると同時
に製造コストが増大すること、また、高効率の変換効率
を得るために、コンデンサの半田づけ位置精度を厳しく
設定する必要がある。
を半田づけて接続する必要があることから、多数のレク
テナ素子を製造する際に、製作工程が複雑となると同時
に製造コストが増大すること、また、高効率の変換効率
を得るために、コンデンサの半田づけ位置精度を厳しく
設定する必要がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】以上述べてきたよう
に、従来のレクテナ装置の入力フィルタおよび出力フィ
ルタは、高入力電力時の高調波によるＲＦ／ＤＣ変換効
率の低下に対しては、改善する機能を有していなかっ
た。
に、従来のレクテナ装置の入力フィルタおよび出力フィ
ルタは、高入力電力時の高調波によるＲＦ／ＤＣ変換効
率の低下に対しては、改善する機能を有していなかっ
た。
【００１３】本発明は、上記従来例の欠点を改善するた
めになされたもので、容易に高入力電力時のＲＦ／ＤＣ
変換効率を向上させるレクテナ装置を提供することを目
的とする。
めになされたもので、容易に高入力電力時のＲＦ／ＤＣ
変換効率を向上させるレクテナ装置を提供することを目
的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本願第１の発明は、電波を受信する受信手段と、この受
信手段で受信した前記電波を整流する整流手段と、この
整流手段で発生する高調波を遮断する高調波遮断手段
と、前記整流手段で整流された電波を直流に変換する出
力手段とを備えたレクテナ素子を１、〜、ｎ個配列した
レクテナ装置において、前記整流手段から前記高調波遮
断手段までの距離を当該遮断する周波数における約１／
４波長の奇数倍としたことを要旨とする。
本願第１の発明は、電波を受信する受信手段と、この受
信手段で受信した前記電波を整流する整流手段と、この
整流手段で発生する高調波を遮断する高調波遮断手段
と、前記整流手段で整流された電波を直流に変換する出
力手段とを備えたレクテナ素子を１、〜、ｎ個配列した
レクテナ装置において、前記整流手段から前記高調波遮
断手段までの距離を当該遮断する周波数における約１／
４波長の奇数倍としたことを要旨とする。
【００１５】また、本願第２の発明は、電波を受信する
受信手段と、この受信手段で受信した前記電波を整流す
る整流手段と、この整流手段で発生する高調波を遮断す
る高調波遮断手段と、前記整流手段で整流された電波を
直流に変換する出力手段とを備えたレクテナ素子を１、
〜、ｎ個配列したレクテナ装置において、前記高調波遮
断手段は、複数の異なる周波数の高調波を遮断するため
の高調波遮断部を複数個設け、かつ前記整流手段から各
高調波遮断部までの距離をそれぞれの高調波遮断部で遮
断する周波数における約１／４波長の奇数倍にしたこと
を要旨とする。
受信手段と、この受信手段で受信した前記電波を整流す
る整流手段と、この整流手段で発生する高調波を遮断す
る高調波遮断手段と、前記整流手段で整流された電波を
直流に変換する出力手段とを備えたレクテナ素子を１、
〜、ｎ個配列したレクテナ装置において、前記高調波遮
断手段は、複数の異なる周波数の高調波を遮断するため
の高調波遮断部を複数個設け、かつ前記整流手段から各
高調波遮断部までの距離をそれぞれの高調波遮断部で遮
断する周波数における約１／４波長の奇数倍にしたこと
を要旨とする。
【００１６】また、このとき望ましくは、電波を受信す
る受信手段と、この受信手段で受信した前記電波を整流
する整流手段と、この整流手段で発生する高調波を遮断
する高調波遮断手段と、前記整流手段で整流された電波
を直流に変換する出力手段とを備えたレクテナ素子を
１、〜、ｎ個配列したレクテナ装置において、前記出力
手段は基本波と複数の異なる周波数の高調波を遮断する
ための高調波遮断部を有し、かつ前記整流手段から各高
調波遮断部までの距離をそれぞれの高調波遮断部で遮断
したい基本波および高調波における約１／４波長の奇数
倍にするようにする。
る受信手段と、この受信手段で受信した前記電波を整流
する整流手段と、この整流手段で発生する高調波を遮断
する高調波遮断手段と、前記整流手段で整流された電波
を直流に変換する出力手段とを備えたレクテナ素子を
１、〜、ｎ個配列したレクテナ装置において、前記出力
手段は基本波と複数の異なる周波数の高調波を遮断する
ための高調波遮断部を有し、かつ前記整流手段から各高
調波遮断部までの距離をそれぞれの高調波遮断部で遮断
したい基本波および高調波における約１／４波長の奇数
倍にするようにする。
【００１７】また、本願第３の発明は、周波数ｆのマイ
クロ波を受信するアンテナ素子と、このアンテナ素子で
受信した前記マイクロ波信号を整流するためのダイオー
ドと、このダイオードで整流された信号を直流に変換す
る出力フィルタとを備えたレクテナ装置であって、前記
出力フィルタは前記ダイオードの入力端及び出力端に夫
々一端が接続された前記周波数ｆの１／４波長の線路
と、この線路の夫々の他端に並列接続された前記周波数
ｆの１／４波長、１／８波長及び１／１６波長のオープ
ンスタブとから成ることを要旨とする。
クロ波を受信するアンテナ素子と、このアンテナ素子で
受信した前記マイクロ波信号を整流するためのダイオー
ドと、このダイオードで整流された信号を直流に変換す
る出力フィルタとを備えたレクテナ装置であって、前記
出力フィルタは前記ダイオードの入力端及び出力端に夫
々一端が接続された前記周波数ｆの１／４波長の線路
と、この線路の夫々の他端に並列接続された前記周波数
ｆの１／４波長、１／８波長及び１／１６波長のオープ
ンスタブとから成ることを要旨とする。
【００１８】さらに、本願第４の発明は、前記第４の発
明の路線及びオープンスタブが、マイクロストリップ線
路又はコープラーナ線路で誘電体基板上に形成されたも
のであることを要旨とする。
明の路線及びオープンスタブが、マイクロストリップ線
路又はコープラーナ線路で誘電体基板上に形成されたも
のであることを要旨とする。
【００１９】
【作用】本願第１の発明によれば、高調波遮断手段にお
いて、整流手段から高調波を遮断するための高調波遮断
手段までの距離を高調波での約１／４波長の奇数倍とし
てあるので、整流手段から発生した高調波は高調波遮断
手段で反射されて整流手段に再度入射するまでに位相が
１８０度遅れ、高調波遮断手段を介して入射してくる基
本波と出力手段で反射されて逆相で戻ってきた基本波と
同相で合成されて整流手段に入射することになるため、
交流／直流変換効率が向上する。
いて、整流手段から高調波を遮断するための高調波遮断
手段までの距離を高調波での約１／４波長の奇数倍とし
てあるので、整流手段から発生した高調波は高調波遮断
手段で反射されて整流手段に再度入射するまでに位相が
１８０度遅れ、高調波遮断手段を介して入射してくる基
本波と出力手段で反射されて逆相で戻ってきた基本波と
同相で合成されて整流手段に入射することになるため、
交流／直流変換効率が向上する。
【００２０】また本願第２の発明では、高調波遮断手段
で複数の異なる高調波を遮断したい場合には、異なる高
調波を遮断するための高調波遮断部を複数個設け、かつ
整流手段から各高調波遮断部までの距離をそれぞれの高
調波遮断部で遮断したい高調波における約１／４波長の
奇数倍とすることにより、整流手段で発生した各高調波
は高調波遮断部で反射されて整流手段に再度入射するま
でに位相が１８０度遅れ、高調波遮断手段を介して入射
してくる基本波と出力手段で反射されて逆相で戻ってき
た基本波と同相で合成されて整流手段に入射することに
なるため、交流／直流変換効率が向上する。
で複数の異なる高調波を遮断したい場合には、異なる高
調波を遮断するための高調波遮断部を複数個設け、かつ
整流手段から各高調波遮断部までの距離をそれぞれの高
調波遮断部で遮断したい高調波における約１／４波長の
奇数倍とすることにより、整流手段で発生した各高調波
は高調波遮断部で反射されて整流手段に再度入射するま
でに位相が１８０度遅れ、高調波遮断手段を介して入射
してくる基本波と出力手段で反射されて逆相で戻ってき
た基本波と同相で合成されて整流手段に入射することに
なるため、交流／直流変換効率が向上する。
【００２１】また、出力手段において基本波と複数の異
なる高調波を遮断するための高調波遮断部を２〜ｎ個設
け、かつ整流手段から各高調波遮断部までの距離をそれ
ぞれの高調波遮断部で遮断したい基本波と高調波におけ
る約１／４波長の奇数倍にしてあるので、整流手段を通
過した基本波と該整流手段で発生した高調波は高調波遮
断部で反射されて整流手段に再度入射するまでに位相が
１８０度遅れ、高調波遮断部を介して入射してくる基本
波と同相で合成されて整流手段に入射することになるた
め、交流／直流変換効率が向上する。
なる高調波を遮断するための高調波遮断部を２〜ｎ個設
け、かつ整流手段から各高調波遮断部までの距離をそれ
ぞれの高調波遮断部で遮断したい基本波と高調波におけ
る約１／４波長の奇数倍にしてあるので、整流手段を通
過した基本波と該整流手段で発生した高調波は高調波遮
断部で反射されて整流手段に再度入射するまでに位相が
１８０度遅れ、高調波遮断部を介して入射してくる基本
波と同相で合成されて整流手段に入射することになるた
め、交流／直流変換効率が向上する。
【００２２】本願第３の発明によれば、基本周波数ｆの
１／４波長線路とオープンスタブの接続点から、前記３
種のオープンスタブのインピーダンスを見ると、基本周
波数ｆとダイオードから発生する奇数倍高調波及び偶数
倍高調波に対して、どれか一つのオープンスタブがこれ
らの周波数で必ず零インピーダンスとなる。従って、こ
の様な３種のオープンスタブを並列接続すると、基本周
波数及びダイオードから発生するすべての高調波に対し
てインピーダンスが零となる。一方、ＤＣに対しては、
無限大のインピーダンスを有しているから、コンデンサ
と同様の働きをする。
１／４波長線路とオープンスタブの接続点から、前記３
種のオープンスタブのインピーダンスを見ると、基本周
波数ｆとダイオードから発生する奇数倍高調波及び偶数
倍高調波に対して、どれか一つのオープンスタブがこれ
らの周波数で必ず零インピーダンスとなる。従って、こ
の様な３種のオープンスタブを並列接続すると、基本周
波数及びダイオードから発生するすべての高調波に対し
てインピーダンスが零となる。一方、ＤＣに対しては、
無限大のインピーダンスを有しているから、コンデンサ
と同様の働きをする。
【００２３】更に、上記１／４波長線路及びオープンス
タブを、誘電体基板上に形成したマイクロストリップ線
路、または、コープラーナ線路で実現することにより、
エッチング技術を用いることができ、その結果、製造精
度良く大量生産でき低価格化を図ることができる。
タブを、誘電体基板上に形成したマイクロストリップ線
路、または、コープラーナ線路で実現することにより、
エッチング技術を用いることができ、その結果、製造精
度良く大量生産でき低価格化を図ることができる。
【００２４】
【実施例】以下、本発明に係る一実施例を図面を参照し
て説明する。図１は、本発明の一実施例であり、発生す
る各高調波のうちの一波だけを入力フィルタで遮断した
い場合のレクテナ装置の構成を示す等価回路である。こ
こでは各高調波の中でも最も発生量の多い二次高調波を
遮断する場合について説明する。図１において、ダイオ
ード１に、コンデンサ３及び直流電力を取り出すための
負荷抵抗５がそれぞれ並列に接続される。また、線路７
は長さが基本波で約λ g／４の線路である。
て説明する。図１は、本発明の一実施例であり、発生す
る各高調波のうちの一波だけを入力フィルタで遮断した
い場合のレクテナ装置の構成を示す等価回路である。こ
こでは各高調波の中でも最も発生量の多い二次高調波を
遮断する場合について説明する。図１において、ダイオ
ード１に、コンデンサ３及び直流電力を取り出すための
負荷抵抗５がそれぞれ並列に接続される。また、線路７
は長さが基本波で約λ g／４の線路である。
【００２５】入力フィルタは、２次高調波を遮断するた
めに長さが２次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１
１と、この２次高調波用オープンスタブ１１とダイオー
ド１を結ぶ線路９とでフィルタが構成されている。なお
受信手段を構成するアンテナは省略してある。図１にお
いて、コンデンサ３のインピーダンスは、基本波の周波
数ｆ以上で十分に小さく、ＲＦ信号に対しては、ほぼ短
絡と仮定する。また、ダイオード１は、正電位のときＯ
ＦＦ、負電位のときＯＮになると仮定する。
めに長さが２次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１
１と、この２次高調波用オープンスタブ１１とダイオー
ド１を結ぶ線路９とでフィルタが構成されている。なお
受信手段を構成するアンテナは省略してある。図１にお
いて、コンデンサ３のインピーダンスは、基本波の周波
数ｆ以上で十分に小さく、ＲＦ信号に対しては、ほぼ短
絡と仮定する。また、ダイオード１は、正電位のときＯ
ＦＦ、負電位のときＯＮになると仮定する。
【００２６】そこで、基本波のＲＦ信号がアンテナで受
信され、入力フィルタを介して、正電圧の半サイクルの
ＲＦ信号がダイオード１に印加された場合を考える。
信され、入力フィルタを介して、正電圧の半サイクルの
ＲＦ信号がダイオード１に印加された場合を考える。
【００２７】このとき、ダイオード１はＯＦＦ状態であ
るため、ＲＦ信号は出力フィルタの線路７へ進む。この
ＲＦ信号が、コンデンサ３に到達すると、コンデンサ３
が短絡に見えるので、逆相で反射し再度線路７を通って
ダイオード１側へもどる。ところで、線路７は、長さが
基本波で約λ g／４であるから、反射してダイオード１
に戻ってきたＲＦ信号は、半サイクルの時間遅れを生じ
ることになる。次に、入力フィルタを介して、負電圧の
半サイクルのＲＦ信号がダイオード１に印加される状態
を考える。このとき前の半サイクルの正電圧はコンデン
サ３により逆相になると同時に線路７により半サイクル
の時間遅れを生じるため、印加された負電圧と同相で加
算されてダイオード１がＯＮすることになるため、半波
整流時よりも波高値が高い状態で整流される倍電圧整流
となる。
るため、ＲＦ信号は出力フィルタの線路７へ進む。この
ＲＦ信号が、コンデンサ３に到達すると、コンデンサ３
が短絡に見えるので、逆相で反射し再度線路７を通って
ダイオード１側へもどる。ところで、線路７は、長さが
基本波で約λ g／４であるから、反射してダイオード１
に戻ってきたＲＦ信号は、半サイクルの時間遅れを生じ
ることになる。次に、入力フィルタを介して、負電圧の
半サイクルのＲＦ信号がダイオード１に印加される状態
を考える。このとき前の半サイクルの正電圧はコンデン
サ３により逆相になると同時に線路７により半サイクル
の時間遅れを生じるため、印加された負電圧と同相で加
算されてダイオード１がＯＮすることになるため、半波
整流時よりも波高値が高い状態で整流される倍電圧整流
となる。
【００２８】このように、図１に示す整流回路の等価回
路は、一見するとダイオードが一つしかない半波整流回
路に見えるが、長さが基本波の周波数ｆでの約λ g／４
の線路７とコンデンサ３で出力フィルタを構成すること
により倍電圧動作が可能となり、全波整流と同等のＲＦ
／ＤＣ変換効率を達成することができる。なお、整流さ
れた後はコンデンサ３で平滑されてＤＣとなる。
路は、一見するとダイオードが一つしかない半波整流回
路に見えるが、長さが基本波の周波数ｆでの約λ g／４
の線路７とコンデンサ３で出力フィルタを構成すること
により倍電圧動作が可能となり、全波整流と同等のＲＦ
／ＤＣ変換効率を達成することができる。なお、整流さ
れた後はコンデンサ３で平滑されてＤＣとなる。
【００２９】次にダイオード１から発生する二次高調波
の影響を考える。この二次高調波の内、入力側に流れる
二次高調波は、線路９を通過していくが二次高調波を遮
断するオープンスタブ１１によって、線路９と二次高調
波を遮断するオープンスタブ１１の接続点が短絡に見え
るために逆相で反射されて再度、線路９を通過してダイ
オード１に入射する。この線路９の長さは、二次各高調
波の約λ g／４の奇数倍にしてあるため、反射してダイ
オードに戻ってきた二次高調波は、約λ g／２、即ち、
半サイクルの時間遅れを生じることになる。つまり二次
高調波は、入力フィルタを介して印加される次のサイク
ルの負電圧の半サイクルのＲＦ信号とコンデンサ３で反
射してきたＲＦ信号と同相で加算されてダイオード１に
入射する。よって、さらに波高値が高い状態でダイオー
ド１がＯＮとなるため、さらにＲＦ／ＤＣ変換効率が高
まることになる。
の影響を考える。この二次高調波の内、入力側に流れる
二次高調波は、線路９を通過していくが二次高調波を遮
断するオープンスタブ１１によって、線路９と二次高調
波を遮断するオープンスタブ１１の接続点が短絡に見え
るために逆相で反射されて再度、線路９を通過してダイ
オード１に入射する。この線路９の長さは、二次各高調
波の約λ g／４の奇数倍にしてあるため、反射してダイ
オードに戻ってきた二次高調波は、約λ g／２、即ち、
半サイクルの時間遅れを生じることになる。つまり二次
高調波は、入力フィルタを介して印加される次のサイク
ルの負電圧の半サイクルのＲＦ信号とコンデンサ３で反
射してきたＲＦ信号と同相で加算されてダイオード１に
入射する。よって、さらに波高値が高い状態でダイオー
ド１がＯＮとなるため、さらにＲＦ／ＤＣ変換効率が高
まることになる。
【００３０】次に、複数の高調波を遮断するようにした
第２の実施例について説明する。図２に入力フィルタで
５次高調波までを遮断する場合のレクテナ装置の等価回
路を示す。
第２の実施例について説明する。図２に入力フィルタで
５次高調波までを遮断する場合のレクテナ装置の等価回
路を示す。
【００３１】この図２に示す入力フィルタは、２次高調
波を遮断するために長さが２次高調波で約λ g／４のオ
ープンスタブ１１１、３次高調波を遮断するために長さ
が３次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１１３、４
次高調波を遮断するために長さが４次高調波で約λ g／
４のオープンスタブ１１５、５次高調波を遮断するため
に長さが５次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１１
７、２次高調波用オープンスタブ１１１と３次高調波用
オープンスタブ１１３を結ぶ線路９１、３次高調波用オ
ープンスタブ１１３と４次高調波用オープンスタブ１１
５を結ぶ線路９３、４次高調波用オープンスタブ１１５
と５次高調波用オープンスタブ１１７を結ぶ線路９５、
５次高調波用オープンスタブ１１７とダイオード１を結
ぶ線路９７から構成される。なおアンテナは省略してあ
る。
波を遮断するために長さが２次高調波で約λ g／４のオ
ープンスタブ１１１、３次高調波を遮断するために長さ
が３次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１１３、４
次高調波を遮断するために長さが４次高調波で約λ g／
４のオープンスタブ１１５、５次高調波を遮断するため
に長さが５次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１１
７、２次高調波用オープンスタブ１１１と３次高調波用
オープンスタブ１１３を結ぶ線路９１、３次高調波用オ
ープンスタブ１１３と４次高調波用オープンスタブ１１
５を結ぶ線路９３、４次高調波用オープンスタブ１１５
と５次高調波用オープンスタブ１１７を結ぶ線路９５、
５次高調波用オープンスタブ１１７とダイオード１を結
ぶ線路９７から構成される。なおアンテナは省略してあ
る。
【００３２】またダイオード１は、逆耐圧の向上と大電
力での動作を可能にするため、２個直列に接続したダイ
オードを４つ並列接続してある計８個のダイオード（図
７乃至図９を参照）を、ダイオード１個に省略して図示
してある。なお、この入力フィルタは、バターワース・
フィルタを構成している。
力での動作を可能にするため、２個直列に接続したダイ
オードを４つ並列接続してある計８個のダイオード（図
７乃至図９を参照）を、ダイオード１個に省略して図示
してある。なお、この入力フィルタは、バターワース・
フィルタを構成している。
【００３３】まず、オープンスタブにより各高調波の遮
断と、オープンスタブ間を接続する線路の長さを最適化
して基本波の通過損の低損失化を狙って設計した入力フ
ィルタの通過特性の解析結果を図３に示す。基本波とし
た２．４１２５ＧＨｚでの損失は、−０．２１２dB、各
高調波の遮断量は−３０dB以下であり、充分各高調波を
遮断している。
断と、オープンスタブ間を接続する線路の長さを最適化
して基本波の通過損の低損失化を狙って設計した入力フ
ィルタの通過特性の解析結果を図３に示す。基本波とし
た２．４１２５ＧＨｚでの損失は、−０．２１２dB、各
高調波の遮断量は−３０dB以下であり、充分各高調波を
遮断している。
【００３４】図４にこのレクテナ装置の高入力電力時の
ＲＦ／ＤＣ変換効率の解析結果を示す。入力電力３２dB
m の時、最高７１．１％を得ている。
ＲＦ／ＤＣ変換効率の解析結果を示す。入力電力３２dB
m の時、最高７１．１％を得ている。
【００３５】次に、本発明に係る第３の実施例として、
高調波を基本波と同相で取り込むために、ダイオードか
ら各高調波を遮断するためのオープンスタブまでの距離
が各高調波で約λ g／４となるようにオープンスタブ間
を接続する線路９１，９３，９５，９７を設定した入力
フィルタの通過特性の解析結果を図５に示す。基本波で
ある２．４１２５ＧＨｚでの損失は−０．２６１dB、各
高調波の遮断量は−３５dB以下である。各高調波の遮断
量は充分であるが、基本波での通過損は図３に示してあ
る従来の入力フィルタより多少悪化している。図６にこ
のレクテナ装置の高入力電力時のＲＦ／ＤＣ変換効率の
解析結果を示す。入力電力３２dBm の時、最高７７．５
％を得ている。このように高入力電力時において最高約
６％の向上をさせることができた。向上した約６％とい
う値自体は小さいが、ダイオード損と入力端の反射損が
変換効率の１０〜２０％を占めると言われていることと
変換効率が７０％を越えている段階から約６％向上させ
たことから、本実施例により限界近くまで変換効率を向
上させていると考えられる。なお解析には、ＥＥｓｏｆ
社の回路シュミレータ「Ｊ・ＯＭＥＧＡ」を用いた。
高調波を基本波と同相で取り込むために、ダイオードか
ら各高調波を遮断するためのオープンスタブまでの距離
が各高調波で約λ g／４となるようにオープンスタブ間
を接続する線路９１，９３，９５，９７を設定した入力
フィルタの通過特性の解析結果を図５に示す。基本波で
ある２．４１２５ＧＨｚでの損失は−０．２６１dB、各
高調波の遮断量は−３５dB以下である。各高調波の遮断
量は充分であるが、基本波での通過損は図３に示してあ
る従来の入力フィルタより多少悪化している。図６にこ
のレクテナ装置の高入力電力時のＲＦ／ＤＣ変換効率の
解析結果を示す。入力電力３２dBm の時、最高７７．５
％を得ている。このように高入力電力時において最高約
６％の向上をさせることができた。向上した約６％とい
う値自体は小さいが、ダイオード損と入力端の反射損が
変換効率の１０〜２０％を占めると言われていることと
変換効率が７０％を越えている段階から約６％向上させ
たことから、本実施例により限界近くまで変換効率を向
上させていると考えられる。なお解析には、ＥＥｓｏｆ
社の回路シュミレータ「Ｊ・ＯＭＥＧＡ」を用いた。
【００３６】本発明に係るレクテナ装置の具体的な構成
を図７乃至図９に示す。
を図７乃至図９に示す。
【００３７】図７には基本構成を示す。この図７におい
て、入力端子ＴIN、入力フィルタ部ＦIN、整流手段１、
出力フィルタ部ＦOUT 、出力端子ＴOUT である。２次高
調波を遮断するためのオープンスタブ１１１、３次高調
波を遮断するためのオープンスタブ１１３、４次高調波
を遮断するためのオープンスタブ１１５、５次高調波を
遮断するためのオープンスタブ１１７がそれぞれ示され
る。
て、入力端子ＴIN、入力フィルタ部ＦIN、整流手段１、
出力フィルタ部ＦOUT 、出力端子ＴOUT である。２次高
調波を遮断するためのオープンスタブ１１１、３次高調
波を遮断するためのオープンスタブ１１３、４次高調波
を遮断するためのオープンスタブ１１５、５次高調波を
遮断するためのオープンスタブ１１７がそれぞれ示され
る。
【００３８】ここで２次高調波を遮断するためには、２
次高調波の実効波長λ gの１／４波長のスタブ長で構成
すればよい。同様にｎ次高調波を遮断するためには、ｎ
次高調波の実効波長λ gの１／４波長のスタブ長で構成
すればよい。そして２次高調波を遮断するためのオープ
ンスタブと整流手段との距離（線路長）を、２次高調波
λ gの１／４波長、またはλ gの奇数倍とする。同様に
ｎ次高調波を遮断するためのオープンスタブと整流手段
との距離（線路長）をｎ次高調波λ gの１／４波長、ま
たはλ gの奇数倍とする。
次高調波の実効波長λ gの１／４波長のスタブ長で構成
すればよい。同様にｎ次高調波を遮断するためには、ｎ
次高調波の実効波長λ gの１／４波長のスタブ長で構成
すればよい。そして２次高調波を遮断するためのオープ
ンスタブと整流手段との距離（線路長）を、２次高調波
λ gの１／４波長、またはλ gの奇数倍とする。同様に
ｎ次高調波を遮断するためのオープンスタブと整流手段
との距離（線路長）をｎ次高調波λ gの１／４波長、ま
たはλ gの奇数倍とする。
【００３９】このように構成することにより、整流手段
から発生した高調波成分電力を効率よく加算できるの
で、装置全体として電力の変換効率を改善することがで
きる。また出力フィルタ部において、基本周波数のｆ０
に対応した基本波の実効波長λ gの１／４波長のオープ
ンスタブ１３１、基本波の実効波長λ gの１／８波長の
オープンスタブ１３３、基本波の実効波長λ gの１／１
６波長のオープンスタブ１３５である。
から発生した高調波成分電力を効率よく加算できるの
で、装置全体として電力の変換効率を改善することがで
きる。また出力フィルタ部において、基本周波数のｆ０
に対応した基本波の実効波長λ gの１／４波長のオープ
ンスタブ１３１、基本波の実効波長λ gの１／８波長の
オープンスタブ１３３、基本波の実効波長λ gの１／１
６波長のオープンスタブ１３５である。
【００４０】基本波の１／４波長のオープンスタブ１３
１は、基本周波数ｆ０の基本波に対して短絡状態とな
り、直流成分に対しては開放状態となる。同様に基本波
の１／８波長のオープンスタブ１３３は基本周波数ｆ０
の２倍高調波に対して短絡状態となり、１／１６波長の
オープンスタブ１３５は基本周波数ｆ０の４倍高調波に
対して短絡状態となる。従って、これらのオープンスタ
ブを設けることにより、基本波成分のみならず、その高
調波成分をも電力変換することができるので、装置全体
として電力変換効率を改善することができる。
１は、基本周波数ｆ０の基本波に対して短絡状態とな
り、直流成分に対しては開放状態となる。同様に基本波
の１／８波長のオープンスタブ１３３は基本周波数ｆ０
の２倍高調波に対して短絡状態となり、１／１６波長の
オープンスタブ１３５は基本周波数ｆ０の４倍高調波に
対して短絡状態となる。従って、これらのオープンスタ
ブを設けることにより、基本波成分のみならず、その高
調波成分をも電力変換することができるので、装置全体
として電力変換効率を改善することができる。
【００４１】また、図８はフィルタ部分を別の構成にし
た例である。インピーダンスを２倍にして並列に設ける
ことにより、線路の両側にオープンスタブを設けること
も可能である。インピーダンスを２倍にすると、線路幅
がほぼ１／２とすることができ、隣合うスタブとの間隙
を大とし得るので、隣合うスタブとの相互結合を抑制す
ることができる。またオープンスタブの物理的配置は整
流手段からの距離が変化しない位置であれば、適宜変更
可能である。
た例である。インピーダンスを２倍にして並列に設ける
ことにより、線路の両側にオープンスタブを設けること
も可能である。インピーダンスを２倍にすると、線路幅
がほぼ１／２とすることができ、隣合うスタブとの間隙
を大とし得るので、隣合うスタブとの相互結合を抑制す
ることができる。またオープンスタブの物理的配置は整
流手段からの距離が変化しない位置であれば、適宜変更
可能である。
【００４２】図９は図７の構成の変形例である。図７と
の相違点は２次高調波を遮断するためのオープンスタブ
１１１ａ，１１１ｂを設けた点である。１１１ａ，１１
１ｂとの間隔は２次高調波の実効波長λ gの１／４波長
程度とする。このようにオープンスタブを２段構成とす
ることにより、２次高調波の遮断効果が大きくなり、電
力変換効率をさらに改善することができる。
の相違点は２次高調波を遮断するためのオープンスタブ
１１１ａ，１１１ｂを設けた点である。１１１ａ，１１
１ｂとの間隔は２次高調波の実効波長λ gの１／４波長
程度とする。このようにオープンスタブを２段構成とす
ることにより、２次高調波の遮断効果が大きくなり、電
力変換効率をさらに改善することができる。
【００４３】図１０は、本発明の第４の実施例であり、
出力フィルタに本発明を適用したレクテナ装置の等価回
路である。なお、アンテナと入力フィルタは省略してあ
る。図１０において、ダイオード１、長さが基本波の約
λ g／４の線路７、基本波を遮断するために長さが基本
波の約λ g／４のオープンスタブ１３１、２次高調波を
遮断するために長さが２次高調波で約λ g／４のオープ
ンスタブ１３３、４次高調波を遮断するために長さが４
次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１３５、基本波
用オープンスタブ１３１と２次高調波用オープンスタブ
１３３を結ぶ線路１５１、２次高調波用オープンスタブ
１５と４次高調波用オープンスタブ１７を結ぶ線路１５
３、直流電力を取り出すための負荷抵抗５である。
出力フィルタに本発明を適用したレクテナ装置の等価回
路である。なお、アンテナと入力フィルタは省略してあ
る。図１０において、ダイオード１、長さが基本波の約
λ g／４の線路７、基本波を遮断するために長さが基本
波の約λ g／４のオープンスタブ１３１、２次高調波を
遮断するために長さが２次高調波で約λ g／４のオープ
ンスタブ１３３、４次高調波を遮断するために長さが４
次高調波で約λ g／４のオープンスタブ１３５、基本波
用オープンスタブ１３１と２次高調波用オープンスタブ
１３３を結ぶ線路１５１、２次高調波用オープンスタブ
１５と４次高調波用オープンスタブ１７を結ぶ線路１５
３、直流電力を取り出すための負荷抵抗５である。
【００４４】また、ダイオード１から２次高調波用オー
プンスタブ１３３までの距離は線路７と１５１により２
次高調波の約λ g／４の奇数倍に、ダイオード１から４
次高調波用オープンスタブ１３５までの距離は線路７と
１５１と１５３により４次高調波の約λ g／４の奇数倍
になるように設定してある。
プンスタブ１３３までの距離は線路７と１５１により２
次高調波の約λ g／４の奇数倍に、ダイオード１から４
次高調波用オープンスタブ１３５までの距離は線路７と
１５１と１５３により４次高調波の約λ g／４の奇数倍
になるように設定してある。
【００４５】以下、図１０を用いて実施例の動作原理を
説明する。今、同図において、三つのオープンスタブ１
３１、１３３、１３５は、それぞれの遮断周波数におい
て線路との接続点がほぼ短絡に見え、かつ直流電流では
充分容量の大きいキャパシタンスに見えると仮定する。
また、ダイオード１は、正電位のときＯＦＦ、負電位の
ときＯＮになると仮定する。
説明する。今、同図において、三つのオープンスタブ１
３１、１３３、１３５は、それぞれの遮断周波数におい
て線路との接続点がほぼ短絡に見え、かつ直流電流では
充分容量の大きいキャパシタンスに見えると仮定する。
また、ダイオード１は、正電位のときＯＦＦ、負電位の
ときＯＮになると仮定する。
【００４６】そこで、基本波のＲＦ信号がアンテナで受
信され、入力フィルタを介して、正電圧の半サイクルの
ＲＦ信号がダイオード１に印加された場合を考える。こ
の時、ダイオード１はＯＦＦ状態であり、ＲＦ信号は、
出力フィルタの線路７側に流れこむ。このＲＦ信号が、
線路７と基本波用オープンスタブ１３１との接続点に到
達すると、基本波用オープンスタブ１３１により接続点
が短絡に見えるので、逆相で反射しダイオード１側へも
どる。ところで、線路７は、基本波で約λ g／４である
から、反射してダイオード１に戻ってきたＲＦ信号は、
丁度約λ g／２、即ち、１８０度だけ、位相が遅れてい
ることになる。
信され、入力フィルタを介して、正電圧の半サイクルの
ＲＦ信号がダイオード１に印加された場合を考える。こ
の時、ダイオード１はＯＦＦ状態であり、ＲＦ信号は、
出力フィルタの線路７側に流れこむ。このＲＦ信号が、
線路７と基本波用オープンスタブ１３１との接続点に到
達すると、基本波用オープンスタブ１３１により接続点
が短絡に見えるので、逆相で反射しダイオード１側へも
どる。ところで、線路７は、基本波で約λ g／４である
から、反射してダイオード１に戻ってきたＲＦ信号は、
丁度約λ g／２、即ち、１８０度だけ、位相が遅れてい
ることになる。
【００４７】次に、入力フィルタを介して、負電圧の半
サイクルのＲＦ信号がダイオード１に印加される状態で
は、基本波用オープンスタブ１３１で反射してきたＲＦ
信号と同相で加算されるため、ダイオード１はＯＮとな
り、倍電圧整流となる。このとき、ダイオード１から発
生した各高調波のうち出力側に流れる各高調波は、各高
調波を遮断するオープンスタブ１３１、１３３、１３５
によって反射されて再度、ダイオード１に入射する。な
お３次および５次の高調波は基本波の奇数倍であるの
で、基本波用オープンスタブ１３１で反射される。この
各高調波が通過した経路は各線路７、１５１、１５３に
よって、それぞれの経路長が各高調波の約λ g／４の奇
数倍になっているため、反射してダイオードに戻ってき
た各高調波は、丁度約λ g／２、即ち、１８０度だけ、
位相が遅れていることになる。よって各高調波は、負電
圧の半サイクルのＲＦ信号と基本波用オープンスタブ１
３１で反射してきたＲＦ信号と同相で加算されてダイオ
ード１に入射することになり、ＲＦ／ＤＣ変換効率が高
まることになる。
サイクルのＲＦ信号がダイオード１に印加される状態で
は、基本波用オープンスタブ１３１で反射してきたＲＦ
信号と同相で加算されるため、ダイオード１はＯＮとな
り、倍電圧整流となる。このとき、ダイオード１から発
生した各高調波のうち出力側に流れる各高調波は、各高
調波を遮断するオープンスタブ１３１、１３３、１３５
によって反射されて再度、ダイオード１に入射する。な
お３次および５次の高調波は基本波の奇数倍であるの
で、基本波用オープンスタブ１３１で反射される。この
各高調波が通過した経路は各線路７、１５１、１５３に
よって、それぞれの経路長が各高調波の約λ g／４の奇
数倍になっているため、反射してダイオードに戻ってき
た各高調波は、丁度約λ g／２、即ち、１８０度だけ、
位相が遅れていることになる。よって各高調波は、負電
圧の半サイクルのＲＦ信号と基本波用オープンスタブ１
３１で反射してきたＲＦ信号と同相で加算されてダイオ
ード１に入射することになり、ＲＦ／ＤＣ変換効率が高
まることになる。
【００４８】図１１は、本発明の一実施例であるレクテ
ナ装置の出力フィルタの構成を示す図である。図１１に
おいて、ダイオード１、基本周波数ｆの１／４波長の長
さの線路７、基本周波数の１／４波長の長さで終端が開
放されたオープンスタブ２３３、１／８波長の長さで終
端が開放されたオープンスタブ２３５、１／１６波長の
長さで終端が開放されたオープンスタブ２３１が各々示
される。また、３種類のオープンスタブ２３１，２３
３，２３５は、１／４波長線路７と並列接続されてい
る。図１１において、直流電力を取り出すための負荷は
省略している。
ナ装置の出力フィルタの構成を示す図である。図１１に
おいて、ダイオード１、基本周波数ｆの１／４波長の長
さの線路７、基本周波数の１／４波長の長さで終端が開
放されたオープンスタブ２３３、１／８波長の長さで終
端が開放されたオープンスタブ２３５、１／１６波長の
長さで終端が開放されたオープンスタブ２３１が各々示
される。また、３種類のオープンスタブ２３１，２３
３，２３５は、１／４波長線路７と並列接続されてい
る。図１１において、直流電力を取り出すための負荷は
省略している。
【００４９】以下、図１１を用いて本実施例の動作原理
を詳細に説明する。今、図１１において、１／４波長線
路とオープンスタブが接続されている点から、オープン
スタブ側を見たインピーダンスを検討する。まず、周波
数ｆの１／４波長の長さを有する第１のオープンスタブ
３３３は、ｆ及びダイオード１から発生する奇数倍高調
波（３ｆ，５ｆ……）に対して、そのインピーダンスが
零となる。次に１／８波長の長さを有するオープンスタ
ブ２３５は、２×ｆ×〔２ｎ＋１〕（ｎは０，１，２，
……）の偶数倍高調波に対して、そのインピーダンスか
零となる。
を詳細に説明する。今、図１１において、１／４波長線
路とオープンスタブが接続されている点から、オープン
スタブ側を見たインピーダンスを検討する。まず、周波
数ｆの１／４波長の長さを有する第１のオープンスタブ
３３３は、ｆ及びダイオード１から発生する奇数倍高調
波（３ｆ，５ｆ……）に対して、そのインピーダンスが
零となる。次に１／８波長の長さを有するオープンスタ
ブ２３５は、２×ｆ×〔２ｎ＋１〕（ｎは０，１，２，
……）の偶数倍高調波に対して、そのインピーダンスか
零となる。
【００５０】さらに、１／１６波長の長さを有するオー
プンスタブ２３１は、４×ｆ×〔ｎ＋１〕（ｎは０，
１，２，……）の高調波に対して、同様にそのインピー
ダンスが零となる。即ち、基本周波数及びダイオード１
から発生するすべての高調波に対して、必ず３種のオー
プンスタブ２３１，２３３，２３５のうち一つが、零入
力インピーダンスとなっている。その結果、これらを並
列接続した１／４波長線路の線路端でも、零入力インピ
ーダンスとなる。
プンスタブ２３１は、４×ｆ×〔ｎ＋１〕（ｎは０，
１，２，……）の高調波に対して、同様にそのインピー
ダンスが零となる。即ち、基本周波数及びダイオード１
から発生するすべての高調波に対して、必ず３種のオー
プンスタブ２３１，２３３，２３５のうち一つが、零入
力インピーダンスとなっている。その結果、これらを並
列接続した１／４波長線路の線路端でも、零入力インピ
ーダンスとなる。
【００５１】さらに、これらオープンスタブは、直流で
無限大のインピーダンスを有している。即ち、本発明の
構成が、直流に対しては、開放状態、一方基本周波数及
びダイオード１から発生する高調波に対しては、短絡状
態となり、コンデンサと同様の働きをする。
無限大のインピーダンスを有している。即ち、本発明の
構成が、直流に対しては、開放状態、一方基本周波数及
びダイオード１から発生する高調波に対しては、短絡状
態となり、コンデンサと同様の働きをする。
【００５２】また、本発明の３種類のオープンスタブ３
３１，３３３，３３５を基本周波数ｆの１／４波長の線
路に接続することにより、従来例で述べた出力フィルタ
として要求される高調波に対するインピーダンス条件を
実現することができる。
３１，３３３，３３５を基本周波数ｆの１／４波長の線
路に接続することにより、従来例で述べた出力フィルタ
として要求される高調波に対するインピーダンス条件を
実現することができる。
【００５３】さらに、上記線路及びオープンスタブを誘
電体基板上に形成したマイクロストリップ線路、または
コープラーナ線路で実現すれば、エッチング技術を用い
ることができ、従来例に比して良好の製造精度を達成で
きる。また、大量生産が容易となり低価格化を図ること
ができる。ここで、本発明の出力フィルタをマイクロス
トリップ線路、またはコープラーナ線路で構成する場合
には、線路及び各スタブの物理長を、線路の波長短縮率
及び開放端でのフリンジング効果を考慮し、電気長が上
述した所定の値になるように設定する必要がある。
電体基板上に形成したマイクロストリップ線路、または
コープラーナ線路で実現すれば、エッチング技術を用い
ることができ、従来例に比して良好の製造精度を達成で
きる。また、大量生産が容易となり低価格化を図ること
ができる。ここで、本発明の出力フィルタをマイクロス
トリップ線路、またはコープラーナ線路で構成する場合
には、線路及び各スタブの物理長を、線路の波長短縮率
及び開放端でのフリンジング効果を考慮し、電気長が上
述した所定の値になるように設定する必要がある。
【００５４】本発明は、上記実施例に限定されるもので
はない。例えば、直流電力を具体的に取り出す方法とし
ては、図１２に示すように１／４波長線路７と３種のオ
ープンスタブ３３１，３３３，３３５の接続点に、特性
インピーダンスの高い１／４波長線路３３７の一端を接
続し、この線路３３７の他端には特性インピーダンスの
低い１／４波長オープンスタブ３３９を接続し、この接
続点から直流電圧を取れば良い。この様な方式は、ＦＥ
Ｔ等の直流バイアス回路で良く使われているもので、Ｄ
Ｃのみを通し、ＲＦ信号を遮断する特性を有している。
はない。例えば、直流電力を具体的に取り出す方法とし
ては、図１２に示すように１／４波長線路７と３種のオ
ープンスタブ３３１，３３３，３３５の接続点に、特性
インピーダンスの高い１／４波長線路３３７の一端を接
続し、この線路３３７の他端には特性インピーダンスの
低い１／４波長オープンスタブ３３９を接続し、この接
続点から直流電圧を取れば良い。この様な方式は、ＦＥ
Ｔ等の直流バイアス回路で良く使われているもので、Ｄ
Ｃのみを通し、ＲＦ信号を遮断する特性を有している。
【００５５】また、他の変形例としては、図１１の実施
例では、ダイオード１を１個として記載したが、逆耐圧
の向上と大電力動作を可能にするために、複数個のダイ
オードを直列・並列接続して構成しても良い。
例では、ダイオード１を１個として記載したが、逆耐圧
の向上と大電力動作を可能にするために、複数個のダイ
オードを直列・並列接続して構成しても良い。
【００５６】なお本発明は、上記実施例に限定されるも
のではない。例えば入力フィルタに関しては、バターワ
ース・フィルタを用いたが、チェビチェフ・フィルタな
どのその他のフィルタを用いても、本発明の効果は何等
損なわれない。また、一つの高調波を遮断するのに一段
もしくは二段のフィルタを用いたが、高調波を遮断する
遮断量に応じてｎ段のフィルタにしても、本発明の効果
は何等損なわれない。また、５次高調波までを遮断する
場合のレクテナ装置について説明したが、基本的には何
次まで遮断しても本特許の効果は何等損なわれない。こ
の様に、本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
形して用いることができる。
のではない。例えば入力フィルタに関しては、バターワ
ース・フィルタを用いたが、チェビチェフ・フィルタな
どのその他のフィルタを用いても、本発明の効果は何等
損なわれない。また、一つの高調波を遮断するのに一段
もしくは二段のフィルタを用いたが、高調波を遮断する
遮断量に応じてｎ段のフィルタにしても、本発明の効果
は何等損なわれない。また、５次高調波までを遮断する
場合のレクテナ装置について説明したが、基本的には何
次まで遮断しても本特許の効果は何等損なわれない。こ
の様に、本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
形して用いることができる。
【００５７】
【発明の効果】本発明のレクテナ装置によれば、交流電
力から直流電力への変換効率が向上する。
力から直流電力への変換効率が向上する。
【図１】本発明に係る一実施例の等価回路図である。
【図２】レクテナの解析に用いた回路を示す回路図であ
る。
る。
【図３】図２に示すレクテナの入力フィルタの通過特性
を示す特性図である。
を示す特性図である。
【図４】図２に示すレクテナのＲＦ／ＤＣ変換特性を示
す特性図である。
す特性図である。
【図５】本発明に係る他の実施例の入力フィルタの通過
特性を示す特性図である。
特性を示す特性図である。
【図６】本発明に係る他の実施例のＲＦ／ＤＣ変換特性
を示す特性図である。
を示す特性図である。
【図７】本発明に係る具体的な構成を示す構成図であ
る。
る。
【図８】本発明に係る具体的な構成を示す構成図であ
る。
る。
【図９】本発明に係る具体的な構成を示す構成図であ
る。
る。
【図１０】本発明に係る他の実施例の回路図である。
【図１１】本発明に係る他の実施例の等価回路を示す回
路図である。
路図である。
【図１２】本発明に係る他の実施例の等価回路を示す回
路図である。
路図である。
【図１３】レクテナの構成を示す図である。
１ ダイオード ３ コンデンサ ５ 負荷抵抗 ７ 長さが基本波で約λ g／４の線路 ９ 線路 １１ ２次高調波用オープンスタブ ９３ 線路 ９５ 線路 ９７ 線路 １１３ ３次高調波用オープンスタブ １１５ ４次高調波用オープンスタブ １１７ ４次高調波用オープンスタブ １３１ 基本波用オープンスタブ １３３ ２次高調波用オープンスタブ １３５ ４次高調波用オープンスタブ １５１ 線路 １５３ 線路 ２３１ １／１６波長オープンスタブ ２３３ １／４波長オープンスタブ ２３５ １／８波長オープンスタブ ３３１ １／１６波長オープンスタブ ３３３ １／４波長オープンスタブ ３３５ １／８波長オープンスタブ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/06 Ｅ 9180−5Ｈ
Claims (4)
- 【請求項１】 電波を受信する受信手段と、この受信手
段で受信した前記電波を整流する整流手段と、この整流
手段で発生する高調波を遮断する高調波遮断手段と、前
記整流手段で整流された電波を直流に変換する出力手段
とを備えたレクテナ素子を１、〜、ｎ個配列したレクテ
ナ装置において、 前記整流手段から前記高調波遮断手段までの距離を当該
遮断する周波数における約１／４波長の奇数倍としたこ
とを特徴とするレクテナ装置。 - 【請求項２】 電波を受信する受信手段と、この受信手
段で受信した前記電波を整流する整流手段と、この整流
手段で発生する高調波を遮断する高調波遮断手段と、前
記整流手段で整流された電波を直流に変換する出力手段
とを備えたレクテナ素子を１、〜、ｎ個配列したレクテ
ナ装置において、 前記高調波遮断手段は、複数の異なる周波数の高調波を
遮断するための高調波遮断部を複数個設け、かつ前記整
流手段から各高調波遮断部までの距離をそれぞれの高調
波遮断部で遮断する周波数における約１／４波長の奇数
倍にしたことを特徴とするレクテナ装置。 - 【請求項３】 周波数ｆのマイクロ波を受信するアンテ
ナ素子と、このアンテナ素子で受信した前記マイクロ波
信号を整流するためのダイオードと、このダイオードで
整流された信号を直流に変換する出力フィルタとを備え
たレクテナ装置であって、前記出力フィルタは前記ダイ
オードの入力端及び出力端に夫々一端が接続された前記
周波数ｆの１／４波長の線路と、この線路の夫々の他端
に並列接続された前記周波数ｆの１／４波長、１／８波
長及び１／１６波長のオープンスタブとから成ることを
特徴とするレクテナ装置。 - 【請求項４】 前記路線及びオープンスタブは、マイク
ロストリップ線路又はコープラーナ線路で誘電体基板上
に形成されたものであることを特徴とする請求項３記載
のレクテナ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00017193A JP3396500B2 (ja) | 1992-03-30 | 1993-01-05 | レクテナ装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7203192 | 1992-03-30 | ||
| JP4-72031 | 1992-03-30 | ||
| JP00017193A JP3396500B2 (ja) | 1992-03-30 | 1993-01-05 | レクテナ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05335811A true JPH05335811A (ja) | 1993-12-17 |
| JP3396500B2 JP3396500B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=26333090
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00017193A Expired - Fee Related JP3396500B2 (ja) | 1992-03-30 | 1993-01-05 | レクテナ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3396500B2 (ja) |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007022382A (ja) * | 2005-07-19 | 2007-02-01 | Mitsubishi Electric Corp | 飛翔体への給電システムおよびそれに使用される飛翔体への送電装置と飛翔体 |
| JP2007271496A (ja) * | 2006-03-31 | 2007-10-18 | Renesas Technology Corp | 半導体装置の製造方法および半導体装置 |
| JP2012075227A (ja) * | 2010-09-28 | 2012-04-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | レクテナ装置 |
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| WO2013129010A1 (ja) * | 2012-02-29 | 2013-09-06 | 株式会社村田製作所 | 送信回路 |
| JP2014023069A (ja) * | 2012-07-20 | 2014-02-03 | Univ Of Tokushima | マイクロ波整流回路、それを備えたレクテナ回路および非接触コネクタ |
| JP2014116783A (ja) * | 2012-12-10 | 2014-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 整流器 |
| WO2014174785A1 (ja) * | 2013-04-22 | 2014-10-30 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 無線電力伝送装置 |
| JP2014209816A (ja) * | 2013-04-16 | 2014-11-06 | 日本電信電話株式会社 | レクテナ装置及び受電整流方法 |
| JP2015130779A (ja) * | 2013-12-03 | 2015-07-16 | 三菱電機株式会社 | 整流器 |
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| US9466421B2 (en) | 2014-08-28 | 2016-10-11 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Resonance coupler and transmission device |
| JP2017093176A (ja) * | 2015-11-11 | 2017-05-25 | 株式会社ダイヘン | 高周波電源装置および非接触電力伝送システム |
-
1993
- 1993-01-05 JP JP00017193A patent/JP3396500B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPWO2014174785A1 (ja) * | 2013-04-22 | 2017-02-23 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 無線電力伝送装置 |
| US9787139B2 (en) | 2013-04-22 | 2017-10-10 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Wireless power transmission apparatus for performing non-contact transmission by electromagnetic induction |
| US10367379B2 (en) | 2013-04-22 | 2019-07-30 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Wireless power transmission apparatus for performing non-contact transmission by electromagnetic induction |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3396500B2 (ja) | 2003-04-14 |
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Legal Events
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