JP2014021092A - Angular velocity sensor - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an angular velocity sensor with a stable output characteristics free from variation in output signal by providing a jitter to a timing signal even when a phase shift Φ equivalent to the jitter occurs in detection operation of a sense circuit and even when the detection value detected from synchronous detection varies due to the temperature changes ambient the angular velocity sensor.SOLUTION: The angular velocity sensor is configured including a correction circuit 130 that generates a correction signal based on a detection value output from an AGC circuit 47 to correct the output signals from a first sense electrode 34 and a second sense electrode 35 in a sensor element 30.

Description

本発明は、特に、航空機、車両などの移動体の姿勢制御やナビゲーションシステム等に用いられる角速度センサに関するものである。   The present invention particularly relates to an angular velocity sensor used for attitude control of a moving body such as an aircraft or a vehicle, a navigation system, or the like.

従来のこの種の角速度センサについて、以下、図面を参照しながら説明する。   A conventional angular velocity sensor of this type will be described below with reference to the drawings.

図8は従来の角速度センサの回路図である。   FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional angular velocity sensor.

図8において、1は双端音叉の形をしたセンサ素子で、このセンサ素子1はセンサ素子1を振動させるための信号を入力する駆動電極2と、振動状態に応じた電荷を出力するモニタ電極3と、角速度が印加されるとコリオリ力に応じた電荷も含めて出力するセンス電極4とで構成されている。   In FIG. 8, reference numeral 1 denotes a sensor element in the form of a double-ended tuning fork. This sensor element 1 has a drive electrode 2 for inputting a signal for vibrating the sensor element 1 and a monitor electrode for outputting a charge corresponding to the vibration state. 3 and a sense electrode 4 that outputs a charge corresponding to the Coriolis force when an angular velocity is applied.

前記モニタ電極3より出力されるモニタ信号はドライブ回路5に入力される。このドライブ回路5は、入力されたモニタ信号からセンサ素子1の振動が一定振幅となるように調整した駆動信号を駆動電極2に出力する。また、ドライブ回路5より出力されるクロック信号は、一方はタイミング制御回路6に、他方はセンス回路7に入力される。この場合、タイミング制御回路6はPLL回路で代替できるものである。   A monitor signal output from the monitor electrode 3 is input to the drive circuit 5. The drive circuit 5 outputs to the drive electrode 2 a drive signal adjusted from the input monitor signal so that the vibration of the sensor element 1 has a constant amplitude. One of the clock signals output from the drive circuit 5 is input to the timing control circuit 6 and the other is input to the sense circuit 7. In this case, the timing control circuit 6 can be replaced with a PLL circuit.

前記センス電極4より出力されるセンス信号はセンス回路7に入力される。このセンス回路7は、センス電極4より出力されるセンス信号をドライブ回路5より出力されるセンサ素子の駆動周波数に同期した信号で検波し、角速度信号を出力するものである。   A sense signal output from the sense electrode 4 is input to the sense circuit 7. The sense circuit 7 detects the sense signal output from the sense electrode 4 with a signal synchronized with the drive frequency of the sensor element output from the drive circuit 5, and outputs an angular velocity signal.

以上のように構成された従来の角速度センサについて、次にその動作を説明する。   Next, the operation of the conventional angular velocity sensor configured as described above will be described.

角速度センサにおけるセンサ素子1の駆動電極2に交流電圧が負荷されると、センサ素子1がX方向に駆動周波数で振動駆動する。そして、センサ素子1のZ軸周りに角速度が負荷されると、コリオリ力により、センサ素子1がY軸方向に検知周波数で振動する。そして、この振動によりセンス電極4に発生する電荷からなる出力信号をセンス回路により信号処理して出力することにより、角速度を検出するものである。   When an AC voltage is applied to the drive electrode 2 of the sensor element 1 in the angular velocity sensor, the sensor element 1 is driven to vibrate at a drive frequency in the X direction. When an angular velocity is applied around the Z axis of the sensor element 1, the sensor element 1 vibrates at the detection frequency in the Y axis direction due to Coriolis force. Then, the angular velocity is detected by processing the output signal composed of the electric charges generated in the sense electrode 4 by the vibration by the sense circuit and outputting it.

ここで、従来の角速度センサにおけるアナログ回路からなるドライブ回路5をデジタル回路で構成する場合を考えると、図9に示すように構成されるものである。図9において、8はデジタル信号処理をするデジタルドライブ回路で、このデジタルドライブ回路8は、発振回路9より出力される固定周波数のクロック信号でモニタ電極3より出力されるモニタ信号をサンプリング、およびデジタル信号処理して、センサ素子1の振動が一定振幅となるように調整した駆動信号を駆動電極2に出力する。また、デジタルドライブ回路8より出力されるマルチビット信号は、PLL回路(図示せず)を有するタイミング制御回路6に入力される。タイミング制御回路6より出力される検波タイミング信号をセンス回路7に入力し、かつこのセンス回路7は角速度信号を出力する。そして、PLL回路(図示せず)はマルチビット信号を逓倍し位相誤差(ジッタノイズ)を時間的に積分し低減して出力するものであり、入力位相が変化した際にPLLの出力信号の位相がどのように追従するかを表す周波数特性である入出力位相応答の周波数特性はローパスフィルタ特性を示す。   Here, considering the case where the drive circuit 5 composed of an analog circuit in the conventional angular velocity sensor is configured by a digital circuit, the configuration is as shown in FIG. In FIG. 9, reference numeral 8 denotes a digital drive circuit that performs digital signal processing. This digital drive circuit 8 samples a monitor signal output from the monitor electrode 3 with a fixed frequency clock signal output from the oscillation circuit 9, and digitally By performing signal processing, a drive signal adjusted so that the vibration of the sensor element 1 has a constant amplitude is output to the drive electrode 2. The multi-bit signal output from the digital drive circuit 8 is input to the timing control circuit 6 having a PLL circuit (not shown). A detection timing signal output from the timing control circuit 6 is input to the sense circuit 7, and the sense circuit 7 outputs an angular velocity signal. A PLL circuit (not shown) multiplies the multi-bit signal and integrates and reduces the phase error (jitter noise) in time, and outputs the phase error. When the input phase changes, the phase of the output signal of the PLL The frequency characteristic of the input / output phase response, which is a frequency characteristic indicating how the signal follows, indicates a low-pass filter characteristic.

ここで、センサ素子1の質量バランスの不釣合いにより、センス電極4からモニタ信号と同相の不要信号が発生する場合を考えると、従来の角速度センサにおいては、センサ素子1の駆動周波数で同期検波することにより、不要信号を除去するものであった。   Here, considering a case where an unnecessary signal having the same phase as the monitor signal is generated from the sense electrode 4 due to an imbalance in the mass balance of the sensor element 1, the conventional angular velocity sensor performs synchronous detection at the drive frequency of the sensor element 1. As a result, unnecessary signals are removed.

なお、この出願の発明に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献1が知られている。   As prior art document information relating to the invention of this application, for example, Patent Document 1 is known.

特開2002−188925号公報JP 2002-188925 A

しかしながら、上記した従来の構成においては、タイミング信号にジッタを持つと、そのジッタ分だけセンス回路7における検波動作に位相ズレΦが発生するため、同期検波により除去すべき不要信号Qの検波漏れがΦ×Q分だけ発生するとともに、角速度センサの周囲の温度が変化すると、同期検波から出力される検波値が変動することとなり、その結果、センサ出力にノイズが発生し、正確な角速度を検出できなくなってしまうという課題を有していた。   However, in the above-described conventional configuration, if there is jitter in the timing signal, a phase shift Φ occurs in the detection operation in the sense circuit 7 corresponding to the jitter, so that there is a detection leakage of the unnecessary signal Q that should be removed by synchronous detection. When the temperature around the angular velocity sensor changes, the detection value output from the synchronous detection fluctuates. As a result, noise is generated in the sensor output, and the accurate angular velocity can be detected. It had the problem of disappearing.

本発明は上記従来の課題を解決するもので、タイミング信号にジッタを持つことにより、そのジッタ分だけセンス回路における検波動作に位相ズレΦが発生するとともに、角速度センサの周囲の温度が変化して、同期検波から出力される検波値が変動しても出力信号が変動するということのない、出力特性の安定した角速度センサを提供することを目的とするものである。   The present invention solves the above-described conventional problems. When the timing signal has jitter, a phase shift Φ occurs in the detection operation of the sense circuit by the amount of the jitter, and the ambient temperature of the angular velocity sensor changes. An object of the present invention is to provide an angular velocity sensor having a stable output characteristic in which an output signal does not fluctuate even if a detection value output from synchronous detection fluctuates.

上記目的を達成するために、本発明は以下の構成を有するものである。   In order to achieve the above object, the present invention has the following configuration.

本発明の請求項1に記載の発明は、駆動電極と、センス電極と、モニタ電極とを有するセンサ素子と、このセンサ素子におけるモニタ電極からの出力信号をAD変換するAD変換器と、このAD変換器からの出力信号を基に駆動信号を所定の振幅に設定するAGC回路と、このAGC回路からの出力信号を基に前記センサ素子における駆動電極に電圧を印加する駆動手段とからなるドライブ回路と、前記ドライブ回路におけるAD変換器からの出力信号を基に位相をロックし周波数を逓倍するPLL回路と、このPLL回路の出力信号をもとにタイミング信号を生成し、そのタイミング信号を用いて、前記センサ素子におけるセンス電極から出力される信号を角速度信号に変換するとともにAD変換するセンス回路と、前記センサ素子におけるセンス電極からの出力信号を補正する補正回路とを備え、前記補正回路はAGC回路からの出力される検波値を基に補正信号を生成するようにしたもので、この構成によれば、補正回路はAGC回路からの出力される検波値を基に補正信号を生成するようにしたため、AGC回路から出力される検波値の温度変化による変動は、センス回路に発生する不要信号の温度変化による変動と略同一の傾向を示すこととなり、これにより、位相ズレΦが発生するととともに、角速度センサの周囲の温度が変化しても、センス回路からの出力信号が変動しなくなるという作用効果を有するものである。   According to the first aspect of the present invention, a sensor element having a drive electrode, a sense electrode, and a monitor electrode, an AD converter for AD-converting an output signal from the monitor electrode in the sensor element, and the AD A drive circuit comprising an AGC circuit for setting a drive signal to a predetermined amplitude based on an output signal from the converter, and a drive means for applying a voltage to the drive electrode in the sensor element based on the output signal from the AGC circuit And a PLL circuit that locks the phase and multiplies the frequency based on the output signal from the AD converter in the drive circuit, generates a timing signal based on the output signal of the PLL circuit, and uses the timing signal. A sense circuit for converting a signal output from the sense electrode of the sensor element into an angular velocity signal and AD conversion; and A correction circuit that corrects an output signal from the sense electrode, and the correction circuit generates a correction signal based on the detection value output from the AGC circuit. According to this configuration, the correction circuit Since the correction signal is generated based on the detection value output from the AGC circuit, the fluctuation due to the temperature change of the detection value output from the AGC circuit is the fluctuation due to the temperature change of the unnecessary signal generated in the sense circuit. As a result, the phase shift Φ occurs, and the output signal from the sense circuit does not fluctuate even if the temperature around the angular velocity sensor changes. .

本発明の角速度センサは、駆動電極と、センス電極と、モニタ電極とを有するセンサ素子と、このセンサ素子におけるモニタ電極からの出力信号をAD変換するAD変換器と、このAD変換器からの出力信号を基に駆動信号を所定の振幅に設定するAGC回路と、このAGC回路からの出力信号を基に前記センサ素子における駆動電極に電圧を印加する駆動手段とからなるドライブ回路と、前記ドライブ回路におけるAD変換器からの出力信号を基に位相をロックし周波数を逓倍するPLL回路と、このPLL回路の出力信号をもとにタイミング信号を生成し、そのタイミング信号を用いて、前記センサ素子におけるセンス電極から出力される信号を角速度信号に変換するとともにAD変換するセンス回路と、前記センサ素子におけるセンス電極からの出力信号を補正する補正回路とを備え、前記補正回路はAGC回路からの出力される検波値を基に補正信号を生成するようにしたもので、この構成によれば、補正回路はAGC回路からの出力される検波値を基に補正信号を生成するようにしたため、AGC回路から出力される検波値の温度変化による変動は、センス回路に発生する不要信号の温度変化による変動と略同一の傾向を示すこととなり、これにより、位相ズレΦが発生するととともに、角速度センサの周囲の温度が変化しても、センス回路からの出力信号が変動しない角速度センサを提供できるという効果を有するものである。   An angular velocity sensor of the present invention includes a sensor element having a drive electrode, a sense electrode, and a monitor electrode, an AD converter that AD converts an output signal from the monitor electrode in the sensor element, and an output from the AD converter A drive circuit comprising: an AGC circuit for setting a drive signal to a predetermined amplitude based on a signal; and a drive means for applying a voltage to a drive electrode in the sensor element based on an output signal from the AGC circuit; A PLL circuit that locks the phase based on the output signal from the AD converter and multiplies the frequency, and generates a timing signal based on the output signal of the PLL circuit. A sense circuit for converting a signal output from the sense electrode into an angular velocity signal and performing AD conversion; A correction circuit that corrects an output signal from the pole, and the correction circuit generates a correction signal based on the detection value output from the AGC circuit. According to this configuration, the correction circuit Since the correction signal is generated based on the detection value output from the AGC circuit, the fluctuation due to the temperature change of the detection value output from the AGC circuit is substantially the same as the fluctuation due to the temperature change of the unnecessary signal generated in the sense circuit. This has the same tendency, and this has the effect of providing an angular velocity sensor in which the output signal from the sense circuit does not vary even if the phase deviation Φ occurs and the temperature around the angular velocity sensor changes It is.

本発明の一実施の形態における角速度センサの回路図Circuit diagram of angular velocity sensor according to one embodiment of the present invention 同角速度センサにおける補正回路図Correction circuit diagram for the same angular velocity sensor (a)〜(c)同角速度センサの動作状態を示す図(A)-(c) The figure which shows the operation state of the same angular velocity sensor (a)〜(d)同角速度センサの動作状態を示す図(A)-(d) The figure which shows the operation state of the same angular velocity sensor 同PLL回路が動作する状態を示す図The figure which shows the state which the same PLL circuit operate | moves 同PLL回路が動作する状態を示す図The figure which shows the state which the same PLL circuit operate | moves (a)〜(d)同角速度センサにおける補正回路が動作する状態を示す図(A)-(d) The figure which shows the state which the correction circuit in the same angular velocity sensor operate | moves. 従来の角速度センサの回路図Circuit diagram of conventional angular velocity sensor 同角速度センサの回路図Circuit diagram of the same angular velocity sensor

以下、本発明の一実施の形態における角速度センサについて、図面を参照しながら説明する。   Hereinafter, an angular velocity sensor according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図1は本発明の一実施の形態における角速度センサの回路図である。   FIG. 1 is a circuit diagram of an angular velocity sensor according to an embodiment of the present invention.

図1において、30はセンサ素子で、このセンサ素子30は振動体31と、この振動体31を振動させるための圧電体を有する駆動電極32と、振動状態に応じて電荷を発生する圧電体を有するモニタ電極33と、前記センサ素子30に角速度が印加されると電荷を発生する圧電体を有する一対のセンス電極とを設けている。また、前記センサ素子30における一対のセンス電極は、第1のセンス電極34と、この第1のセンス電極34と逆極性の電荷を発生する第2のセンス電極35とで構成されている。41はドライブ回路で、このドライブ回路41は入力切替手段42と、DA変換手段43、積分手段44、比較手段45、デジタルフィルタからなるフィルタ回路46、AGC回路47および駆動回路48とで構成されている。また、前記ドライブ回路41における入力切替手段42は、振動体31におけるモニタ電極33と接続され、そして、第2のタイミングΦ2で動作するアナログスイッチで構成されているものである。そしてまた、前記ドライブ回路41におけるDA切替手段49は、第1の基準電圧50および第2の基準電圧51を有し、そしてこの第1の基準電圧50と第2の基準電圧51を第2のタイミングΦ2で所定の信号により切り替えている。さらに、前記ドライブ回路41にはDA出力手段52を設けており、このDA出力手段52は前記DA切替手段49の出力信号が入力されるコンデンサ53と、このコンデンサ53の両端に接続され、かつ前記第1のタイミングΦ1で動作してコンデンサ53の電荷を放電するSW54,55とで構成されている。そして、前記DA切替手段49とDA出力手段52とでDA変換手段43を構成し、かつこのDA変換手段43は第1のタイミングΦ1で前記コンデンサ53の電荷を放電し、さらに前記第2のタイミングΦ2で前記DA切替手段49が出力する基準電圧に応じた電荷を入出力するものである。56はSWで、このSW56には前記入力切替手段42とDA変換手段43の出力が入力され、そして、このSW56は前記第2のタイミングΦ2で出力するものである。   In FIG. 1, reference numeral 30 denotes a sensor element. The sensor element 30 includes a vibrating body 31, a drive electrode 32 having a piezoelectric body for vibrating the vibrating body 31, and a piezoelectric body that generates an electric charge according to the vibration state. And a pair of sense electrodes having a piezoelectric body that generates an electric charge when an angular velocity is applied to the sensor element 30. Further, the pair of sense electrodes in the sensor element 30 includes a first sense electrode 34 and a second sense electrode 35 that generates charges having a polarity opposite to that of the first sense electrode 34. Reference numeral 41 denotes a drive circuit. The drive circuit 41 includes an input switching unit 42, a DA conversion unit 43, an integration unit 44, a comparison unit 45, a filter circuit 46 including a digital filter, an AGC circuit 47, and a drive circuit 48. Yes. The input switching means 42 in the drive circuit 41 is connected to the monitor electrode 33 in the vibrating body 31 and is constituted by an analog switch that operates at the second timing Φ2. Further, the DA switching means 49 in the drive circuit 41 has a first reference voltage 50 and a second reference voltage 51, and the first reference voltage 50 and the second reference voltage 51 are set to the second reference voltage 50. Switching is performed by a predetermined signal at timing Φ2. Further, the drive circuit 41 is provided with a DA output means 52. The DA output means 52 is connected to a capacitor 53 to which an output signal of the DA switching means 49 is input, to both ends of the capacitor 53, and It is composed of SWs 54 and 55 that operate at the first timing Φ1 and discharge the electric charge of the capacitor 53. The DA switching means 49 and the DA output means 52 constitute a DA converting means 43. The DA converting means 43 discharges the capacitor 53 at the first timing Φ1, and further the second timing. Charges corresponding to the reference voltage output by the DA switching means 49 at Φ2 are input / output. Reference numeral 56 denotes a switch, and the outputs of the input switching means 42 and the DA conversion means 43 are input to the SW 56, and the SW 56 is output at the second timing Φ2.

44は積分手段で、この積分手段44には前記SW56の出力が入力されるもので、演算増幅器57と、この演算増幅器57の帰還に接続されるコンデンサ58とにより構成されている。そして、第2のタイミングΦ2で動作し、前記積分手段44への入力信号がコンデンサ58により積分されるものである。45は比較手段で、この比較手段45には前記積分手段44が出力する積分信号が入力され、そして、この比較手段45はこの積分信号と所定の値とを比較する比較器59と、この比較器59が出力する1ビットデジタル信号が入力されるD型フリップフロップ60とにより構成されている。また、前記D型フリップフロップ60は前記第1のタイミングΦ1の開始時に前記1ビットデジタル信号をラッチしてラッチ信号を出力するものであり、このラッチ信号は、前記DA変換手段43のDA切替手段49に入力されて、第1の基準電圧50と第2の基準電圧51とを切り替えるものである。そして、前記入力切替手段42、DA変換手段43、積分手段44および比較手段45によりΣΔ変調器からなるAD変換器61を構成している。   Reference numeral 44 denotes an integrating means, to which the output of the SW 56 is input. The integrating means 44 comprises an operational amplifier 57 and a capacitor 58 connected to the feedback of the operational amplifier 57. Then, it operates at the second timing Φ2, and the input signal to the integrating means 44 is integrated by the capacitor 58. Reference numeral 45 denotes a comparison means. The comparison means 45 receives an integration signal output from the integration means 44. The comparison means 45 compares the integration signal with a predetermined value, and compares the comparison signal. And a D-type flip-flop 60 to which a 1-bit digital signal output from the device 59 is input. The D-type flip-flop 60 latches the 1-bit digital signal and outputs a latch signal at the start of the first timing Φ1, and this latch signal is the DA switching means of the DA conversion means 43. 49, the first reference voltage 50 and the second reference voltage 51 are switched. The input switching means 42, DA converting means 43, integrating means 44, and comparing means 45 constitute an AD converter 61 composed of a ΣΔ modulator.

また、前記AD変換器61の出力するパルス密度変調記号はフィルタ回路46に入力され、前記振動体31の共振周波数の信号を抽出し、ノイズ成分を除去したマルチビット信号を出力する。そして、このマルチビット信号をAGC回路47に設けた半波整流フィルタ回路(図示せず)に入力することにより、振幅情報信号に変換する。そしてAGC回路47はこの振幅情報信号が大の場合には前記フィルタ回路46の出力マルチビット信号を減衰させた信号を、一方、前記振幅情報信号が小の場合には前記フィルタ回路46の出力マルチビット信号を増幅させた信号を駆動回路48に入力し、前記振動体31の振動が一定振幅となるように調整するものである。   Further, the pulse density modulation symbol output from the AD converter 61 is input to the filter circuit 46, and a signal of the resonance frequency of the vibrating body 31 is extracted and a multi-bit signal from which noise components are removed is output. Then, this multi-bit signal is input to a half-wave rectification filter circuit (not shown) provided in the AGC circuit 47 to be converted into an amplitude information signal. When the amplitude information signal is large, the AGC circuit 47 attenuates the output multi-bit signal of the filter circuit 46, whereas when the amplitude information signal is small, the AGC circuit 47 outputs the output multi-bit signal of the filter circuit 46. A signal obtained by amplifying the bit signal is input to the drive circuit 48 and adjusted so that the vibration of the vibrating body 31 has a constant amplitude.

前記駆動回路48は、2値を保持しているデジタル値出力手段62と、AGC回路47からの出力信号と前記デジタル値出力手段62の出力を加算し積分する加積分演算手段63と、この加積分演算手段63からの出力を比較定数値64と比較する値比較手段65と、この値比較手段65の出力に応じて前記デジタル値出力手段62の出力するデジタル値を切り替える値切替手段66と、前記値比較手段65の出力を所定のタイミングでラッチするフリップフロップ67とにより構成されるデジタルΣΔ変調器68を有している。前記デジタルΣΔ変調器68により前記AGC回路47が出力するマルチビット信号は1ビットのパルス密度変調信号に変調されて出力され、かつこのパルス密度変調信号はアナログフィルタ69に入力され、さらにセンサ素子30を駆動するのに有害な周波数成分はフィルタリングされて、センサ素子30に出力される。   The drive circuit 48 includes a digital value output means 62 that holds two values, an addition / integration calculation means 63 that adds and integrates the output signal from the AGC circuit 47 and the output of the digital value output means 62, and this addition A value comparison means 65 for comparing the output from the integral calculation means 63 with a comparison constant value 64; a value switching means 66 for switching the digital value output from the digital value output means 62 in accordance with the output from the value comparison means 65; It has a digital ΣΔ modulator 68 composed of a flip-flop 67 that latches the output of the value comparing means 65 at a predetermined timing. The multi-bit signal output from the AGC circuit 47 by the digital ΣΔ modulator 68 is modulated and output as a 1-bit pulse density modulation signal, and this pulse density modulation signal is input to the analog filter 69, and further the sensor element 30. The frequency component harmful to driving the signal is filtered and output to the sensor element 30.

71はタイミング制御回路で、このタイミング制御回路71は前記ドライブ回路41におけるフィルタ回路46が出力するマルチビット信号を入力し、第1のタイミングΦ1、第2のタイミングΦ2のタイミング信号を生成してドライブ回路41に、また第3のタイミングΦ3、第4のタイミングΦ4、第5のタイミングΦ5、第6のタイミングΦ6のタイミング信号をセンス回路81に出力するものである。   Reference numeral 71 denotes a timing control circuit. The timing control circuit 71 inputs a multi-bit signal output from the filter circuit 46 in the drive circuit 41, generates a timing signal of the first timing Φ1 and the second timing Φ2, and drives it. The timing signal of the third timing Φ3, the fourth timing Φ4, the fifth timing Φ5, and the sixth timing Φ6 is output to the circuit 41, and to the sense circuit 81.

なお、上記タイミング制御回路71の内部構成については後述する。   The internal configuration of the timing control circuit 71 will be described later.

前記センス回路81はΣΔ変調器からなるAD変換器82および演算手段83により構成されている。84は入力切替手段で、この入力切替手段84は前記センサ素子30における第1のセンス電極34と接続され前記第4のタイミングΦ4で動作するアナログスイッチ85(以下、SWと記す)、第2のセンス電極35と接続され前記第6のタイミングΦ6で動作するアナログスイッチ86とで構成されている。この構成により、入力切替手段84は、第1のセンス電極34または第2のセンス電極35からの入力信号を第4のタイミングΦ4または第6のタイミングΦ6で切り替えて出力することになる。87はDA切替手段で、このDA切替手段87は、第1の基準電圧88および第2の基準電圧89を有し、そしてこの第1の基準電圧88と第2の基準電圧89を所定の信号により切り替えるものである。90はDA出力手段で、このDA出力手段90は前記DA切替手段87の出力信号が入力されるコンデンサ91と、このコンデンサ91の両端に接続され、かつ前記第3のタイミングΦ3と第5のタイミングΦ5で動作してコンデンサ91の電荷を放電するSW92,93により構成されている。そして、前記DA切替手段87とDA出力手段90とでDA変換手段94を構成し、かつこのDA変換手段94は第3のタイミングΦ3と第5のタイミングΦ5で前記コンデンサ91の電荷を放電し、さらに前記第4のタイミングΦ4と第6のタイミングΦ6で前記DA切替手段87が出力する基準電圧に応じた電荷を入出力するものである。   The sense circuit 81 includes an AD converter 82 composed of a ΣΔ modulator and an arithmetic means 83. 84 is an input switching means, and this input switching means 84 is connected to the first sense electrode 34 in the sensor element 30 and is operated at the fourth timing Φ4. The analog switch 86 is connected to the sense electrode 35 and operates at the sixth timing Φ6. With this configuration, the input switching unit 84 switches and outputs the input signal from the first sense electrode 34 or the second sense electrode 35 at the fourth timing Φ4 or the sixth timing Φ6. Reference numeral 87 denotes DA switching means. This DA switching means 87 has a first reference voltage 88 and a second reference voltage 89, and the first reference voltage 88 and the second reference voltage 89 are set to a predetermined signal. Is switched by. Reference numeral 90 denotes DA output means. The DA output means 90 is connected to the capacitor 91 to which the output signal of the DA switching means 87 is input, and is connected to both ends of the capacitor 91, and the third timing Φ3 and the fifth timing. It is composed of SWs 92 and 93 that operate at Φ5 and discharge the electric charge of the capacitor 91. The DA switching means 87 and the DA output means 90 constitute a DA converting means 94, and the DA converting means 94 discharges the electric charge of the capacitor 91 at the third timing Φ3 and the fifth timing Φ5, Furthermore, charges corresponding to the reference voltage output by the DA switching means 87 are input and output at the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6.

95はSWで、このSW95には前記入力切替手段84とDA変換手段94の出力が入力され、前記第4のタイミングΦ4と第6のタイミングΦ6で出力するものである。96は積分回路で、この積分回路96には前記SW95の出力が入力されるものであり、そして、この積分回路96は演算増幅器97と、この演算増幅器97の帰還に並列に接続される一対のコンデンサ98,99と、このコンデンサ98,99に接続される一対のSW100,101とにより構成されている。また、SW100は第3のタイミングΦ3と第4のタイミングΦ4で動作し、前記積分回路96への入力信号がコンデンサ98に積分されて積分値が保持されることになる。そしてまた、SW101は前記第5のタイミングΦ5と第6のタイミングΦ6で動作し、前記積分回路96への入力信号がコンデンサ99に積分されて積分値が保持されることになる。SW95と積分回路96により積分手段102を構成している。   Reference numeral 95 denotes an SW. The outputs of the input switching means 84 and the DA conversion means 94 are input to the SW 95 and output at the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6. Reference numeral 96 denotes an integrating circuit, to which the output of the SW 95 is input. The integrating circuit 96 is connected to an operational amplifier 97 and a pair of feedback connected to the operational amplifier 97 in parallel. The capacitors 98 and 99 and a pair of SWs 100 and 101 connected to the capacitors 98 and 99 are included. Further, the SW 100 operates at the third timing Φ3 and the fourth timing Φ4, and the input signal to the integration circuit 96 is integrated into the capacitor 98 and the integrated value is held. Further, the SW 101 operates at the fifth timing Φ5 and the sixth timing Φ6, and the input signal to the integrating circuit 96 is integrated into the capacitor 99 and the integrated value is held. The integrating means 102 is constituted by the SW 95 and the integrating circuit 96.

103は比較手段で、この比較手段103には前記積分手段102が出力する積分信号が入力され、そして、この比較手段103はこの積分信号と所定の値とを比較する比較器104と、この比較器104が出力する1ビットデジタル信号が入力されるD型フリップフロップ105とで構成されている。また、前記D型フリップフロップ105は前記第4のタイミングΦ4と第6のタイミングΦ6の開始時に前記1ビットデジタル信号をラッチしてラッチ信号を出力するものであり、このラッチ信号は、前記DA変換手段94のDA切替手段87に入力されて基準電圧88,89を切り替えるものである。そして、前記入力切替手段84、DA変換手段94、積分手段102および比較手段103によりAD変換器82を構成している。   Reference numeral 103 denotes a comparison means. The comparison means 103 receives the integration signal output from the integration means 102. The comparison means 103 compares the integration signal with a predetermined value, and compares the comparison signal. And a D-type flip-flop 105 to which a 1-bit digital signal output from the device 104 is input. The D-type flip-flop 105 latches the 1-bit digital signal and outputs a latch signal at the start of the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6. The reference voltage 88, 89 is input to the DA switching means 87 of the means 94. The input switching means 84, DA conversion means 94, integration means 102 and comparison means 103 constitute an AD converter 82.

またこのAD変換器82は上記構成により、前記センサ素子30における第1のセンス電極34および第2のセンス電極35より出力される電荷をΣΔ変調し、1ビットデジタル信号に変換して出力するものである。   In addition, the AD converter 82 has the above-described configuration, and ΣΔ modulates the electric charges output from the first sense electrode 34 and the second sense electrode 35 in the sensor element 30 and converts them into a 1-bit digital signal for output. It is.

106はラッチ回路で、このラッチ回路106には前記AD変換器82の比較手段103における比較器104より出力される1ビットデジタル信号が入力され、かつ前記1ビットデジタル信号をラッチする一対のD型フリップフロップ107,108により構成されている。また、D型フリップフロップ107は第4のタイミングΦ4で前記1ビットデジタル信号をラッチするものであり、D型フリップフロップ108は第6のタイミングΦ6で前記1ビットデジタル信号をラッチするものである。109は差分演算手段で、この差分演算手段109は前記ラッチ回路106における一対のD型フリップフロップ107,108がラッチして出力する一対の1ビットデジタル信号が入力され、そしてこの一対の1ビットデジタル信号の差を演算する1ビット差分演算を置換処理により実現するものである。つまり、差分演算手段109に入力される一対の1ビットデジタル信号が、“00”“01”“10”“11”である時、それぞれ“0”“−1”“1”“0”と置き換えて出力する構成となっている。110は補正演算手段で、この補正演算手段110には前記差分演算手段109が出力する1ビット差分信号が入力され、この1ビット差分信号と所定の補正情報との補正演算を置換処理により実現するものであり、つまり、上記したように補正演算手段110に入力される1ビット差分信号が“0”“1”“−1”であり、例えば、補正情報が“5”である場合にはそれぞれ“0”“5”“−5”と置き換えて出力する構成となっている。111はデジタルフィルタからなるフィルタ回路で、このフィルタ回路111には前記補正演算手段110より出力されるデジタル差分信号が入力され、ノイズ成分を除去するフィルタリング処理を行うものである。そして、前記ラッチ回路106、差分演算手段109、補正演算手段110およびフィルタ回路111により演算手段83を構成している。また、この演算手段83は、第4、第6のタイミングで一対の1ビットデジタル信号をラッチして、差分演算、補正演算、フィルタリング処理を行い、マルチビット信号を出力している。   A latch circuit 106 receives a 1-bit digital signal output from the comparator 104 in the comparing means 103 of the AD converter 82 and latches the 1-bit digital signal. The flip-flops 107 and 108 are used. The D-type flip-flop 107 latches the 1-bit digital signal at the fourth timing Φ4, and the D-type flip-flop 108 latches the 1-bit digital signal at the sixth timing Φ6. Reference numeral 109 denotes a difference calculation means. The difference calculation means 109 receives a pair of 1-bit digital signals latched and output by the pair of D-type flip-flops 107 and 108 in the latch circuit 106, and the pair of 1-bit digital signals. A 1-bit difference operation for calculating a signal difference is realized by a replacement process. That is, when the pair of 1-bit digital signals input to the difference calculation means 109 are “00”, “01”, “10”, and “11”, they are replaced with “0”, “−1”, “1”, and “0”, respectively. Output. Reference numeral 110 denotes a correction calculation means. The correction calculation means 110 receives a 1-bit difference signal output from the difference calculation means 109, and realizes a correction calculation between the 1-bit difference signal and predetermined correction information by replacement processing. That is, as described above, when the 1-bit difference signal input to the correction calculation means 110 is “0”, “1”, “−1”, and the correction information is “5”, for example, The output is replaced with “0”, “5”, and “−5”. Reference numeral 111 denotes a filter circuit composed of a digital filter. The digital differential signal output from the correction calculation unit 110 is input to the filter circuit 111 to perform a filtering process for removing noise components. The latch circuit 106, the difference calculation means 109, the correction calculation means 110, and the filter circuit 111 constitute a calculation means 83. The arithmetic means 83 latches a pair of 1-bit digital signals at the fourth and sixth timings, performs a difference operation, a correction operation, and a filtering process, and outputs a multi-bit signal.

そして、タイミング制御回路71は、PLL回路121と、タイミング生成回路122,123と、振幅判定回路124とで構成されている。   The timing control circuit 71 includes a PLL circuit 121, timing generation circuits 122 and 123, and an amplitude determination circuit 124.

前記PLL回路121は、前記ドライブ回路41におけるフィルタ回路46が出力するマルチビット信号の周波数を逓倍し、位相ノイズを時間的に積分し低減して、タイミング生成回路122,123に信号を出力するものである。位相監視手段126には、フィルタ回路46が出力するマルチビット信号を波形整形した矩形波信号と分周器126aの出力信号が入力される。そして、分周器126aによる第2のタイミング信号は後述する電圧制御発振器129による第1のタイミング信号を分周した同期信号であり、第2のタイミング信号のタイミングでの、AD変換器であるドライブ回路41の出力値それ自体が、第2のタイミング信号の正弦波信号の中央値、つまりゼロ点との位相ズレ量に応じた値となる。位相監視手段126から出力される信号は位相補正回路126bを介してループフィルタからなるフィルタ回路127に入力され、そしてこのフィルタ回路127は交流成分の少ない直流信号に変換するもので、このフィルタ回路127の出力信号と定電圧値とがタイミング切替手段128に入力される。そしてまた、このタイミング切替手段128の一方は、前述したように、フィルタ回路127に接続されるとともに、他方は定電圧出力器と電気的に接続されている。   The PLL circuit 121 multiplies the frequency of the multi-bit signal output from the filter circuit 46 in the drive circuit 41, integrates and reduces the phase noise in time, and outputs a signal to the timing generation circuits 122 and 123. It is. The phase monitoring means 126 receives a rectangular wave signal obtained by shaping the multi-bit signal output from the filter circuit 46 and an output signal from the frequency divider 126a. The second timing signal by the frequency divider 126a is a synchronization signal obtained by dividing the first timing signal by the voltage controlled oscillator 129, which will be described later, and is a drive that is an AD converter at the timing of the second timing signal. The output value itself of the circuit 41 is a value corresponding to the median value of the sine wave signal of the second timing signal, that is, the phase shift amount from the zero point. The signal output from the phase monitoring means 126 is input to the filter circuit 127 formed of a loop filter via the phase correction circuit 126b, and this filter circuit 127 converts the signal into a DC signal with a small AC component. The output signal and the constant voltage value are input to the timing switching means 128. One of the timing switching means 128 is connected to the filter circuit 127 as described above, and the other is electrically connected to the constant voltage output device.

また、前記振幅判定回路124にはフィルタ回路46から出力されるマルチビット信号が入力される。そして、この振幅判定回路124はフィルタ回路46から出力されるマルチビット信号の振幅情報を監視しており、この振幅情報が目標振幅以上である場合には、タイミング切替手段128はフィルタ回路127の出力信号を選択するように、一方、フィルタ回路46から出力されるマルチビット信号の振幅情報が目標振幅以下である場合には、タイミング切替手段128は定電圧値を選択するように切り替えている。   The multi-bit signal output from the filter circuit 46 is input to the amplitude determination circuit 124. The amplitude determination circuit 124 monitors the amplitude information of the multi-bit signal output from the filter circuit 46. If the amplitude information is greater than or equal to the target amplitude, the timing switching means 128 outputs the output of the filter circuit 127. On the other hand, when the amplitude information of the multi-bit signal output from the filter circuit 46 is equal to or less than the target amplitude, the timing switching unit 128 switches so as to select a constant voltage value.

前記タイミング切替手段128の出力電圧は電圧制御発振器129に入力される。この電圧制御発振器129は入力電圧に応じた周波数信号を発振する可変周波数発振器であり、この電圧制御発振器129より出力される発振信号は、分周器126aと、タイミング生成回路122,123に入力される。   The output voltage of the timing switching means 128 is input to the voltage controlled oscillator 129. The voltage controlled oscillator 129 is a variable frequency oscillator that oscillates a frequency signal corresponding to an input voltage. The oscillation signal output from the voltage controlled oscillator 129 is input to the frequency divider 126 a and the timing generation circuits 122 and 123. The

130は補正回路で、この補正回路130は、図2に示すように、前記AGC回路47からの出力信号を入力されるとともに、AGC回路47から入力される検波値を基に補正信号を生成するものである。そして、前記補正回路130は、図2に示すように、位相補正回路131と、第1の振幅補正回路132と、第2の振幅補正回路133と、第1のスイッチ134および第2のスイッチ135とで構成されている。そしてまた、前記補正回路130における位相補正回路131は前記AGC回路47から出力される検波値の出力信号と、センサ素子30におけるモニタ電極33から出力される出力信号との位相を互いにあわせるものである。さらに、補正回路130における第1の振幅補正回路132は、センサ素子30の個別の特性にあわせて、前記AGC回路47から出力される検波値の振幅を増減させるものである。また、補正回路130における第2の振幅補正回路133は、直接にAGC回路47からの検波値が入力されており、検波値に応じた補正信号を第1のスイッチ134および第2のスイッチ135に入力することにより、補正信号の極性を切り替えて、各々、第1のセンス電極34および第2のセンス電極35に入力するものである。   As shown in FIG. 2, the correction circuit 130 receives the output signal from the AGC circuit 47 and generates a correction signal based on the detection value input from the AGC circuit 47, as shown in FIG. Is. As shown in FIG. 2, the correction circuit 130 includes a phase correction circuit 131, a first amplitude correction circuit 132, a second amplitude correction circuit 133, a first switch 134, and a second switch 135. It consists of and. In addition, the phase correction circuit 131 in the correction circuit 130 matches the phases of the output signal of the detection value output from the AGC circuit 47 and the output signal output from the monitor electrode 33 in the sensor element 30. . Further, the first amplitude correction circuit 132 in the correction circuit 130 increases or decreases the amplitude of the detection value output from the AGC circuit 47 in accordance with the individual characteristics of the sensor element 30. The second amplitude correction circuit 133 in the correction circuit 130 is directly input with the detection value from the AGC circuit 47, and a correction signal corresponding to the detection value is sent to the first switch 134 and the second switch 135. By inputting, the polarity of the correction signal is switched and input to the first sense electrode 34 and the second sense electrode 35, respectively.

また、前記タイミング生成回路122は前記PLL回路121から出力される信号をもとに、第1のタイミングΦ1、第2のタイミングΦ2のタイミング信号を生成してドライブ回路41に出力するものであり、またタイミング生成回路123はモニタ信号の2周期間を第3のタイミングΦ3、第4のタイミングΦ4、第5のタイミングΦ5、第6のタイミングΦ6に分割してこのタイミング信号を生成してセンス回路81に出力するものである。   The timing generation circuit 122 generates a timing signal having a first timing Φ1 and a second timing Φ2 based on a signal output from the PLL circuit 121, and outputs the timing signal to the drive circuit 41. In addition, the timing generation circuit 123 divides the two periods of the monitor signal into a third timing Φ3, a fourth timing Φ4, a fifth timing Φ5, and a sixth timing Φ6, and generates this timing signal to generate the sense circuit 81. Is output.

以上のようにして構成された本発明の一実施の形態における角速度センサについて、次にその動作を説明する。   Next, the operation of the angular velocity sensor according to the embodiment of the present invention configured as described above will be described.

前記センサ素子30の駆動電極32に駆動信号を加えると、振動体31が共振し、モニタ電極33に電荷が発生する。このモニタ電極33に発生した電荷はドライブ回路41におけるAD変換器61に入力され、パルス密度変調信号へと変換される。そしてこのパルス密度変調信号はフィルタ回路46に入力され、前記振動体31の共振周波数を抽出し、ノイズ成分を除去したマルチビット信号を出力する。   When a drive signal is applied to the drive electrode 32 of the sensor element 30, the vibrating body 31 resonates and charges are generated at the monitor electrode 33. The charges generated on the monitor electrode 33 are input to the AD converter 61 in the drive circuit 41 and converted into a pulse density modulation signal. The pulse density modulation signal is input to the filter circuit 46, where the resonance frequency of the vibrating body 31 is extracted and a multi-bit signal from which noise components have been removed is output.

この場合におけるAD変換器61の動作を以下に説明する。このAD変換器61はタイミング制御回路71より出力されるモニタ信号に同期したタイミングである第1のタイミングΦ1、第2のタイミングΦ2を繰り返すことによって動作するもので、第1のタイミングΦ1ではセンサ素子30におけるモニタ電極33から出力される信号がΣΔ変調されて1ビットデジタル信号に変換される。   The operation of the AD converter 61 in this case will be described below. The AD converter 61 operates by repeating the first timing Φ1 and the second timing Φ2 that are synchronized with the monitor signal output from the timing control circuit 71. At the first timing Φ1, the sensor element is operated. The signal output from the monitor electrode 33 at 30 is ΣΔ modulated and converted into a 1-bit digital signal.

上記した2つのタイミングでの動作をひとつずつ説明する。まず第1のタイミングΦ1では、積分手段44におけるコンデンサ58に保持されている積分値を比較する前記比較手段45の比較器59に入力し、この比較器59より出力される1ビットデジタル信号が、第1のタイミングΦ1の立ち上がり時にD型フリップフロップ60にラッチされ、このラッチ信号が前記DA変換手段43のDA切替手段49に入力される。また、DA出力手段52におけるSW54とSW55がONになって、コンデンサ53に保持されている電荷が放電される。   The operation at the above two timings will be described one by one. First, at the first timing Φ1, the 1-bit digital signal output from the comparator 59 is input to the comparator 59 of the comparator 45 that compares the integrated value held in the capacitor 58 in the integrator 44. At the rising edge of the first timing Φ 1, the signal is latched by the D-type flip-flop 60, and this latch signal is input to the DA switching means 49 of the DA conversion means 43. Further, SW 54 and SW 55 in the DA output means 52 are turned on, and the electric charge held in the capacitor 53 is discharged.

次に第2のタイミングΦ2では、前記DA切替手段49に入力されたラッチ信号に応じて第1の基準電圧50および第2の基準電圧51が切り替えられてコンデンサ53に入力され、かつDA変換手段43より切り替えられた基準電圧に応じた電荷が出力される。また、入力切替手段42がONになり、前記センサ素子30のモニタ電極33より発生する電荷が入力される。さらに、積分手段44におけるSW56がONになり、前記入力切替手段42とDA変換手段43から出力される電荷が積分手段44に入力される。これにより第2のタイミングΦ2では、積分手段44におけるコンデンサ58に、図3(a)の斜線部で示される電荷量とDA変換手段43より出力される電荷量の総和が積分されて保持されることになる。   Next, at the second timing Φ2, the first reference voltage 50 and the second reference voltage 51 are switched and input to the capacitor 53 in accordance with the latch signal input to the DA switching means 49, and the DA conversion means. The electric charge according to the reference voltage switched from 43 is output. Further, the input switching means 42 is turned on, and the charge generated from the monitor electrode 33 of the sensor element 30 is input. Further, the SW 56 in the integrating unit 44 is turned on, and the charges output from the input switching unit 42 and the DA converting unit 43 are input to the integrating unit 44. As a result, at the second timing Φ2, the sum of the charge amount indicated by the hatched portion in FIG. 3A and the charge amount output from the DA conversion means 43 is integrated and held in the capacitor 58 in the integration means 44. It will be.

上記した第1のタイミングΦ1および第2のタイミングΦ2での以上の動作によりセンサ素子30のモニタ電極33から出力される振幅値に相当する電荷量がΣΔ変調され、第1のタイミングΦ1の信号の立ち上がり時に1ビットデジタル信号として出力されることになる。   Due to the above operation at the first timing Φ1 and the second timing Φ2, the charge amount corresponding to the amplitude value output from the monitor electrode 33 of the sensor element 30 is ΣΔ-modulated, and the signal at the first timing Φ1 is At the time of rising, it is output as a 1-bit digital signal.

以上の動作により、センサ素子30におけるモニタ電極33から出力される電荷量がAD変換器61によりΣΔ変調されて1ビットデジタル信号として上記タイミングで出力されることになる。   With the above operation, the charge amount output from the monitor electrode 33 in the sensor element 30 is ΣΔ modulated by the AD converter 61 and output as a 1-bit digital signal at the above timing.

そしてまた、前記ドライブ回路41におけるフィルタ回路46より出力される図3(b)に示すマルチビット信号をAGC回路47に設けた半波整流フィルタ回路(図示せず)に入力することにより、振幅情報信号に変換する。また、このAGC回路47は振幅情報信号が大の場合には前記フィルタ回路46の出力マルチビット信号を減衰させた信号を、一方、前記振幅情報信号が小の場合には前記フィルタ回路46の出力するマルチビット信号を増幅させた信号を駆動回路48に入力し、前記振動体31の振動が一定振幅となるように調整するものである。   Further, the multi-bit signal shown in FIG. 3B output from the filter circuit 46 in the drive circuit 41 is input to a half-wave rectification filter circuit (not shown) provided in the AGC circuit 47, whereby amplitude information is obtained. Convert to signal. The AGC circuit 47 attenuates the output multi-bit signal of the filter circuit 46 when the amplitude information signal is large, while the output of the filter circuit 46 when the amplitude information signal is small. A signal obtained by amplifying the multi-bit signal is input to the drive circuit 48 and adjusted so that the vibration of the vibrating body 31 has a constant amplitude.

前記デジタルΣΔ変調器68の加積分演算手段63には、前記AGC回路47から出力されるマルチビット信号と、所定の2値を保持してデジタル値出力手段62のどちらかの値を出力する値切替手段66より出力される定数値が入力され、加算して積分される。この加積分演算手段63から出力される積分値は比較定数値64と値比較手段65により比較されて比較結果が出力される。そして、この比較結果がフリップフロップ67により所定のタイミングでラッチされて出力される。このフリップフロップ67の出力により値切替手段66より出力される定数値が切り替えられることになる。この時、加積分演算手段63の出力値が比較定数値64より小さい場合には、デジタル値出力手段62の2値のうちの大きい方の値が、逆の場合には小さい方の値が選択されて出力されるように動作する。この動作を繰り返すことによりフリップフロップ67より、前記AGC回路47が出力するマルチビット信号が、1ビットのパルス密度変調信号に変調されて出力されることになる。ここで、デジタルΣΔ変調器68に入力される信号が例えば、10bit(=±9bit)である場合、比較定数値64を“0”、デジタル値出力手段62の2値を“511”“−511”以上とすることが望ましい。   The addition / integration calculation means 63 of the digital ΣΔ modulator 68 has a multi-bit signal output from the AGC circuit 47 and a value for holding one of the two values and outputting one of the values of the digital value output means 62. A constant value output from the switching means 66 is input, added and integrated. The integration value output from the addition / calculation operation means 63 is compared with the comparison constant value 64 by the value comparison means 65, and the comparison result is output. The comparison result is latched and output at a predetermined timing by the flip-flop 67. The constant value output from the value switching means 66 is switched by the output of the flip-flop 67. At this time, when the output value of the addition / integration calculating means 63 is smaller than the comparison constant value 64, the larger value of the two values of the digital value output means 62 is selected, and in the opposite case, the smaller value is selected. And operate to be output. By repeating this operation, the multi-bit signal output from the AGC circuit 47 is modulated from the flip-flop 67 into a 1-bit pulse density modulation signal and output. Here, when the signal input to the digital ΣΔ modulator 68 is, for example, 10 bits (= ± 9 bits), the comparison constant value 64 is “0”, and the binary value of the digital value output means 62 is “511” “−511”. "It is desirable to set it above.

なお、ΣΔ変調ではオーバーサンプリングを行い、その量子化ノイズが高域にノイズシェーピングされるため、高周波成分のノイズ成分を含むが、センサ素子30の応答がそのような高周波に応答できないため、パルス密度変調信号のサンプリング周波数でなく、オーバーサンプリングされた所定の周波数成分で振動することになる。また、センサ素子30の高周波での応答ゲインが高くて、このような高周波成分のノイズが問題になる場合には、デジタルΣΔ変調器68の出力信号のうち問題となる周波数成分を低減するように設定されたアナログフィルタ69を追加することによって、さらに低ノイズで、高精度のドライブ回路41を実現することが可能となるものである。   Note that in ΣΔ modulation, oversampling is performed, and the quantization noise is noise-shaped in a high frequency range. Therefore, the noise component of a high frequency component is included, but the response of the sensor element 30 cannot respond to such a high frequency, so the pulse density It vibrates not at the sampling frequency of the modulation signal but at a predetermined oversampled frequency component. If the sensor element 30 has a high response gain at a high frequency and noise of such a high frequency component becomes a problem, the problematic frequency component of the output signal of the digital ΣΔ modulator 68 is reduced. By adding the set analog filter 69, it is possible to realize the drive circuit 41 with lower noise and higher accuracy.

また、前記センサ素子30が図1に図示している駆動方向に速度Vで屈曲振動している状態において、振動体31の長手方向の中心軸周りにセンサ素子30が角速度ωで回転すると、このセンサ素子30にF=2mV×ωのコリオリ力が発生する。このコリオリ力により前記センサ素子30が有する一対のセンス電極34,35に、図4(a)および図4(b)に示すように電荷が発生する。そしてこのセンス電極34,35に発生する電荷はコリオリ力により発生するため、前記モニタ電極33に発生する信号より位相が90度進んでいる。そしてまた、前記一対のセンス電極34,35に発生した出力信号は図4(a)および図4(b)に示す通り、正極性信号と負極性信号の関係にある。   Further, when the sensor element 30 is bent and vibrated at a speed V in the driving direction shown in FIG. A Coriolis force of F = 2 mV × ω is generated in the sensor element 30. Due to this Coriolis force, charges are generated in the pair of sense electrodes 34 and 35 of the sensor element 30 as shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b). Since the charges generated in the sense electrodes 34 and 35 are generated by Coriolis force, the phase is advanced by 90 degrees from the signal generated in the monitor electrode 33. The output signals generated at the pair of sense electrodes 34 and 35 are in a relationship between a positive polarity signal and a negative polarity signal as shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b).

この場合におけるAD変換器82の動作を以下に説明する。このAD変換器82は第3のタイミングΦ3、第4のタイミングΦ4、第5のタイミングΦ5および第6のタイミングΦ6を繰り返すことによって動作するもので、第3のタイミングΦ3および第4のタイミングΦ4ではセンサ素子30におけるセンス電極34から出力される正極性信号がΣΔ変調されて1ビットデジタル信号に変換され、また第5のタイミングΦ5および第6のタイミングΦ6では負極性信号がΣΔ変調されて1ビットデジタル信号に変換される。   The operation of the AD converter 82 in this case will be described below. The AD converter 82 operates by repeating the third timing Φ3, the fourth timing Φ4, the fifth timing Φ5, and the sixth timing Φ6. At the third timing Φ3 and the fourth timing Φ4, The positive polarity signal output from the sense electrode 34 in the sensor element 30 is ΣΔ modulated and converted into a 1-bit digital signal, and the negative polarity signal is ΣΔ modulated and converted to 1 bit at the fifth timing Φ5 and the sixth timing Φ6. Converted to a digital signal.

上記した4つのタイミングでの動作をひとつずつ説明する。まず第3のタイミングΦ3では、積分手段102におけるコンデンサ98と接続されているSW100がONになり、このコンデンサ98に保持されている積分値が比較手段103における比較器104に入力され比較結果が1ビットデジタル信号として出力される。また、DA出力手段90におけるSW92と93がONになりコンデンサ91に保持されている電荷が放電される。   The operation at the above four timings will be described one by one. First, at the third timing Φ 3, the SW 100 connected to the capacitor 98 in the integrating means 102 is turned ON, and the integrated value held in the capacitor 98 is input to the comparator 104 in the comparing means 103 and the comparison result is 1 It is output as a bit digital signal. Further, the SWs 92 and 93 in the DA output means 90 are turned on, and the electric charge held in the capacitor 91 is discharged.

次に第4のタイミングΦ4では、前記比較手段103の比較器104より出力される1ビットデジタル信号が第4のタイミングΦ4の立ち上がり時にD型フリップフロップ105にラッチされ、このラッチ信号が前記DA変換手段94のDA切替手段87に入力される。この入力されたラッチ信号に応じて基準電圧88,89が切り替えられてコンデンサ91に入力され、DA変換手段94より切り替えられた基準電圧に応じた電荷が出力される。それとともに、入力切替手段84ではSW85がONになり、前記センサ素子30の第1のセンス電極34より発生する電荷が出力される。さらに、積分手段102におけるSW95がONになり、前記入力切替手段84とDA変換手段94から出力される電荷が積分回路96に入力される。これにより第4のタイミングΦ4では、積分回路96におけるコンデンサ98に、図4(a)の斜線部で示される電荷量とDA変換手段94より出力される電荷量の総和が積分されて保持されることになる。   Next, at the fourth timing Φ4, the 1-bit digital signal output from the comparator 104 of the comparator 103 is latched in the D-type flip-flop 105 at the rise of the fourth timing Φ4, and this latch signal is converted to the DA converter. Input to the DA switching means 87 of the means 94. In accordance with the input latch signal, the reference voltages 88 and 89 are switched and input to the capacitor 91, and charges corresponding to the switched reference voltage are output from the DA converter 94. At the same time, the switch 85 is turned on in the input switching means 84, and the electric charge generated from the first sense electrode 34 of the sensor element 30 is output. Further, the SW 95 in the integrating means 102 is turned on, and the charges output from the input switching means 84 and the DA converting means 94 are input to the integrating circuit 96. As a result, at the fourth timing Φ4, the capacitor 98 in the integration circuit 96 integrates and holds the sum of the charge amount indicated by the hatched portion in FIG. 4A and the charge amount output from the DA conversion means 94. It will be.

上記した第3のタイミングΦ3および第4のタイミングΦ4での以上の動作によりセンサ素子30の第1のセンス電極34から出力される振幅値の半分に相当する電荷量がΣΔ変調されることになる。   As a result of the above operations at the third timing Φ3 and the fourth timing Φ4, the charge amount corresponding to half of the amplitude value output from the first sense electrode 34 of the sensor element 30 is ΣΔ modulated. .

また、第3のタイミングΦ3および第4のタイミングΦ4での動作と同様に、第5のタイミングΦ5および第6のタイミングΦ6では、センサ素子30の第2のセンス電極35から出力される振幅値の半分に相当する電荷量がΣΔ変調される。   Similarly to the operation at the third timing Φ3 and the fourth timing Φ4, at the fifth timing Φ5 and the sixth timing Φ6, the amplitude value output from the second sense electrode 35 of the sensor element 30 is changed. The amount of charge corresponding to half is ΣΔ modulated.

以上の動作により、センサ素子30における一対のセンス電極34,35から出力される電荷の振幅幅の半分に相当する電荷量が一つのAD変換器82によりΣΔ変調されて一対の1ビットデジタル信号として上記タイミングで出力されることになる。   With the above operation, the amount of charge corresponding to half of the amplitude width of the charge output from the pair of sense electrodes 34 and 35 in the sensor element 30 is ΣΔ modulated by one AD converter 82 to form a pair of 1-bit digital signals. It is output at the above timing.

そしてまた、センサ素子30における一対のセンス電極34,35から出力される電荷は、角速度によるコリオリ力で発生する、モニタ電極33に発生する信号より位相が90度進んだセンス信号だけでなく、モニタ信号と同相の不要信号があるため、センサ素子30における一対のセンス電極34,35からセンス信号と不要信号の合成信号が出力される場合について説明する。角速度によるコリオリ力で発生するセンス信号は、図4(a)(b)で示され、そして上記で説明した通り、第4のタイミングΦ4と第6のタイミングΦ6で、積分回路96により図4(a)(b)の斜線部で示される電荷量、つまり、振幅値の半分に相当する電荷量が積分されることになる。さらに、センス電極34,35より発生する不要信号は図4(c)(d)で示され、そして前記センス信号と同様に第4のタイミングΦ4と第6のタイミングΦ6で、図4(c)(d)の斜線部で示される電荷量、つまり、不要信号の振幅の最大値から最小値までの区間の電荷量が積分されるもので、これは振幅の中央値を基準に積分するとキャンセルされて“0”の電荷量となるものである。つまり、第4のタイミングΦ4と第6のタイミングΦ6での積分手段102の動作により、不要信号がキャンセルされてセンス信号の振幅に応じた電荷量が積分される、いわゆる同期検波処理が一対の入力信号のそれぞれに対し実施されることになる。よって、上記不要信号のない場合の動作の説明と同様に、前記AD変換器82からは同期検波処理された信号がΣΔ変調され、1ビットデジタル信号に変換されて出力されることになる。   In addition, the electric charges output from the pair of sense electrodes 34 and 35 in the sensor element 30 are not only the sense signal whose phase is advanced by 90 degrees from the signal generated in the monitor electrode 33, which is generated by the Coriolis force due to the angular velocity, Since there is an unnecessary signal in phase with the signal, a case where a combined signal of the sense signal and the unnecessary signal is output from the pair of sense electrodes 34 and 35 in the sensor element 30 will be described. The sense signal generated by the Coriolis force due to the angular velocity is shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b). As described above, the integration circuit 96 generates the sense signal shown in FIG. 4 (4) at the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6. a) The charge amount indicated by the shaded portion in (b), that is, the charge amount corresponding to half of the amplitude value is integrated. Further, unnecessary signals generated from the sense electrodes 34 and 35 are shown in FIGS. 4C and 4D, and in the same manner as the sense signal, the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6, FIG. The amount of charge indicated by the hatched portion in (d), that is, the amount of charge in the interval from the maximum value to the minimum value of the amplitude of the unnecessary signal is integrated, and this is canceled when integrated based on the median value of the amplitude. Thus, the charge amount becomes “0”. That is, a so-called synchronous detection process in which the unnecessary signal is canceled and the charge amount according to the amplitude of the sense signal is integrated by the operation of the integrating means 102 at the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6 is a pair of inputs. Will be implemented for each of the signals. Therefore, similarly to the description of the operation when there is no unnecessary signal, the AD converter 82 ΣΔ modulates the signal subjected to the synchronous detection processing, converts it to a 1-bit digital signal, and outputs it.

以上の動作により、センサ素子30における一対の出力信号を同期検波処理しながらΣΔ変調することが可能となるもので、このような同期検波された信号のデジタル値を、通常のIV変換回路、位相器、同期検波回路などのアナログ回路を必要とすることなく、またこれらを用いた場合より非常に小さな回路規模で、つまり小型で、かつ低コストで得ることができるものである。   With the above operation, the pair of output signals in the sensor element 30 can be subjected to ΣΔ modulation while performing synchronous detection processing, and the digital value of the signal subjected to such synchronous detection is converted into a normal IV conversion circuit, phase The circuit can be obtained without the need for an analog circuit such as a detector and a synchronous detection circuit, and with a circuit scale much smaller than when these are used, that is, with a small size and low cost.

次に、演算手段83について、その動作を説明する。まず、第4のタイミングΦ4で、前記AD変換器82の比較手段103における比較器104より出力される1ビットデジタル信号が、ラッチ回路106のD型フリップフロップ107にラッチされる。また、第6のタイミングΦ6で、前記AD変換器82の比較手段103における比較器104より出力される1ビットデジタル信号が、ラッチ回路106のD型フリップフロップ108にラッチされる。   Next, the operation of the calculation means 83 will be described. First, the 1-bit digital signal output from the comparator 104 in the comparator 103 of the AD converter 82 is latched in the D-type flip-flop 107 of the latch circuit 106 at the fourth timing Φ4. At the sixth timing Φ 6, the 1-bit digital signal output from the comparator 104 in the comparison unit 103 of the AD converter 82 is latched in the D-type flip-flop 108 of the latch circuit 106.

この一対のD型フリップフロップ107,108にラッチされた一対の1ビットデジタル信号は、上記で説明した通り、センサ素子30における一対のセンス電極34,35より出力された信号の振幅値の半分に相当する電荷量をそれぞれΣΔ変調によりデジタル値に変換したものである。次に、前記ラッチ回路106が出力する一対の1ビットデジタル信号が1ビット差分演算手段109に入力され、この一対の1ビットデジタル信号の差が演算されて1ビット差分信号が出力される。ここで、第3のタイミングΦ3での1ビット差分信号は、一つ前の同期における第4のタイミングΦ4、第6のタイミングΦ6でラッチされた1ビットデジタル信号の差であり、この1ビット差分信号は、図4(a)(b)で示されるセンサ素子30における一対のセンス電極34,35より出力される信号の振幅値を表す記号となる。以上の動作により、センサ素子30における一対のセンス電極34,35から出力される正極性信号と負極性信号の関係にある一対の入力信号が同じ1つの積分手段102を用いて積分されるため、2つの積分回路で別々に積分を行う場合よりも個々の積分回路の特性による一対の入力信号の積分結果の相対誤差への影響が大きく低減されるものである。これと同様に、DA変換手段94も一対の入力信号の信号処理に対し同じ1つのDA変換手段を用いる構成となっている。また、比較手段103でも一対の積分結果を同じ基準電圧と比較器を用いて比較を行うことにより、比較器の特性や基準電圧の変動の比較結果の相対誤差への影響が大きく低減される。上記のように、一対の入力信号を同一の積分回路96、DA変換手段94、比較手段103を用いて信号処理するようにしているため、複数の各手段を用いて信号処理した場合と比べて各手段の相対誤差の影響が大きく低減されるものである。   As described above, the pair of 1-bit digital signals latched by the pair of D-type flip-flops 107 and 108 is half the amplitude value of the signal output from the pair of sense electrodes 34 and 35 in the sensor element 30. The corresponding charge amount is converted into a digital value by ΣΔ modulation. Next, a pair of 1-bit digital signals output from the latch circuit 106 are input to a 1-bit difference calculation means 109, and a difference between the pair of 1-bit digital signals is calculated to output a 1-bit difference signal. Here, the 1-bit difference signal at the third timing Φ3 is the difference between the 1-bit digital signals latched at the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6 in the previous synchronization, and this 1-bit difference signal. The signal is a symbol representing the amplitude value of the signal output from the pair of sense electrodes 34 and 35 in the sensor element 30 shown in FIGS. As a result of the above operation, the pair of input signals in the relationship between the positive polarity signal and the negative polarity signal output from the pair of sense electrodes 34 and 35 in the sensor element 30 are integrated using the same single integration means 102. The influence on the relative error of the integration result of the pair of input signals due to the characteristics of the individual integration circuits is greatly reduced as compared with the case where the integration is performed separately by the two integration circuits. Similarly, the DA conversion means 94 is configured to use the same one DA conversion means for signal processing of a pair of input signals. Further, by comparing the pair of integration results with the same reference voltage and the comparator in the comparison means 103, the influence on the relative error of the comparison result of the characteristics of the comparator and the fluctuation of the reference voltage is greatly reduced. As described above, since a pair of input signals are subjected to signal processing using the same integration circuit 96, DA conversion means 94, and comparison means 103, compared to the case where signal processing is performed using a plurality of each means. The influence of the relative error of each means is greatly reduced.

さらに、一対の入力信号の差をとる1ビット差分演算は、比較手段103の出力信号が“1”“0”からなる1ビット信号である場合、差分演算手段109に入力される一対の比較信号が“00”“01”“10”“11”の4種類に限られ、差をとった結果もそれぞれ“0”“−1”“1”“0”と予め決まっていることを利用して、非常に簡単な回路構成で入力信号に応じた減算処理を行った結果を得ることができる1ビットデジタル演算である。このように、減算処理を行った一対の入力信号を1つの差分信号とした後に、デジタルフィルタからなるフィルタ回路111によるローパスやデシメーション等の信号処理を行う構成とすることにより、一対の入力信号をローパスやデシメーション等で信号処理するデジタルフィルタを入力信号のそれぞれに用意し、そしてデジタルフィルタからなるフィルタ回路によりマルチビット化した後にマルチビットの加減算を行える演算器を用いて差分演算処理する場合に比べて、差分演算手段109、デジタルフィルタからなるフィルタ回路111などの演算回路が非常に小さな回路規模で、つまり小型で、かつ低コストで構成でき、かつ高精度の信号処理を実現できるという効果が得られるものである。   Further, the 1-bit difference calculation that takes the difference between a pair of input signals is a pair of comparison signals input to the difference calculation means 109 when the output signal of the comparison means 103 is a 1-bit signal consisting of “1” and “0”. Is limited to the four types “00”, “01”, “10”, and “11”, and the result of taking the difference is also determined as “0”, “−1”, “1”, and “0”. This is a 1-bit digital operation that can obtain a result of performing a subtraction process according to an input signal with a very simple circuit configuration. In this way, by setting the pair of input signals subjected to the subtraction processing as one difference signal, and performing signal processing such as low-pass and decimation by the filter circuit 111 formed of a digital filter, the pair of input signals is Compared to the case where a digital filter that performs signal processing by low-pass or decimation is prepared for each input signal, and differential calculation processing is performed using an arithmetic unit that can add and subtract multi-bits after multi-biting by a filter circuit consisting of digital filters. Thus, there is an effect that the arithmetic circuit such as the difference calculating means 109 and the filter circuit 111 including a digital filter can be configured with a very small circuit scale, that is, with a small size and a low cost, and high-accuracy signal processing can be realized. It is what

次に、1ビット差分演算手段109が出力する1ビット差分信号が補正演算手段110に入力され、この1ビット差分信号と所定の補正情報との補正演算が置換処理により行われる。この補正演算は、上記したように、1ビット差分信号が“0”“1”“−1”の3値に限られることを利用して、例えば所定の補正情報が“5”である場合に、補正演算手段に入力される1ビット差分信号“0”“1”“−1”を、それぞれ“0”“5”“−5”と置換処理することにより乗算を実現して信号の補正が可能となるものである。   Next, a 1-bit difference signal output from the 1-bit difference calculation unit 109 is input to the correction calculation unit 110, and a correction calculation between the 1-bit difference signal and predetermined correction information is performed by a replacement process. As described above, this correction calculation uses the fact that the 1-bit difference signal is limited to the three values “0”, “1”, and “−1”, for example, when the predetermined correction information is “5”. The 1-bit differential signal “0”, “1”, “−1” input to the correction calculation means is replaced with “0”, “5”, “−5”, respectively, so that multiplication is realized to correct the signal. It is possible.

そして、フィルタ回路46が出力するマルチビット信号がタイミング制御回路71における振幅判定回路124と、波形整形した矩形波信号として位相監視手段126とに入力される。この振幅判定回路124はフィルタ回路46から出力されるマルチビット信号の振幅情報を監視しており、この振幅情報が目標振幅の50%以上である場合には、タイミング切替手段128がループフィルタからなるフィルタ回路127の出力信号を選択するように切り替わる。このときPLL回路121は閉ループとなり、音叉駆動周波数のモニタ信号を入力信号として逓倍し、位相ノイズを時間的に積分し低減した信号を出力するため、センサ素子30の固有駆動周波数に同期した信号がタイミング生成回路122,123に入力されることになる。   The multibit signal output from the filter circuit 46 is input to the amplitude determination circuit 124 in the timing control circuit 71 and the phase monitoring means 126 as a waveform-shaped rectangular wave signal. The amplitude determination circuit 124 monitors the amplitude information of the multi-bit signal output from the filter circuit 46. When the amplitude information is 50% or more of the target amplitude, the timing switching means 128 is formed of a loop filter. It switches so that the output signal of the filter circuit 127 may be selected. At this time, the PLL circuit 121 becomes a closed loop, which multiplies the monitor signal of the tuning fork drive frequency as an input signal and outputs a signal obtained by integrating and reducing the phase noise in time, so that a signal synchronized with the inherent drive frequency of the sensor element 30 is generated. It is input to the timing generation circuits 122 and 123.

一方、フィルタ回路46から出力されるマルチビット信号の振幅情報が目標振幅の50%以下である場合には、タイミング切替手段128は定電圧値を選択するように切り替わり、電圧制御発振器129からは定電圧値に応じた固定周波数の信号が出力され、この信号がタイミング生成回路122,123に入力されることになる。   On the other hand, when the amplitude information of the multi-bit signal output from the filter circuit 46 is 50% or less of the target amplitude, the timing switching means 128 switches to select a constant voltage value, and the voltage controlled oscillator 129 outputs a constant voltage. A signal having a fixed frequency corresponding to the voltage value is output, and this signal is input to the timing generation circuits 122 and 123.

次に、本発明の一実施の形態におけるPLL回路の動作する状態を説明する。   Next, the operating state of the PLL circuit in one embodiment of the present invention will be described.

前記AD変換器61に正弦波のアナログ信号を入力すると、前記電圧制御発振器129の出力する第1のタイミング信号のタイミングでサンプリングして入力されたアナログ信号の大きさに応じたデジタル値に変換され、そして、このデジタル値が位相監視手段126に入力される。この時は、例えば、正弦波信号の中央値を“0”とした正負のデジタル信号に変換される。この位相監視手段126からは、第2のタイミング信号のタイミングで入力されたデジタル値を出力することになり、そして、これが位相補正回路126bに入力され、所定の値に補正された後、DA変換器125に入力され、そして、このDA変換器125で入力されたデジタル値に応じたアナログ値に変換されて出力される。また、このアナログ信号は、ループフィルタからなるフィルタ回路127を通して電圧制御発振器129に入力され、そして、入力されたアナログ信号に応じた周波数の信号がこの電圧制御発振器129より出力され、これがAD変換器61のタイミング信号としてフィードバックされることになる。この時、第2のタイミング信号は第1のタイミング信号を分周した同期信号であり、第2のタイミング信号のタイミングでのAD変換器61の出力値それ自体が、第2のタイミング信号の正弦波信号の中央値、つまりゼロ点との位相ズレ量に応じた値となる。すなわち、通常のPLL回路における位相比較器(図示せず)から出力される値と同じ意味をもつことになる。そして、図5に示すように、位相監視手段126の出力するデジタル値が負の場合には電圧制御発振器129の出力する周波数が減少する方向のアナログ信号を、一方、位相監視手段126の出力するデジタル値が正の場合には電圧制御発振器129の出力する周波数が増加する方向のアナログ信号をDA変換器125より出力する。そして、PLL回路のループとしては、このDA変換器125の出力するアナログ信号が一定となるように、つまり第2のタイミング信号のタイミングでのデジタル値が“0”となるようにループ制御がかかることになる。これにより、AD変換器61のサンプリングタイミングが、入力されるアナログ信号の中央値を通るタイミングと同期することになるため、正確にアナログ信号の中央値つまりゼロ点と同期することが可能となるものである。   When a sine wave analog signal is input to the AD converter 61, it is sampled at the timing of the first timing signal output from the voltage controlled oscillator 129 and converted into a digital value corresponding to the magnitude of the input analog signal. The digital value is input to the phase monitoring means 126. At this time, for example, it is converted into a positive / negative digital signal in which the median value of the sine wave signal is “0”. From this phase monitoring means 126, the digital value input at the timing of the second timing signal is output, and this is input to the phase correction circuit 126b, corrected to a predetermined value, and then converted to DA. Is converted into an analog value corresponding to the digital value input by the DA converter 125 and output. The analog signal is input to the voltage controlled oscillator 129 through a filter circuit 127 including a loop filter, and a signal having a frequency corresponding to the input analog signal is output from the voltage controlled oscillator 129, which is an AD converter. 61 is fed back as a timing signal. At this time, the second timing signal is a synchronizing signal obtained by dividing the first timing signal, and the output value itself of the AD converter 61 at the timing of the second timing signal is the sine of the second timing signal. It becomes a value corresponding to the median value of the wave signal, that is, the amount of phase shift from the zero point. That is, it has the same meaning as a value output from a phase comparator (not shown) in a normal PLL circuit. Then, as shown in FIG. 5, when the digital value output from the phase monitoring unit 126 is negative, an analog signal in a direction in which the frequency output from the voltage controlled oscillator 129 decreases is output from the phase monitoring unit 126. When the digital value is positive, an analog signal in a direction in which the frequency output from the voltage controlled oscillator 129 increases is output from the DA converter 125. The loop of the PLL circuit is controlled so that the analog signal output from the DA converter 125 is constant, that is, the digital value at the timing of the second timing signal is “0”. It will be. As a result, the sampling timing of the AD converter 61 is synchronized with the timing passing through the median value of the input analog signal, so that it is possible to accurately synchronize with the median value of the analog signal, that is, the zero point. It is.

また、前記位相監視手段126では入力されるデジタル値が、所定の上限値及び下限値を超えるかどうかを監視している。上記第2のタイミング信号が入力されたタイミングにより出力する値を変化させる。具体的には、第2のタイミング信号が入力されてから、入力されたデジタル値が所定の上限値を下回った後に次に所定の下限値を下回り、さらに下限値を上回るまでの期間をフェーズ1とし、そして、フェーズ1の終わりから入力されたデジタル値が所定の上限値を超えるまでをフェーズ2とし、それ以降の次に、上限値を下回るまでをフェーズ3とすると、図6に示すように、フェーズ1で第2のタイミング信号が入力された場合には所定の下限値の信号を出力し、フェーズ2で第2のタイミング信号が入力された場合にはその第2のタイミング信号のタイミングで入力されたデジタル値を出力し、フェーズ3で第2のタイミング信号が入力された場合には所定の上限値の信号を出力することになる。そして、DA変換器125には、前記位相監視手段126の出力するデジタル値が入力され、かつこのDA変換器125は、このデジタル値に応じた大きさのアナログ信号を出力し、そして、このアナログ信号はループフィルタからなるフィルタ回路127に入力され、かつこのフィルタ回路127でフィルタリングされた後に電圧制御発振器129に入力されることになる。このようにして、位相監視手段126の出力するデジタル値に応じたアナログ信号をフィルタリングした信号によって決まる周波数が電圧制御発振器129より出力されることになる。位相監視手段126が上記のようなフェーズの判定及び出力信号の上限及び下限を設定していることにより、一定範囲内のアナログ信号が電圧制御発振器129に入力されることになり、その結果、電圧制御発振器129が出力する信号の周波数が制限されることになる。これにより、PLL回路全体の動作において、入力されるアナログ信号の周波数と分周器における分周値を乗じた周波数以外でロックする、いわゆる倍周波数ロック等の誤動作を防止して、PLL回路を所定の周波数でロックさせることができることになる。   The phase monitoring means 126 monitors whether the input digital value exceeds a predetermined upper limit value and lower limit value. The value to be output is changed according to the timing at which the second timing signal is input. Specifically, the period from when the second timing signal is input until the input digital value falls below a predetermined upper limit value, then falls below a predetermined lower limit value, and further exceeds the lower limit value is phase 1 Then, assuming that the digital value input from the end of phase 1 exceeds the predetermined upper limit value is phase 2, and the subsequent time until the digital value input is below the upper limit value is phase 3, as shown in FIG. When a second timing signal is input in phase 1, a signal having a predetermined lower limit value is output. When a second timing signal is input in phase 2, the timing of the second timing signal is output. The input digital value is output, and when the second timing signal is input in phase 3, a signal having a predetermined upper limit value is output. The digital value output from the phase monitoring means 126 is input to the DA converter 125, and the DA converter 125 outputs an analog signal having a magnitude corresponding to the digital value. The signal is input to the filter circuit 127 including a loop filter, and after being filtered by the filter circuit 127, is input to the voltage controlled oscillator 129. In this way, the voltage controlled oscillator 129 outputs a frequency determined by a signal obtained by filtering an analog signal corresponding to the digital value output from the phase monitoring unit 126. Since the phase monitoring means 126 sets the phase determination and the upper and lower limits of the output signal as described above, an analog signal within a certain range is input to the voltage controlled oscillator 129, and as a result, the voltage The frequency of the signal output from the controlled oscillator 129 is limited. As a result, in the operation of the entire PLL circuit, a malfunction other than a frequency obtained by multiplying the frequency of the input analog signal by the frequency division value in the frequency divider, such as a so-called double frequency lock, is prevented, and the PLL circuit is predetermined. It can be locked at a frequency of.

そしてまた、位相監視手段126の出力する信号が入力される位相補正回路126bでは、入力された位相比較値を所定の値分だけ増減させて出力することにより、ロックする位相をデジタル値の分解能の分だけ微調整することが可能となる。例えば、位相補正回路126bにおいて、正の値を加算して出力したとすると、電圧制御発振器129は加算しない場合と比べて加算した分だけ増加した周波数を出力することになり、その結果として位相を早めた点にロックすることになる。   Further, in the phase correction circuit 126b to which the signal output from the phase monitoring means 126 is input, the input phase comparison value is increased / decreased by a predetermined value to output the phase to be locked with the resolution of the digital value. It is possible to make fine adjustments by the minute. For example, if the phase correction circuit 126b adds and outputs a positive value, the voltage-controlled oscillator 129 outputs a frequency that is increased by the amount added compared to the case where no addition is performed, and as a result, the phase is changed. It will lock to an earlier point.

さらに、AD変換器61においては、AD変換もしくは演算等により所定のクロック数だけ遅延が生じて出力される場合、その遅延分だけずれた位相でロックすることになるが、位相監視手段126の出力する値を第2のタイミング信号のタイミングから遅延分のクロック数だけずれたタイミングでの値を出力する構成にすることにより、第2のタイミング信号が、入力されるアナログ信号の中央値を通るタイミングと同期することになり、これにより、正確にアナログ信号の中央値つまりゼロ点と同期させることが可能となるものである。   Further, in the AD converter 61, when a delay of a predetermined number of clocks is generated and output by AD conversion or calculation, the AD converter 61 is locked with a phase shifted by the delay. The timing at which the second timing signal passes through the median value of the input analog signal is obtained by outputting the value at a timing shifted by the number of clocks corresponding to the delay from the timing of the second timing signal. This makes it possible to accurately synchronize with the median value of the analog signal, that is, the zero point.

以上の条件でPLL回路121より出力される信号をもとに、タイミング生成回路122は、ドライブ回路41における入力切替手段42、DA切替手段49、SW54、SW55、SW56およびD型フリップフロップ60の切替タイミングとなる図3(c)に示すような第1のタイミングΦ1、第2のタイミングΦ2のタイミング信号を生成して出力する。また、タイミング生成回路123は、センス回路81における入力切替手段84、DA切替手段87、SW92、SW93、SW95、SW100、SW101およびD型フリップフロップ105の切替タイミングとなる第3のタイミングΦ3、第4のタイミングΦ4、第5のタイミングΦ5、第6のタイミングΦ6のタイミング信号を生成して出力するものである。   Based on the signal output from the PLL circuit 121 under the above conditions, the timing generation circuit 122 switches the input switching means 42, DA switching means 49, SW54, SW55, SW56 and D-type flip-flop 60 in the drive circuit 41. The timing signals of the first timing Φ1 and the second timing Φ2 as shown in FIG. 3C, which are timings, are generated and output. In addition, the timing generation circuit 123 includes a third timing Φ 3 and a fourth timing that are switching timings of the input switching unit 84, the DA switching unit 87, SW 92, SW 93, SW 95, SW 100, SW 101 and the D-type flip-flop 105 in the sense circuit 81. Are generated and output at timing Φ4, fifth timing Φ5, and sixth timing Φ6.

ここで、タイミング制御回路71から出力されるタイミング信号に位相ズレΦが発生するとともに、温度の変化に伴い、不要信号の振幅が変動する場合を考える。   Here, let us consider a case where a phase shift Φ occurs in the timing signal output from the timing control circuit 71 and the amplitude of the unnecessary signal varies as the temperature changes.

図7(a)に示すように、第4のタイミングΦ4、第6のタイミングΦ6のタイミングが破線に示すようにずれる。そうすると不要信号の振幅の最大値から最小値まで積分されなくなり、図7(b)に示すように、モニタ信号と同相の不要信号が残ってしまう。   As shown in FIG. 7A, the timings of the fourth timing Φ4 and the sixth timing Φ6 are shifted as indicated by broken lines. If it does so, it will not be integrated from the maximum value of the amplitude of an unnecessary signal to the minimum value, and as shown in FIG.7 (b), the unnecessary signal in phase with a monitor signal will remain.

本発明の一実施の形態における角速度センサにおいては、まず、位相補正回路131により、センス素子30におけるモニタ電極33からの出力信号を第1のセンス電極34および第2のセンス電極35からの出力信号の位相に合わせるように補正する。   In the angular velocity sensor according to the embodiment of the present invention, first, the output signal from the monitor electrode 33 in the sense element 30 is output from the first sense electrode 34 and the second sense electrode 35 by the phase correction circuit 131. Correct to match the phase of.

次に、図7(c)に示すように、第1の振幅補正回路132により、前記位相補正回路131から出力される出力信号を常温での倍率で増幅して、図7(a)に示す不要信号に略あわせる。   Next, as shown in FIG. 7C, the first amplitude correction circuit 132 amplifies the output signal output from the phase correction circuit 131 at a magnification at room temperature, and the result is shown in FIG. Approximate to unnecessary signal.

次に、図7(d)に示すように、AGC回路47からのAGC検波値の振幅値に応じて、第1の増幅補正回路132からの出力信号を増幅して、図7(a)と同一の信号を生成する。   Next, as shown in FIG. 7 (d), the output signal from the first amplification correction circuit 132 is amplified according to the amplitude value of the AGC detection value from the AGC circuit 47, and FIG. Generate the same signal.

この図7(d)に示す補正信号を第1のスイッチ134および第2のスイッチ135を介して、各々、第1のセンス電極34および第2のセンス電極35に入力することにより、ジッタの変動および温度の変化による不要信号の発生を除去させるものである。   The correction signal shown in FIG. 7D is input to the first sense electrode 34 and the second sense electrode 35 via the first switch 134 and the second switch 135, respectively, so that the jitter fluctuations are obtained. Further, generation of unnecessary signals due to temperature changes is eliminated.

本発明に係る角速度センサは、タイミング信号にジッタを持つことにより、そのジッタ分だけセンス回路における検波動作に位相ズレΦが発生するとともに、角速度センサの周囲の温度が変化して、同期検波から出力される検波値が変動しても出力信号が変動するということのない、出力特性の安定した角速度センサを提供することができるという効果を有するものであり、特に航空機、車両などの移動体の姿勢制御やナビゲーションシステム等に適用することにより有用となるものである。   The angular velocity sensor according to the present invention has a jitter in the timing signal, so that a phase shift Φ occurs in the detection operation in the sensing circuit by the amount of the jitter, and the ambient temperature of the angular velocity sensor changes and is output from the synchronous detection. The output signal does not fluctuate even if the detected value fluctuates, and an angular velocity sensor with stable output characteristics can be provided. In particular, the attitude of a moving body such as an aircraft or a vehicle It is useful when applied to control, navigation systems, and the like.

30 センサ素子
32 駆動電極
33 モニタ電極
34,35 センス電極
41 ドライブ回路
47 AGC回路
61,82 AD変換器
81 センス回路
121 PLL回路
130 補正回路
Reference Signs List 30 sensor element 32 drive electrode 33 monitor electrode 34, 35 sense electrode 41 drive circuit 47 AGC circuit 61, 82 AD converter 81 sense circuit 121 PLL circuit 130 correction circuit

Claims (1)

駆動電極と、センス電極と、モニタ電極とを有するセンサ素子と、このセンサ素子におけるモニタ電極からの出力信号をAD変換するAD変換器と、このAD変換器からの出力信号を基に駆動信号を所定の振幅に設定するAGC回路と、このAGC回路からの出力信号を基に前記センサ素子における駆動電極に電圧を印加する駆動手段とからなるドライブ回路と、前記ドライブ回路におけるAD変換器からの出力信号を基に位相をロックし周波数を逓倍するPLL回路と、このPLL回路の出力信号をもとにタイミング信号を生成し、そのタイミング信号を用いて、前記センサ素子におけるセンス電極から出力される信号を角速度信号に変換するとともにAD変換するセンス回路と、前記センサ素子におけるセンス電極からの出力信号を補正する補正回路とを備え、前記補正回路はAGC回路からの出力される検波値を基に補正信号を生成するように構成した角速度センサ。 A sensor element having a drive electrode, a sense electrode, and a monitor electrode, an AD converter for AD-converting an output signal from the monitor electrode in the sensor element, and a drive signal based on the output signal from the AD converter A drive circuit comprising an AGC circuit set to a predetermined amplitude, a drive means for applying a voltage to a drive electrode in the sensor element based on an output signal from the AGC circuit, and an output from an AD converter in the drive circuit A PLL circuit that locks the phase based on the signal and multiplies the frequency, and generates a timing signal based on the output signal of the PLL circuit, and a signal output from the sense electrode in the sensor element using the timing signal Sense signal that converts AD into angular velocity signal and AD conversion, and corrects the output signal from the sense electrode in the sensor element That a correcting circuit, the correction circuit the angular velocity sensor and configured to generate a correction signal based on a detection value outputted from the AGC circuit.
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