JP2013529783A - 誘導結合圧力センサ - Google Patents

Abstract

一実施形態では、特定用途向け集積回路とともに用いるための圧力センサアセンブリは、容量性センサと、第１のセンサコンパートメント内に配置され、容量性センサに動作可能に接続されてセンサＬ−Ｃタンク回路を形成するセンサコイルと、第２のセンサコンパートメント内に配置された測定コイルを含み、センサコイル、及び測定振動子の出力に基づいて測定振動子用の制御信号を提供するように構成されたフィードバック回路から離間された、測定振動子と、測定振動子に低周波信号を提供するように構成される低周波信号源と、を備える。
【選択図】図１

Description

[0001]本発明は圧力センサの分野に関し、より詳細には容量性圧力センサに関する。

[0002]システムがより高度になるにつれ、増大するデータをこれらのシステムを制御する際に組み込むことは、システムの性能を最大にするのに有用である。そのため、自動車応用では、空気、ガソリン、またはトランスミッションオイルを含めて様々な媒体の圧力に関連するデータを用いてエンジンの性能を最適化し得る。

[0003]燃費向上を目指したエンジン設計における一実務慣行は、エンジン排気と外気を混合して流入空気を事前加熱することである。しかし、得られた外気／排気混合物の圧力を得ることは、極めて浸食性が高く高熱の環境にセンサ要素を暴露することを必要とする。したがって、現在の圧力センサでは、センサまわりの電気接続部に特別な保護が必要とされる。

[0004]過酷な環境からセンサアセンブリのデリケートなコンポーネントを保護する一手法は、センサおよび電子部品全体をゲルで覆うことであり、それによって、過酷な媒体に対して損傷しやすい電気接続部を封入する。他のセンサでは、過酷な環境からデリケートな電子部品を物理的に分離する。これらのセンサでは、一対のコイルの一方をデリケートな電子部品とともに保護環境に配置する。過酷な環境に抵抗力のある材料でできた基板上の第２のコイルは過酷な環境に配置され、データがコイル間を行き来する。

[0005]追加の材料を組み込むセンサは、センサアセンブリによって監視される過酷な環境からセンサのデリケートなコンポーネントを隔離するのに有効ではあるが、追加の製造ステップが導入されることになる。さらに、保護材料は経時変化で破れやすくなり、センサを保護する能力も劣化しやすく、したがってセンサの実用寿命が短くなる。

[0006]これに加えて、監視下のエンジンを継続して動作させると、排気温度が変動する。温度変化はセンサアセンブリの特性に影響を及ぼすことがあり、そのため、センサシステムの不正確さが増大する。温度に関連する不正確さの一部は、温度を測定し温度補正を適用することによって軽減し得る。しかし、センサの数が増えるにつれ、システムに関連するコストが増大する。それに加えて、追加のコンポーネント用に追加のスペースが必要とされる。

[0007]したがって、センサのコンポーネントを覆う保護材料を必要とせずに過酷な環境からデリケートなコンポーネントを保護するセンサアセンブリが有利になる。温度データを圧力データとともに提供するセンサアセンブリはさらに有利である。温度データを用いてセンサシステムの正確さを最適化するセンサアセンブリはさらに有利である。

[0008]一実施形態では、特定用途向け集積回路とともに用いるための圧力センサアセンブリは、容量性センサと、第１のセンサコンパートメント内に配置され、容量性センサに動作可能に接続されてセンサＬ−Ｃタンク回路を形成するセンサコイルと、第２のセンサコンパートメント内に配置された測定コイルを含む測定振動子であって、センサコイル、および測定振動子の出力に基づいて測定振動子用の制御信号を提供するように構成されるフィードバック回路から離間している測定振動子と、測定振動子に低周波信号を提供するように構成される低周波信号源と、を備える。

[0009]別の実施形態では、流体の圧力を特定する方法は、流体から隔離された測定振動子をセンサコンポーネントに結合するステップと、この結合を介してセンサコンポーネント内に循環電流を確立するステップと、結合されたセンサコンポーネントの容量性センサを流体に暴露するステップと、この暴露に基づいてセンサコンポーネントの共振周波数を確立するステップと、結合された測定振動子の周波数を変化させるステップと、変化した周波数を有する測定振動子について電圧の変化を生成するステップと、生成された電圧変化に基づいて測定振動子の周波数を制御するステップと、測定振動子の制御された周波数に基づいて流体の圧力に関連する信号を生成するステップと、を含む。

[0010]上記の特徴および利点ならびに他の特徴および利点は、以下の詳細な説明および添付の図面を参照することによって当業者にはより容易に明らかになろう。

[0011]本発明は、様々なシステムコンポーネントおよびシステムコンポーネントの配置において具体化し得る。図面は例示実施形態を図示するためのものに過ぎず、本発明を制限するように解釈すべきではない。
[0012]本発明の原理に従って監視される環境から保護されるデリケートな電子部品を備えたセンサアセンブリの斜視断面図である。 [0013]図１のセンサアセンブリで用いられる、タンク回路を形成する容量性センサおよびループを含むセンサの斜視図である。 [0014]図１のセンサアセンブリの特定用途向け集積回路上の回路のシステム図であり、この回路は測定振動子を自動的に調整して図１のセンサのタンク回路の共振周波数に整合させる。 [0015]図２のセンサの共振周波数を含むいくつかの周波数を通じて測定回路の周波数が調整されるときの図３のシステムにおける測定振動子の振幅の測定値を利得が固定された状態で示し、測定振動子の周波数がセンサタンク回路の共振周波数に近いときに生じる下降部分を示す。 [0016]図３の測定振動子に印加する低周波信号を示すとともに、測定振動子の周波数がセンサタンク回路の共振周波数である場合、測定振動子の周波数がセンサタンク回路の共振周波数未満である場合、および測定振動子の周波数がセンサタンク回路の共振周波数よりも高い場合に生じる復調フィルタ後の信号の変化を示す。 [0017]測定振動子の周波数が図２のセンサの共振周波数と整合する場合に測定回路の周波数が低周波信号で変調されるときの図３のシステムのコントローラ出力後の信号を示す。 [0018]測定振動子の周波数が図２のセンサの共振周波数未満である場合に測定回路の周波数が低周波信号で変調されるときの図３のシステムのコントローラ出力後の信号を示す。 [0019]測定振動子の周波数が図２のセンサの共振周波数よりも高い場合に測定回路の周波数が低周波信号で変調されるときの図３のシステムのコントローラ出力後の信号を示す。 [0020]図１のセンサアセンブリの特定用途向け集積回路上の回路の概略図であり、この回路は測定振動子を自動的に調整して図１のセンサのタンク回路の共振周波数に整合させ、図９の回路構成が周波数依存利得変化を妨げるのでノイズが低減される。 [0021]図１のセンサアセンブリの測定振動子内の可変キャパシタとして用い得るスイッチトキャパシタの上面図である。 [0022]図１のセンサアセンブリの特定用途向け集積回路上の回路の概略図であり、この回路は、測定振動子の自己調整システムを形成して図１のセンサのタンク回路の共振周波数に整合させ、可変電流利得演算相互コンダクタンス増幅器を組み込むことによってシステム内のノイズを低減する能力を図３に示すシステムに与える閾値依存自動振幅利得制御部を含む測定振動子を備える。 [0023]図１のセンサアセンブリの特定用途向け集積回路上の回路の概略図であり、この回路は、測定振動子の自己調整システムを形成して図１のセンサのタンク回路の共振周波数に整合させ、可変電流利得演算相互コンダクタンス増幅器を組み込むことによってシステム内のノイズを低減する能力を図３に示すシステムに与える２入力単一端フィードバック回路を備える。 [0024]図１２の可変電流利得演算相互コンダクタンス増幅器とともに用い得る入力段の概略図である。 [0025]図１２の回路にトリミング可能なキャパシタを実装することによって得られる、センサが結合しない状態の様々な測定振動子周波数応答曲線を示す。 [0026]図１２の回路に図１４のトリミング可能なキャパシタを実装することによって得られる、センサが測定振動子に結合した状態の測定振動子周波数応答曲線を示す。

[0027]図１を参照すると、センサアセンブリ（圧力センサアセンブリ）１００は、ハウジング１０２およびセンサポート１０４を含む。センサポート１０４は、結合部１０６およびネック部１０８を含む。穴１１０が結合部１０６からセンサコンパートメント１１２まで延びる。センサコンパートメント１１２は、基板１１６によって電子部品コンパートメント１１４から隔離される。この実施形態では、基板１１６はハウジング１０２と一体に形成される。センサ１１８がセンサコンパートメント１１２内に配置され、電子アセンブリ１２０が電子部品コンパートメント１１４内に配置される。

[0028]センサ１１８は、図２にも示すように、容量性圧力センサ（容量性センサ）１２２およびコイル１２４を含む。コイル１２４は、電極１２６および１２８によって容量性圧力センサ１２２に接続される。このように、センサ１１８は、容量性圧力センサ１２２を備えたＬＣタンク回路を形成する。ここで、容量性圧力センサ１２２は、センサコンパートメント１１２内の圧力が変化すると容量が変化するキャパシタとして機能し、コイル１２４はインダクタとして機能する。

[0029]電子アセンブリ１２０は、１次コイル１３０および特定用途向け回路（ＡＳＩＣ）１３２を含む。図３に、電子アセンブリ１２０を概略的に示す。図３では、１次コイル１３０が、可変キャパシタ１４０と並列に配置されて測定振動子１４２を形成する。測定振動子１４２は、電圧制御振動子またはデジタル制御振動子とし得る。測定振動子１４２の出力は復調器１４４に提供される。復調器１４４はさらに、低周波源１４６から任意選択の位相補正器１４８を介して低周波信号を受け取る。典型的には、位相補正量は小さく、ある種の応用例では、位相補正器１４８は省略し得る。

[0030]復調器１４４の出力は、任意選択のフィルタ１５０に提供され、フィルタ１５０からの信号が比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラ１５２に渡される。ＰＩＤコントローラ１５２の出力は加算器１５４に提供され、加算器１５４は、ＰＩＤコントローラ１５２の出力と低周波源１４６の出力とを混合する。加算器１５４の出力は、可変キャパシタ１４０を制御するのに用いられる。任意選択の周波数カウンタ１５６が、測定振動子１４２の周期を計数するために提供され、周波数の測定値が出力１５８として提供される。あるいは、ＰＩＤコントローラ１５２の出力を出力として用いてもよい。例として、平均キャパシタ値を用いて、圧力センサの容量を直接確認し得る。この代替手法を用いて測定振動子１４２に対して温度補償を行うことによって正確さが向上し得る。

[0031]動作においては、電子アセンブリ１２０を用いてセンサ１１８の共振周波数を特定する。そのために、可変キャパシタ１４０および１次コイル１３０は、測定振動子１４２の可変周波数振動子回路として機能する。測定振動子１４２の振動の周波数は、可変キャパシタ１４０の容量を変化させることによって改変される。一般に、測定振動子１４２が振動すると、１次コイル１３０は、１次コイル１３０とセンサ１１８内のコイル１２４をゆるく結合させる磁場を確立する。測定振動子１４２の周波数がセンサ（センサコンポーネント）１１８の共振周波数に近づくにつれ、この確立された結合によりセンサ１１８内に循環電流が現れる。

[0032]コイル１２４内の循環電流のために、１次コイル１３０とコイル１２４の間の結合によりインピーダンスが１次コイル１３０に反射されて、エネルギー放出を補償し測定振動子１４２の振幅を安定に維持するためにＰＩＤコントローラ１５２によるループゲインが増大する。センサ１１８の共振周波数になると、コイル１２４内の循環電流、ひいては測定振動子１４２に反射されるインピーダンスが最大になる。

[0033]図４に、電子アセンブリ１２０の概略機能を図式的に示す。線１６０は、可変キャパシタ１４０の容量を変化させることによって測定振動子１４２の周波数が低周波数１６２からより高い周波数１６４に改変されるときの定電流デバイスにおける電圧の測定値を表す。測定振動子１４２の周波数が周波数１６２から周波数１６４に増加するとき、コイル１２４によってインピーダンスがコイル１３０に反射される結果として電圧降下１６６が観察される。周波数１６８で電圧は極小値に達するが、この極小値は、測定振動子１４２の周波数がセンサ１１８の共振周波数と整合するときに生じる最大反射インピーダンスに対応する。

[0034]動作においては、図５に示すように、測定振動子１４２の周波数は、低周波源１４６からの低周波成分を含む、加算器１５４からの制御信号１７０によって制御される。このように、制御信号１７０は可変キャパシタ１４０の容量を変調し、その結果、測定振動子１４２の周波数が変調される。例として、測定振動子１４２の周波数がセンサＬＣタンクの共振周波数と整合する場合、図５および図６に示すように、測定振動子１４２の周波数は、参照線１７２に関連する周波数になり、測定振動子１４２の電圧１８０は下降部分１６６の最小値になる。

[0035]制御信号１７０が参照線１７４のところの基底値から参照線１７６のところの最大値に増加すると、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線１７２に関連する周波数から参照線１７８に関連する周波数に増加する。したがって、測定振動子１４２の電圧の測定値は、初期値（Ｖ_０）からより大きな値に増加する。制御信号が参照線１７６のところの最大値から参照線１８２のところの基底値に減少すると、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線１７８に関連する周波数から参照線１７２に関連する周波数に減少する。したがって、測定振動子１４２の電圧の測定値は、最大値から初期値（Ｖ_０）に減少する。

[0036]次いで、制御信号１７０は、参照線１８２のところの基底値から最小値に減少し、その後、参照線１８４のところの既定値に戻る。したがって、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線１７２で示される周波数から参照線１８６で示される周波数に減少し、次いで、参照線１７２に関連する周波数に戻る。したがって、測定振動子１４２の電圧の測定値は、初期値（Ｖ_０）から上記で論じた同じ最大値に増加し、次いで、既定値に戻る。

[0037]図５の線１８０は、上記シーケンス全体にわたる電圧の測定値を示す。したがって、線１８０は、復調器１４４（図３参照）への入力として提供される利得信号を表す。復調器１４４はさらに、低周波源１４６から任意選択の位相補正器１４８を介して低周波信号を受け取る。復調器１４４は、位相補正された低周波信号を用いて、以下でより詳細に論ずるように利得信号（電圧１８０）に対して伝達関数を実施する。復調器１４４の出力はフィルタ１５０によってフィルタリングされる。

[0038]図５に示すように、参照線１７４から参照線１８２までの利得１８０は、参照線１８２から参照線１８４までの利得１８０と同じである。ただし、参照線１７４と参照線１８２の間の（制御信号１７０と同じように示し得る）位相補正された低周波信号は、参照線１８２から参照線１８４までの位相補正された低周波信号に対して１８０度だけ位相がずれている。したがって、位相補正された低周波信号を用いてＶ_０に対して伝達関数を実施すると、フィルタ１５０の出力はゼロになる。

[0039]フィルタ１５０の出力を用いて、ＰＩＤコントローラ１５２からのコントローラ信号を改変する。この状況ではフィルタ１５０の出力が「ゼロ」なので、ＰＩＤコントローラ１５２からのコントローラ信号は変化しない。そのため、測定振動子１４２の周波数は、参照線１７２に関連する周波数に維持される。したがって、測定振動子１４２がセンサ１１８の共振周波数を中心とするときには、ＰＩＤコントローラ１５２によって生成されるコントローラ信号に変化はない。

[0040]測定振動子１４２の周波数がセンサ１１８の共振周波数よりも低いとき、例えば図５および図７に示すように、測定振動子１４２の周波数は、参照線１９０に関連する周波数であり、測定振動子１４２の電圧１９４は下降部分１６６に関連する最小値よりも大きな値になる。

[0041]この状況では、制御信号１７０が参照線１７４のところの基底値から参照線１７６のところの最大値に増加すると、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線１９０に関連する周波数から参照線１９２に関連する周波数に増加する。したがって、測定振動子１４２の電圧の測定値１９４は、まず初期値（Ｖ_０ ^１）から下降部分１６６に関連する最小値まで減少する。

[0042]しかし、制御信号１７０は、電圧の測定値１９４が下降部分１６６に関連する最小値に減少した後でも増加し続ける。したがって、電圧１９４は増加し始める（図７参照）。制御信号１７０が参照線１７６のところの最大値から参照線１８２のところの基底値まで減少すると、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線１９２に関連する周波数から参照線１９０に関連する周波数に減少する。したがって、電圧１９４はＶ_０ ^１未満に減少し、次いで増加してＶ_０ ^１に戻る。

[0043]次いで、制御信号１７０は、参照線１８２のところの基底値から最小値まで減少し、その後、参照線１８４のところの基底値に戻る。したがって、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線１９０で示す周波数から参照線１９６で示す周波数に減少する。そのため、電圧１９４は最大値まで増加し、次いでＶ_０ ^１に戻る。この段階全体を通じて、電圧１９４はＶ_０ ^１よりも大きい。

[0044]上記の状況では、図５に示すように、参照線１７４から参照線１８２までの利得１９４の平均値はわずかに正になるが、参照線１８２から参照線１８４までの利得１９４の平均値は大きく正になる。そのため、位相補正された低周波信号を用いる伝達関数によって上記で論じたやり方で生成される全体信号は大きな負の信号になる。したがって、フィルタ１５０の出力は負になる。

[0045]次いで、フィルタ１５０の負の出力を用いて、測定振動子１４２の共振周波数が下降部分１６６の極小値に関連する周波数に向かって増加するようにＰＩＤコントローラ１５２からのコントローラ信号を改変する。そのため、測定振動子１４２がセンサ１１８の共振周波数未満の周波数を中心とする場合、ＰＩＤコントローラ１５２によって生成されるコントローラ信号は、測定振動子１４２をより高い周波数に向かって制御する。

[0046]これに対して、測定振動子１４２の周波数が、例えば図５および図８に示すように、センサ１１８の共振周波数よりも高い場合、測定振動子１４２の周波数は参照線２００に関連する周波数であり、測定振動子１４２の電圧２０４は下降部分１６６に関連する最小値よりも大きな値になる。

[0047]この状況における測定振動子１４２は、図７の状況とは異なり、下降部分１６６の最小値の右側の下降部分の部分で動作している。そのため、制御信号１７０が参照線１７４のところの基底値から参照線１７６のところの最大値まで増加すると、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線２００に関連する周波数から参照線２０２に関連する周波数に増加する。したがって、測定振動子１４２の電圧の測定値２０４は、この段階の間中、常に初期値（Ｖ_０ ^２）よりも大きくなる方向に変化する。制御信号１７０が減少して参照線１８２のところの基底値に戻ると、電圧２０４はＶ_０ ^２に減少する。

[0048]制御信号１７０は、参照線１８２のところの基底値から最小値まで減少し続ける。したがって、測定振動子１４２の共振周波数は、参照線２００で示す周波数から下降部分１６６に関連する最小値に減少する。制御信号１７０は、電圧の測定値２０４が下降部分１６６に関連する最小値に減少した後でも減少し続ける。したがって、電圧２０４は、制御信号１７０が最小値に達する前に増加し始める。次いで、制御信号１７０は増加して基底値に戻り、電圧２０４はＶ_０ ^２未満になり、次いで増加してＶ_０ ^２に戻る。

[0049]この状況では、参照線１７４から参照線１８２までの利得２０４の平均値は、図５で示すように大きな正の値になるが、参照線１８２から参照線１８４までの利得２０４の平均値はわずかに正となる。そのため、位相補正された低周波信号を用いる伝達関数によって上記で論じたやり方で生成される全体信号は大きな正の信号になる。したがって、フィルタ１５０の出力は正になる。

[0050]次いで、フィルタ１５０の正の出力を用いて、測定振動子１４２の共振周波数が減少するようにＰＩＤコントローラ１５２からのコントローラ信号を改変する。そのため、測定振動子１４２がセンサ１１８の共振周波数よりも高い周波数を中心とした場合、ＰＩＤコントローラ１５２によって生成されるコントローラ信号は、測定振動子１４２をより低い周波数に向かって制御する。

[0051]このように、電子アセンブリ１２０は測定振動子１４２をセンサＬＣタンクの共振周波数に自動的に制御するが、センサＬＣタンクの共振周波数はセンサコンパートメント１１２内の圧力の変化とともに変動する。したがって、センサＬＣタンクの共振周波数と同じである測定振動子１４２の周波数は、周波数カウンタ１５６によって特定され、別のシステムまたはコンポーネントへの出力に利用し得る。

[0052]周波数カウンタ１５６は、正確な周波数決定を容易にするために水晶発振器などの精密周波数基準を含み得る。あるいは、可変キャパシタ１４０のキャパシタ値を用いて測定振動子１４２の周波数を特定し得る。スイッチトキャパシタアレイを可変キャパシタ１４０として用いる場合には、キャパシタ値はデジタル値として利用可能である。この実施形態では、基準周波数は必要とされない。

[0053]したがって、センサアセンブリ１００は、センサコンパートメント１１２内の過酷な温度あるいは液体または気体であり得る流体から電子アセンブリ１２０を保護しながら、センサコンパートメント１１２内の圧力に関連するデータを提供する。

[0054]これに対して、センサ１１８は、センサコンパートメント１１２内に配置され、そのため、潜在的に過酷な環境に暴露される。センサ１１８は、パッシベーション層、保護ゲルなどの被覆によって保護し得る。一実施形態では、このセンサは、刺激性の媒体からの悪影響に耐える材料だけを用いて形成される。このような材料には、シリコン、白金、および金が含まれる。

[0055]図２の実施形態では、センサコイル１２４は、温度の関数として抵抗率の変化を示す材料でできている。温度依存性の抵抗値を有する材料を用いると、コイル１２４の温度を確定することができる。

[0056]温度の特定は、測定振動子１４２がコイル１２４の共振周波数で、または少なくとも下降部分１６６の範囲内にあるときの電子アセンブリ１２０の動作を観察することによって行われる。一手法では、低周波信号が印加されたときの測定振動子１４２の電圧の測定値の変化を特定する。図４を参照して上記で論じたように、下降部分１６６は、コイル１２４のインピーダンスがコイル１３０に反射することによって生じる。そのため、下降部分の形状は、センサ１１８のＱ値に逆比例するコイル１２４のインピーダンスの関数であり、コイル１２４のインピーダンスはコイル１２４の温度に応じて変化する。具体的には、コイル１２４のインピーダンスが増加すると、下降部分１６６の周波数幅が広がり、下降部分１６６の深さが浅くなる。

[0057]したがって、測定振動子１４２に印加される低周波信号によって生じる変化など、周波数の既知の変化の場合、インピーダンスが増加すると、電圧変化の振幅がより小さくなることが測定振動子１４２について観察される。したがって、変移する電圧の振幅変化は、センサ１１８の温度を示すことになる。

[0058]あるいは、測定振動子１４２の電圧を用いることができる。具体的には、フィルタ１５０からのフィルタ済み信号である下降部分１６６の最小値はコイル１２４のインピーダンスに関連するので、観察される最小電圧の変化はセンサ１１８の温度を示すことになる。

[0059]温度に加えて他のメカニズムもセンサアセンブリ１００の正確さに影響を及ぼし得る。１つのこのようなメカニズムは、センサアセンブリ１００の電圧の測定値が周波数に依存する場合である。例えば、図４でわかるように、電圧は、ほぼ参照線１６２および１６４のところでピークになり、下降部分１６６内に降下するだけでなく、参照線１６４に関連する周波数よりも高い周波数および参照線１６２に関連する周波数よりも低い周波数で降下する。したがって、測定振動子１４２が下降部分１６６に関連する周波数で動作していない場合、測定振動子１４２は、下降部分１６６内に入らないことがある。したがって、センサアセンブリ１００が、確実に下降部分１６６内で動作し、線１６０に沿った別の場所では動作しないことを保証するアルゴリズムまたは他のメカニズムが提供されることが好ましい。

[0060]さらに、センサアセンブリ１００が可変キャパシタ１４０に低周波信号を印加すると、得られる電圧または利得は最終的にＰＩＤコントローラ１５２に伝達され、その結果、加算器１５４からの制御信号が改変される。ここで、この低周波信号はセンサアセンブリ１００にいくらかの量のノイズを付加する。図９に示すシステム２１０はこのタイプのノイズを低減する。

[0061]システム２１０は、測定振動子２１２および制御システム２１４を含む。測定振動子２１２は、１次コイル２１６および可変キャパシタ２１８を含む。システム２１０はさらに、キャパシタ２２０、利得可変相互コンダクタンス増幅器（可変利得演算相互コンダクタンス増幅器）（ｇｖＯＴＡ）２２２、および自動利得制御部２２４を含む。ｇｖＯＴＡ２２２は、フィードバック電圧制御電流源として機能する。フィードバック電圧制御は、可変キャパシタ２１８およびキャパシタ２２２からなる容量性分圧器によって行われる。

[0062]動作においては、制御システム２１４は、ｇｖＯＴＡ２２２の利得を制御することによってシステム２１０の振幅を一定に維持する。そのため、制御システム２１４が周波数の減少を検出すると、可変キャパシタ２１８の容量を減少させる信号が可変キャパシタ２１８に提供される。したがって、測定振動子２１２の共振周波数は増加し、測定振動子２１２を駆動するのに必要とされる電流は小さくなる。同時に周波数が改変され、可変キャパシタ２１８とキャパシタ２２０の間の電圧は、可変キャパシタ２１８の容量が減少しているので減少する。

[0063]この減少した電圧をｇｖＯＴＡ２２２が感知して、ＡＧＣ２２４に提供される電流を小さくする。このように、強制的にＡＧＣ２２４を動作させてｇｖＯＴＡ２２２の電流出力を減少させるのではなく、可変キャパシタ２１８の容量の改変が、測定振動子２１２の共振周波数を変化させ、ｇｖＯＴＡ２２２の電流出力も減少させるように機能する。したがって、低周波信号を導入することに関連するノイズが低減される。

[0064]センサ１００用に選択されたコンポーネントは、センサ１００の正確さに影響を及ぼす他のメカニズムに関連し得る。例えば、可変キャパシタ１４０／２２０はバラクターダイオード（可変容量ダイオード（バリキャップ））とし得る。デジタル制御システムを用いることができるようにバラクターダイオードシステム内にデジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）を組み込むことができる。別の実施形態では、可変キャパシタ１４０／２２０にスイッチトキャパシタ技術を採用する。スイッチトキャパシタシステムは、２値重み付けキャパシタ（例えばＣ−２Ｃ構成）を組み込むことができる。単位キャパシタをさらに組み込んで整合問題を最小限に抑えることができる。

[0065]しかし、２値重み付けＣ−２Ｃシステムは、容量の望まれない充電および放電が生じ得る。例えば、キャパシタアレイが全域値の半値に近づき、それを通過すると、半値に近づいたときに全域値を示す小さなキャパシタが放電し、システムが全域値の半値未満になったときに充電されない最大のキャパシタが充電される。そのため、振幅制御（ＡＧＣ）により、一般にセンサ信号に影響を及ぼすノイズが導入されることになる。

[0066]キャパシタ関連ノイズを低減する一手法は、図１０に示すスイッチトキャパシタ２３０などのスイッチトキャパシタを組み込むことである。スイッチトキャパシタ２３０は、復号器２３２、複数のスイッチングトランジスタ２３４、およびそれぞれの複数の単位キャパシタ２３６を含む。各スイッチングトランジスタ２３４は復号器２３２を介して個々に制御される。そのため、スイッチトキャパシタ２３０は、デジタル的に実装される制御部から直接制御し得る。

[0067]スイッチングトランジスタ２３４はＮ−ＭＯＳトランジスタとし得る。例として、スイッチングトランジスタ２３４は、（図示しない）ウェル内に配置し得る。このウェルには、抵抗値を減少させることによって、スイッチングトランジスタが最適に利用される電圧でバイアスをかけることができる。スイッチングトランジスタのゲート電圧を制御するためのレベルシフタを組み込むことによりシステムの抵抗値を減少させる。

[0068]スイッチトキャパシタシステムでは、非可変キャパシタ（例えば、キャパシタ２２０）の両端の電圧は、可変キャパシタのスイッチングトランジスタの閾値電圧よりも小さくなければならない。図１１に、非可変キャパシタ２８０の電圧を良好に制御するシステムを示す。図１１の測定振動子２５０は、ｇｖＯＴＡ２５２、ＯＰＡ２５４、およびＰＩＤ ＯＰＡ２５６を含む。ｇｖＯＴＡ２５２の一方の入力（第３の入力）２５８は定電圧源に接続される。図１１に、このような電圧源の一実施形態をＯＰＡ２６２の出口２６０として示す。ＯＰＡ２６２の一方の入力２６４には、抵抗器２６６および抵抗器２６８によって実現される分圧器によってバイアスがかけられる。ＯＰＡ２６２の他方の入力２７０は、キャパシタ２７２を介してＯＰＡ２６２の出力２６０に接続されて電圧フォロワ（ボルテージフォロワ）を形成する。キャパシタ２７２は任意選択であり、典型的には、選択されたＯＰＡ２６２が特定の回路に対して所望どおりに強力でも高速でもない場合に用いられる。

[0069]ｇｖＯＴＡ２５２の第２の入力２７４には、可変キャパシタ２７６によって実現される容量性分圧器によってバイアスがかけられる。可変キャパシタ２７６は、ＶＤＤ２におけるウェル内の複数のスイッチトキャパシタの１つであるスイッチ２７８と、キャパシタ２８０とを含む。抵抗器２８２は、ｇｖＯＴＡ２５２の入力２５８と入力２７４の間でキャパシタ２８０と並列になっている。可変キャパシタ２７６およびキャパシタ２８０はコイル２８４と並列になっている。コイル２８４は、コイル１２４などのセンサコイルと結合する１次コイルとして機能する。コイル２８４（測定振動子Ｌ−Ｃタンク）の一方の側はｇｖＯＴＡ２５２の出力２８６に接続され、測定振動子（コイル２８４又は測定振動子Ｌ−Ｃタンク）の他方の側はｇｖＯＴＡ２５２の出力２８８に接続される。

[0070]ｇｖＯＴＡ２５２の出力２８８はさらに、Ｎ型トランジスタ（第１のトランジスタ）２９０およびＰ型トランジスタ（第２のトランジスタ）２９２に接続される。Ｎ型トランジスタ２９０は、キャパシタ（第１のキャパシタ）２９６を充電するように構成され、弱い電流源２９８はキャパシタ２９６と並列に配置されてキャパシタ２９６を放電させる（第１の供給源フォロワ）。Ｐ型トランジスタ２９２は、ＯＰＡ２５４の入力３００に接続され、さらにキャパシタ（第２のキャパシタ）３０２を放電させるように構成される。弱い電流源３０４は、キャパシタ３０２と並列に配置されてキャパシタ３０２を充電する（第２の供給源フォロワ）。

[0071]この実施形態のＯＰＡ２５４の出力３０６は、ＯＰＡ２５４の第２の入力３０８に接続され、かつ、抵抗器３１０を介して、ＰＩＤ ＯＰＡ２５６の第２の入力３１２に接続される。ＰＩＤ ＯＰＡ２５６の出力３１４は、キャパシタ３１６および抵抗器３１８を介してＰＩＤ ＯＰＡ２５６の第２の入力３１２に接続される。ＰＩＤ ＯＰＡ２５６の出力３１４は、ｇｖＯＴＡ２５２の利得も制御する。

[0072]トランジスタ２９０／２９２、キャパシタ２９６／３０２、および電流源２９８／３０４は、ＰＩＤ ＯＰＡ２５６の入力２９４にｇｖＯＴＡ２５２の最大電圧出力を印加し、ＯＰＡ２５４の入力３００にｇｖＯＴＡ２５２の最小電圧出力を印加するように構成される。こうした電圧の印加が実現するのは、トランジスタ２９０がキャパシタ２９６を急速に充電し、電流源２９８がキャパシタ２９６をゆっくりと放電させるからである。したがって、入力２９４に接続されるキャパシタ２９６は、ｇｖＯＴＡ２５２の最大出力電圧からトランジスタ２９０の閾値電圧を引いた電圧に維持される。

[0073]これに加えて、トランジスタ２９２はキャパシタ３０２を急速に放電させ、電流源３０４はキャパシタ３０２をゆっくりと充電する。したがって、入力３００に接続されるキャパシタ３０２は、ｇｖＯＴＡ２５２の最小出力電圧にトランジスタ２９２の閾値電圧を加えた電圧に維持される。あるいは、ＰＩＤ ＯＰＡ２５６の入力２９４にｇｖＯＴＡ２５２の最大電圧出力を印加し、ＯＰＡ２５４の入力３００にｇｖＯＴＡ２５２の最小電圧出力を印加するサンプルホールド回路を備えてもよい。

[0074]したがって、整合したキャパシタ２９６および３０２の電圧で動作すると、コイル２８４ならびにキャパシタ２７６および２８０を備える測定振動子のピークツーピーク電圧は、トランジスタ２９０／２９２の平均閾値と等しくなる。このように、トランジスタ２９０／２９２の閾値は、スイッチ２７８の両端に印加される所望の電圧を確立するように選択し得る。さらに、キャパシタ２７６とキャパシタ２８０の間の電圧のＤＣ部分は抵抗器２８２によって確立される。一実施形態では、抵抗器２８２は高オーム抵抗器である。あるいは、弱い電流源を用いて、キャパシタ２７６とキャパシタ２８０の間で所望の電圧を確立してもよい。

[0075]上記で特定したものに加えて、上記の回路にいくつかの改変を組み込むことができる。例として、ＯＰＡ２５６を中心としたＰＩＤコントローラ回路をＰＩコントローラ回路に置きかえることができる。それに加えて、調整可能なコントローラを用いて、特定のセンサコイルまたは周波数範囲に対してセンサシステム２５０を最適化することができる。ｇｖＯＴＡ２５２は、異なるセンサ要素または温度領域で用いるためにセンサシステム２５０を最適化する利得範囲スイッチング機能を備えることもできる。それに加えて、特定の応用例のために他のコンポーネントをセンサシステム２５０に組み込むことができる。例えば、線形化回路を組み込んでｇｖＯＴＡ２５２の電圧利得を線形化することができる。

[0076]理想的な状況では、ｇｖＯＴＡ２５２を含めることにより、周波数に無関係な応答が得られる。しかし、典型的には、ｇｖＯＴＡは何らかの周波数依存特性を示す。例えば、ｇｖＯＴＡの利得は、典型的には、高周波域で減衰する。したがって、高周波域では測定振動子はより大きな利得を必要とする。図１２のセンサシステム３５０はこの影響を低減する。

[0077]センサシステム３５０は、システム２５０と同じコンポーネントの多くを含むので、システム２５０のコンポーネントと同様に番号を付ける。システム２５０とシステム３５０の１つの差異は、ｇｖＯＴＡ２５２の代わりに、システム３５０はｇｖＯＴＡ３５２を含むことである。ｇｖＯＴＡ３５２は、システム２５０の入力２５８および２７４と同様に構成される入力３５４および３５６を含む。ただし、ｇｖＯＴＡ３５２の出力３５８は、入力３５４には接続されない。これに加えて、ｇｖＯＴＡ３５２は、２つの追加の入力である入力３６０および３６２を含む。入力３６０は出力３５８に接続され、入力３６２および入力３５４はＬＣタンクの下側のレッグに接続され、このレッグでの電圧はＯＰＡ２６２の出力２６０によって確立される。

[0078]そのため、ｇｖＯＴＡ３５２の構成は、ｇｖＯＴＡ３５２内で入力間の差動電圧が所望どおりの固定比または可変比で加算されるように改変されている。一実施形態では、ｇｖＯＴＡ３５２の入力は、図１３に示す、規定されたトランジスタ比を有する並列の２つの入力トランジスタ対を採用する標準差動Ｎ−ＭＯＳ入力段として構成される。図１３の入力部３７０は、入力段トランジスタ３７２、３７４、３７６、および３７８を含む。

[0079]入力トランジスタ３７２および３７８は一方の入力対として構成され、入力トランジスタ３７４および３７６は第２の入力対として構成される。これら対になったトランジスタ３７２、３７４、３７６、および３７８によって生成される信号は、差動増幅器段のドレイン接続部で加算される。この加算の際の比は、入力トランジスタ相互のＷ／Ｌ比によって定義されるものである。例として、トランジスタ３７４の入力の幅がトランジスタ３７２の入力の幅の２倍である（長さは同じ）場合、トランジスタ３７４の入力における信号は、トランジスタ３７２の入力に対する入力信号よりも２倍大きく増幅される。したがって、ｇｖＯＴＡ３５２の利得は、Ｃ１／Ｃ２の比およびトランジスタ３７２の入力とトランジスタ３７４の入力のＷ／Ｌを選択することによって確立し得る。

[0080]容量性分圧器（可変キャパシタ２７６）の利得も、システム３５０ではトリミング可能なキャパシタ（可変コンデンサ又はトリマコンデンサ）であるキャパシタ４００によって調整することができる。図１４に、キャパシタ４００の容量を変化させることの効果を示す。図１４は、コイル２８４とセンサコイルの間に結合がない状態のｇｖＯＴＡ３５２の利得と周波数の関係を示すグラフである。測定振動子周波数応答曲線４０４、４０６、４０８、４１０、および４１２は、小さい値（曲線４０４）からより大きい値まで繰り返し容量を変化させる効果を反映しており、曲線４１２は最高値を表す。

[0081]このように、キャパシタ４００は、測定振動子周波数応答を、負の傾き（曲線４０４）から実質的に平ら（曲線４１０）に、そして正の傾き（曲線４１２）に改変し得る。傾き４１０に関連する容量を選択し、コイル２８４をコイル１２４に結合することによって、図１５の測定振動子周波数応答曲線４１６が得られる。このように、所望の傾きを選択して、コイル２８４がコイル１２４などのセンサコイルに結合するときに所望の動作特性を得ることができる。

[0082]本発明を例示システムコンポーネントの説明によって示し、様々なコンポーネントをかなり詳細に説明してきたが、出願人は添付の特許請求の範囲をこのような細部に限定または制限することを意図するものではない。追加の利点および改変が当業者には容易に想起されよう。したがって、本発明は、その最も広範囲な態様において、上記で示し説明した特定の細部、実装形態、または例示実施例に制限されるものではない。したがって、出願人の全体的な発明の概念の趣旨または範囲から逸脱することなく、このような細部からの逸脱が可能である。

Claims (23)

1. 特定用途向け集積回路とともに用いるための圧力センサアセンブリであって、
   容量性センサと、
   第１のセンサコンパートメント内に配置され、前記容量性センサに動作可能に接続されてセンサＬ−Ｃタンク回路を形成するセンサコイルと、
   第２のセンサコンパートメント内に配置された測定コイルを含み、前記センサコイル、及び測定振動子の出力に基づいて測定振動子用の制御信号を提供するように構成されたフィードバック回路から離間された測定振動子と、
   前記測定振動子に低周波信号を提供するように構成される低周波信号源と、を備える
   アセンブリ。
2. 前記センサコイルは前記容量性センサに熱的に接続され、前記センサコイルは、温度が変化すると抵抗率の変化を示す材料を含む、請求項１に記載のアセンブリ。
3. 前記測定振動子は、前記フィードバック回路に動作可能に接続される第１の入力を有する可変利得演算相互コンダクタンス増幅器（ｇｖＯＴＡ）を備える、請求項１に記載のアセンブリ。
4. 前記ｇｖＯＴＡの第１の出力は測定振動子Ｌ−Ｃタンクの第１の端部に接続され、
   前記ｇｖＯＴＡの第２の出力は前記測定振動子Ｌ−Ｃタンクの第２の端部に接続される、
   請求項３に記載のアセンブリ。
5. 前記測定振動子は、
   前記ｇｖＯＴＡの第１の出力および前記ｇｖＯＴＡの第２の入力に動作可能に接続される第１の可変容量キャパシタと、
   前記ｇｖＯＴＡの前記第２の入力および前記ｇｖＯＴＡの第３の入力に動作可能に接続される第２のキャパシタと、を備える
   請求項３に記載のアセンブリ。
6. 前記第２のキャパシタはトリミング可能なキャパシタである、請求項５に記載のアセンブリ。
7. 前記トリミング可能なキャパシタはスイッチトキャパシタである、請求項６に記載のアセンブリ。
8. 前記第１の可変容量キャパシタはスイッチトキャパシタである、請求項５に記載のアセンブリ。
9. 前記ｇｖＯＴＡの前記第２の入力と前記ｇｖＯＴＡの前記第３の入力の間に動作可能に接続される抵抗器をさらに備える、請求項５に記載のアセンブリ。
10. 前記ｇｖＯＴＡの第２出力は前記第２のキャパシタに動作可能に接続される、請求項３に記載のアセンブリ。
11. 前記ｇｖＯＴＡは第１の入力トランジスタ対および第２の入力トランジスタ対を含む差動Ｎ−ＭＯＳ入力段を備え、前記第２の入力トランジスタ対は前記第１の入力トランジスタ対に並列である、請求項３に記載のアセンブリ。
12. 前記ｇｖＯＴＡの出力に動作可能に接続される第１のトランジスタ、前記第１のトランジスタの第１のドレインに動作可能に接続される第１のキャパシタ、および前記第１のキャパシタに動作可能に接続され、前記第１のキャパシタを放電させるように構成される弱い電流源を含む第１の供給源フォロワと、
    前記ｇｖＯＴＡの前記出力に動作可能に接続される第２のトランジスタ、前記第２のトランジスタの第２のドレインに動作可能に接続される第２のキャパシタ、および前記第２のキャパシタに動作可能に接続され、前記第２のキャパシタを充電するように構成される弱い電流源を含む第２の供給源フォロワと、をさらに備え、
    前記第１の供給源フォロワおよび前記第２の供給源フォロワは、測定振動子信号の振幅を検出し、コントローラに振幅参照信号を提供するように構成される、請求項３に記載のアセンブリ。
13. 前記ｇｖＯＴＡは単一の出力を有する単一端ｇｖＯＴＡであり、
    前記ｇｖＯＴＡの前記出力は測定振動子Ｌ−Ｃタンクの第１の端部に接続され、
    前記測定振動子Ｌ−Ｃタンクの第２の端部はＡＣ経路を介して前記ｇｖＯＴＡと共通の接地に接続される、
    請求項３に記載のアセンブリ。
14. 前記フィードバック回路は、
    復調された測定振動子信号を受け取るように構成される比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラを備える、
    請求項１に記載のアセンブリ。
15. 流体の圧力を特定する方法であって、
    前記流体から隔離された測定振動子をセンサコンポーネントに結合するステップと、
    前記結合を介して前記センサコンポーネント内に循環電流を確立するステップと、
    前記結合されたセンサコンポーネントの容量性センサを前記流体に暴露するステップと、
    前記暴露に基づいて前記センサコンポーネントの共振周波数を確立するステップと、
    前記結合された測定振動子の周波数を変化させるステップと、
    前記変化した周波数を有する前記測定振動子について電圧の変化を生成するステップと、
    前記生成された電圧変化に基づいて前記測定振動子の周波数を制御するステップと、
    前記測定振動子の前記制御された周波数に基づいて前記流体の前記圧力に関連する信号を生成するステップと、
    を含む方法。
16. 前記生成された電圧変化に基づいて前記センサコンポーネントの温度に関連する信号を生成するステップをさらに含む、
    請求項１５に記載の方法。
17. 電圧変化を生成するステップが、
    測定振動子制御信号に低周波信号を印加するステップを含む、
    請求項１５に記載の方法。
18. 前記結合された測定振動子の周波数を変化させるステップが、
    前記測定振動子内のキャパシタの切り替えられる容量を改変するステップを含む、
    請求項１５に記載の方法。
19. 前記流体の前記圧力に関連する信号を生成するステップが、
    前記改変された容量に基づいて前記流体の前記圧力に関連する信号を生成するステップを含む、
    請求項１８に記載の方法。
20. トリミング可能なキャパシタを有する前記測定振動子の動作周波数応答を確立するステップをさらに含む、
    請求項１５に記載の方法。
21. 前記測定振動子の周波数を制御するステップが、
    第１の供給源フォロワおよび第２の供給源フォロワを用いて測定振動子信号の振幅を検出するステップと、
    前記第１の供給源フォロワおよび前記第２の供給源フォロワを用いて振幅参照信号を提供するステップと、を含む、
    請求項１５に記載の方法。
22. 前記測定振動子の周波数を制御するステップが、
    Ｌ−Ｃタンクの第１の端部に可変電流演算相互コンダクタンス増幅器（ｇｖＯＴＡ）の第１の出力を提供するステップと、
    Ｌ−Ｃタンクの第２の端部に前記ｇｖＯＴＡの第２の出力を提供するステップと、を含む、
    請求項１５に記載の方法。
23. 前記測定振動子の周波数を制御するステップが、
    可変電流演算相互コンダクタンス増幅器（ｇｖＯＴＡ）の第１の入力と前記ｇｖＯＴＡの第２の入力の間に第１のキャパシタを接続するステップと
    前記ｇｖＯＴＡの前記第２の入力と前記ｇｖＯＴＡの出力の間に第２のキャパシタを接続するステップと、
    容量性分圧器を用いて前記第２の入力に電圧を確立するステップと、を含む、
    請求項１５に記載の方法。

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