JP2013520153A - 低減された電力損失の電源システム、電子装置及びコントローラ - Google Patents

Abstract

第１の入力部２０６、出力部２１８、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４、整流回路２１２及び電圧制限器２１４を有する電源システム２００が供給される。ＡＣ電圧は、第１の入力部により受け取られる。電力は、出力部を介して負荷２１６へ供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータは第１の入力部に容量結合される第２の入力部２０３を有し、ＤＣ−ＤＣコンバータは出力部へ電力を供給する。整流回路は、第１の入力部と容量結合され、第１の入力部と出力部との間に配置される。整流回路は、整流された出力電圧を出力部へ供給する。電圧制限器は、出力部に結合され、整流電圧を事前に決められた電圧に制限する。

Description

本発明は、容量性結合電源システムの分野に関する。

家庭機器は、しばしば、メイン電圧から供給される電力段及び低供給電圧を必要とするコントローラを持つ。コントローラは、電力段をオン／オフ切換えし、その動作を制御する。電力段は、家庭機器の主要な機能を実施する。コントローラは、電力段をオンオフ切換えするため、例えば、押しボタン又は遠隔制御装置からの信号に応答する。家庭機器がメイン電圧に接続されるとき、コントローラは、家庭機器がスイッチオンされるべきことを示す信号を監視するだけである。電力段がスイッチオフであるモードは、スタンバイモードと呼ばれる。スタンバイモードにおいて、低電圧の少ない電力だけが、コントローラ及び／又は任意の遠隔制御センサを起動させるために消費される。機器をスイッチオンするための信号が受信されるとき、コントローラは動作モードに入る。電力段はスイッチオンされ、コントローラは電力段を制御し始める。更に、コントローラは、ユーザから付加的な入力を受信し、及び／又はユーザにフィードバックを提供するためのユーザインタフェースをスイッチオンする。ユーザインタフェースは、同様に低供給電圧で一般に給電される。動作モードにおいて、待機電力より多くの電力が、低供給電圧回路により消費される。

斯様な家庭機器の例は、押しボタンによってオン／オフが切り換えられるコーヒーメーカーである。コーヒーメーカーがオン／オフプッシュボタンを押すことによりスイッチオンされるとき、コントローラは、コーヒーを入れる種々異なる段階に依存して、加熱素子の動作及び例えば揚水ポンプの動作が制御される動作モードにコーヒーメーカーを切換える。オン／オフプッシュボタンが再び押されるとき、コントローラは加熱素子及び／又は揚水ポンプのスイッチを切って、押しボタンからの信号だけが監視されるスタンバイモードに入る。

低供給電圧は、しばしば容量性電源により供給される。容量性電源は、ＡＣメイン電圧との容量性結合を供給し、チャージポンプとして作用するキャパシタを持つ。整流回路は、ツェナーダイオードによりしばしば低電圧に制限される直流電圧を得るために用いられる。整流回路の特定の構成に依存して、ＡＣメイン電圧波の半波だけが、低ＤＣ供給電圧へ変換されるか、又は、全波整流が実行される場合、全体のＡＣメイン電圧波が変換される。しばしば、サージ抵抗がキャパシタと直列に結合され、しばしば、ブリーダ抵抗がキャパシタと並列に結合される。サージ抵抗は電源をメイン電圧ピークから保護し、ブリーダ抵抗は電源がメイン電圧から分離されるときキャパシタを放電させる。

キャパシタが電力を放散しないので、容量性電源は比較的効率的な電源である。しかしながら、容量性電源は、供給される最大電流がメイン電圧周波数でのキャパシタのインピーダンスにより制限されるので、限定された量の電力だけを供給できる。容量性電源は、家庭機器の動作モードで供給されるべき電力の最大量のために必要な大きさになされる。しかしながら、より少ない電力が装置により消費される場合、容量性電源は余剰エネルギーを放散する。特にスタンバイモードでは、動作モードで装置に供給された電力はスタンバイモードでツェナーダイオードにより放散されるので、あまりに多くの電力がツェナーダイオードにより放散される。更に、サージ抵抗及びブリーダ抵抗は、スタンバイモードと同様に動作モードでも電力を放散する。特に、スタンバイモードでの電力放散は、あまりに高くて、容量性電源の効率が、スタンバイモードであまりにも低い。

サージ抵抗、ブリーダ抵抗及びツェナーダイオードの電力放散は、キャパシタの静電容量に対して線形又は二乗の関係を持つ。より小さなキャパシタが、より小さな電力損失に結果としてなる。最大供給可能な電力もキャパシタの静電容量と線形関係を持つので、キャパシタの静電容量を減らすことは、しばしば可能でない。

本発明の目的は、より効率的な電源システムを提供することにある。

本発明の第１の態様は、請求項１に記載の電源システムを提供する。本発明の第２の態様は、請求項１３に記載の電子装置を提供する。本発明の第３の態様は、請求項１４に記載の電子装置を提供する。本発明の第４の態様は、請求項１５に記載のコントローラを提供する。有利な実施例は、従属請求項に規定されている。

本発明の第１の態様による電源システムは、ＡＣ電圧を受信するための第１の入力部と、負荷へ電力を供給するための出力部とを有する。電源システムは、更に、ＤＣ−ＤＣコンバータと整流回路と電圧制限器とを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータは、電源システムの出力部へ電力を供給し、第１の入力部と容量結合される第２の入力部を有する。整流回路は、第１の入力部と容量結合され、第１の入力部と出力部との間に配置されている。整流回路は、整流された出力電圧を出力部へ供給する。電圧制限器は、出力部と結合され、整流された出力電圧を事前に決められた電圧に制限する。

負荷により消費される電力は、電源システムの２つの部分を介して供給される。１つの部分は、メイン電圧に容量結合される整流回路である。整流回路は、出力部を介して負荷へ整流電圧を供給する。電源システムの出力部の整流電圧は、電圧制限器により事前に決められた電圧に制限されている。整流回路を介して供給される電力量は、整流回路を電源システムの第１の入力部と結合させるキャパシタの静電容量により制限される。しかしながら、整流回路を介して供給される全ての電力が負荷により消費されるわけではない場合、出力電圧は、増大する傾向にある。出力電圧があまりに多く増大する場合、電圧制限器は、整流回路から受け取られる電力の一部を消費することにより事前に決められた電圧を超える増大を防止する。

電源システムの他の部分は、ＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータは、メイン電圧に容量結合される第２の入力部を持つ。ＤＣ−ＤＣコンバータは、第２の入力部により受け取られる第１の電圧を第２の電圧へ変換し、電源システムの出力部へ電力を供給する。

電源システムを有する装置のスタンバイモードでは、負荷は多くの電力を消費しない。待機電力は、整流回路を介して供給される。動作モードで、負荷は、より多くの電力を消費し、付加的な電力がＤＣ−ＤＣコンバータにより供給される。よって、整流回路を第１の入力部と容量結合させるキャパシタ及び整流回路は、スタンバイモードの電力要件だけに基づいて必要な大きさにされる。整流回路の容量性結合のキャパシタンスをスタンバイモードの電力使用に合せることは、スタンバイモードでの電圧制限回路により、整流回路を介して供給される多くの電力放散を防止する。よって、電源システムは、スタンバイモードにおいてより効率的に動作する。

ＤＣ−ＤＣコンバータの容量性結合を供給するキャパシタ及びＤＣ−ＤＣコンバータは、動作モードでの負荷の予想される電力使用のために必要な大きさにされる。多くの電力が負荷により消費されない場合、ＤＣ−ＤＣコンバータは変換しないか、又は少量の電力だけを変換する。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータも幾らかの電力を放散することが知られているが、ＤＣ−ＤＣコンバータは、比較的効率的である。よって、スタンバイモードで、ＤＣ−ＤＣコンバータの可能性がある小さな電力放散は、電圧制限器の電力放散の比較的大きな低減を上回らない。

更に、ＤＣ−ＤＣコンバータは、しばしば、ＤＣ−ＤＣコンバータが電磁互換性があるようなフィルタ回路を必要とする。本発明の第１の態様による電源システムのＤＣ−ＤＣコンバータは、斯様なフィルタ回路に電磁互換性がある電源システムを提供する必要がないことが、発明者によりわかった。

電源システムの入力部により受け取られるＡＣ電圧は、メイン電圧でもよいが、同様に他のＡＣ電圧でもよい。ＡＣ電圧の電圧レベルが正の電圧と負の電圧との間で交番することを、ＡＣ電圧が必ずしも意味する必要がないという点に留意されたい。電圧レベルは、また、２つの異なる正の電圧間で、又は２つの異なる負の電圧間で交番してもよい。ＡＣ電圧への整流回路及びＤＣ−ＤＣコンバータの容量性結合は、１つの共有キャパシタにより、又は、各特定のキャパシタがＤＣ−ＤＣコンバータ若しくは整流回路により使われる複数のキャパシタにより供給される。容量性結合のため、回路は、チャージポンプ挙動を持つ。整流回路は、ＡＣ電圧が増大するとき、又はＡＣ電圧が減少するときだけ、電流を流す半波整流回路でもよい。整流回路は、ＡＣ電圧が増大するときや、ＡＣ電圧が減少するとき、電流を流す全波整流回路でもよい。ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力ＡＣ電圧のＡＣ波の半分の電力、例えば、ＡＣ波の増大している電圧部分だけを受信し、整流回路は、ＡＣ波の残り半分、例えば、ＡＣ波の減少している電圧部分だけを整流する。更に、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ−ＤＣコンバータの特定タイプに限定されない。電圧制限器は、出力部の電圧を制限又は安定させるツェナーダイオード又は集積回路である。

整流回路が、実質的にゼロに等しい値である正と負との間で交番するのではなく、最小値と最大値との間で交番する電圧である整流電圧を供給することに留意されたい。最小値及び最大値は、同一符号を持ち、例えば、これら両方とも正である。実際的な実施例は、整流電圧は、実質的に安定な直流電圧であるより滑らかな整流電圧を得るためストレージキャパシタのようなエネルギー蓄積部に供給される。

実施例では、電源システムは、他の整流回路及び他の電圧制限器を更に有する。他の整流回路は、第１の入力部と容量結合され、第２の入力部へ他の整流電圧を供給する。他の電圧制限器は、第２の入力部と結合され、第２の入力部の他の整流電圧を他の事前に決められた電圧に限定する。

容量性結合のキャパシタは、電流源として作用する。キャパシタの必要な大きさ及び他の事前に決められた電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータにより受け取られ、ＤＣ−ＤＣコンバータにより変換される電力を決定する。特にスタンバイモードでの他の電圧制限器の電力放散とＤＣ−ＤＣコンバータにより変換される電力の量との間の最適条件が見つかるように、キャパシタの必要な大きさが実施される。よって、電源システムは、より効率的に動作する。

入力部のＡＣ電圧は、しばしばメイン電圧である。斯様な高電圧を受ける電源システムの部品は、高電圧に耐えるために必要な大きさにされる必要がある。特に、制御可能スイッチ及びおそらくコントローラのようなＤＣ−ＤＣコンバータの幾つかの部品は、高電圧のプロセスで製造されなければならず、これは結果的にＤＣ−ＤＣコンバータのかなり高価な部品となる。他の事前に決められた電圧を低電圧に制限することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの部品は、安い価格で製造される。

基本的に、実施例の電源システムは、２つの出力電圧を持つ全波容量性電源であり、これら出力電圧の一方がＤＣ−ＤＣコンバータにより他方の出力電圧に変換される。既知の全波電源は、しばしば、第１の出力電圧部、ニュートラルの出力端末及び第２の出力電圧部を持ち、第２の出力電圧の絶対値が第１の電圧の絶対値と同じであるが、第２の出力電圧の符号は第１の出力電圧の符号と異なる。しかしながら、１つの電圧だけが斯様な全波電源で供給される必要がある場合、１つの電圧が第１の出力電圧の出力端末と第２の出力電圧の出力端末との間に負荷を接続することにより得られるように、第１の電圧及び第２の電圧は当該１つの電圧へ低減されなければならない。しかし、必要な全出力電力が同じであり続ける必要があるとき、出力電圧を減らすことは、容量性結合のキャパシタの静電容量を増大することに結果としてなる。結果的に、より高い待機電力損失が導かれる。実施例による電源システムで、第１の電圧が第２の電圧に変換されるので、出力電圧は減らされる必要がない。よって、容量性結合のキャパシタの静電容量は増大される必要がなく、スタンバイモードの電力損失の増大が防止される。

他の実施例では、他の事前に決められた電圧の絶対値は、事前に決められた電圧の絶対値より大きい。

電源システムの幾らかの電力損失は、キャパシタの静電容量に対して線形であるか二乗の関係を持つ。特に、電圧制限器又は他の電圧制限器の電力の放散は、キャパシタの静電容量と線形関係を持つ。更に、電源システムの実際的な実施例で、容量性結合は、電力を放散させるサージ抵抗及びブリーダ抵抗を有し、これらの放散はキャパシタの静電容量に対してそれぞれ二乗及び線形の関係を持つ。

事前に決められた電圧は、負荷の要件により決定される。例えば、スタンバイモードで負荷により消費される電力は、整流回路を介して供給され、整流回路の容量性結合を介して供給される電流に依存する。容量性結合を整流回路に供給するキャパシタの静電容量は、スタンバイモードに対して最小化される。このように、電力損失は、整流回路を有する電源システムの第１の分岐で最小化される。

他の整流回路及びＤＣ−ＤＣコンバータを有する電源システムの第２の分岐は、電力の更なる量を、キャパシタの静電容量及び他の事前に決められた電圧の値により制限された出力へ供給する。キャパシタの静電容量は、ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の入力部に供給される最大の電流を決定する。同じ電流で他の事前に決められた電圧を増大することにより、第２の分岐を介して供給される電力量は、第２の分岐の容量性結合を供給するキャパシタの静電容量を増大させることなく増大される。よって、比較的低い量の電力が、他の電圧制限器で放散されるか、及び／又は第２の分岐の容量性結合のブリード及びサージ抵抗で放散される。

よって、第１の分岐及び第２の分岐の電力の放散は制限され、電源システムは、より効率的に動作する。

第２の入力部の電圧を電源システムの出力部に供給される電力へ変換する一方、ＤＣ―ＤＣコンバータは比較的効率的に動作し、少量の電力だけを放散する。ＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失は、容量性結合及び他の電圧制限器の電力損失の低減より非常に小さい。

第１の分岐の容量性結合は、第２の分岐のキャパシタ以外の他のキャパシタを介して供給されてもよい。また、１つのキャパシタだけが電源システムの入力部と整流回路両方との容量性結合を提供するために用いられてもよいことに留意されたい。特に、第１の分岐だけがＡＣ入力波の半波の電力を使用し、第２の分岐がＡＣ入力波の残り半波の電力を使用するとき、１つのキャパシタだけが使用され、これは、電源システムのコストに関して有利である。結果的に、ＡＣ入力波の半波の間でキャパシタが第１の分岐へ電流を供給し、残り半波の間、キャパシタが第２の分岐へ電流を供給する電源システムとなる。キャパシタの静電容量は、電流の値を決定する。特定の事前に決められた電圧及び特定の他の事前に決められた電圧を選択することにより、第１の分岐及び第２の分岐を介して供給される電力量は必要な大きさにされる一方、電力損失はキャパシタの静電容量により主に決定される。

他の実施例では、電源システムは、スタンバイモード、又は動作モードの何れかで動作する。動作モードでは、動作上の電力は負荷に供給され、スタンバイモードでは、待機電力は電源システムの出力部に供給される。電源システムは、他の電圧制限器と並列に配置される制御可能スイッチを更に有する。制御可能スイッチを閉じることにより、他の電圧制限器は短絡する。電源システムは、スタンバイモードで、制御可能スイッチを閉じるためのコントローラを更に有する。又は、電源システムは、他の整流回路及び容量性結合により共有されるノードとニュートラル電圧を持つ電源システムのノードとの間に配置される他の短絡制御可能スイッチを有し、スタンバイモードで他の短絡制御可能スイッチを閉じるためのコントローラを有する。

制御可能スイッチを閉じることは、他の電圧制限器間の電圧をゼロまで減らし、これは他の電圧制限器の電力放散を防止する。効果的に、スタンバイモードで、他の整流回路と入力部との間の容量性結合のキャパシタは、入力部のＡＣ電圧部と並列に接続される。ＡＣ電圧部と並列のキャパシタは、エネルギーを放散しない。更に、閉じたスイッチは、第２の入力部の電圧をゼロに下げ、これは、結果的にＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチを切ることになる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータは、スタンバイモードでエネルギーを放散できない。よって、閉じたスイッチは、スタンバイモードで結果的に、より効率的な電源になる。

電源システムにより供給される待機電力量が動作上の電力量より小さいことに留意されたい。更に、動作モードと同様にスタンバイモードで、電源システムは、電源システムのエネルギー損失のため、負荷により消費される電力量より第１の入力部でＡＣ電圧の多くのエネルギーを消費することに留意されたい。例えば、スタンバイモードで、電源システムによる全電力消費は、スタンバイモードでの電源システムによりの電力放散とスタンバイモードでの負荷による電力消費との加算である。

実施例では、他の事前に決められた電圧の絶対値は、事前に決められた電圧の絶対値の下位限界と事前に決められた電圧の絶対値より２０倍大きい値である上位限界とを持つ範囲にある。

他の実施例で説明されるように、他の事前に決められた電圧が事前に決められた電圧より大きいとすぐに、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び他の整流回路を有する電源システムの分岐は、より多くの電力を供給可能である。他方では、まだ同一の電力量が供給されなければならない場合、分岐の容量性結合を供給するキャパシタの静電容量は低減され、分岐の電力損失が低減される。他の事前に決められた電圧の上位限界は、ＤＣ−ＤＣコンバータの部品の生産コストにより主に制限される。例えば、他の事前に決められた電圧が例えば２．５ボルトであるとき、他の事前に決められた電圧に対する上位限界は５０ボルトであり、これはＤＣ−ＤＣコンバータの低電圧部品の使用だけを依然可能にする。一般に、低電圧部品は、１００ボルトより高い電圧に耐えるためには製造されていない。よって、他の事前に決められた電圧の上位限界は１００ボルトであるが、ファクタ２の安全性マージンにより、結果的により信頼性が高い電源システムとなる。

他の実施例では、事前に決められた電圧は、―５ボルトであり、他の事前に決められた電圧は、５から５０ボルトの範囲にある。

機器のメイン回路のトライアックが電源システムの出力からその電力を受信するコントローラにより切り換えられる必要がある場合、―５ボルトの事前に決められた電圧は、家庭機器の使用に適している。トライアック切換え信号が負の電圧であるとき、トライアックは、低電圧トライアック切換え信号からより少ない電力を消費する。

他の実施例では、事前に決められた電圧は、―３．３ボルトに略等しく、他の事前に決められた電圧は３．３から３３ボルトの範囲にある。

事前に決められた電圧が負の電圧である一方、他の事前に決められた電圧は正電圧である。これは、例えば、ＡＣ入力電圧波の減少している電圧部分に基づいて事前に決められた電圧の生成を可能にし、ＡＣ入力波の増大している電圧部分に基づいて他の事前に決められた電圧の生成を可能にし、他の実施例で説明されるように、これは、結果的にＡＣ入力電圧部に容量性結合を供給するキャパシタの低い静電容量となるので有利である。

他の事前に決められた電圧に対する５〜５０ボルトの範囲は、事前に決められた電圧と同じ絶対値である下位限界を持ち、低電圧範囲にある上位限界を持つので、高電圧の部品がＤＣ−ＤＣコンバータで用いられる必要はない。

電圧制限器がツェナーダイオードである場合、事前に決められた電圧に対する実際的な値が特定の電圧のツェナーダイオードの有効性のため―４．７ボルトであることに留意されたい。この場合、他の事前に決められた電圧は、４．７から５０ボルトまでの範囲の絶対値を持つ。

他の実施例では、電源システムは、負荷へ待機電力を供給するためのスタンバイモードで動作するため、又は負荷へ動作電力を供給するための動作モードで動作するように設けられる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、制御可能スイッチを有するバックブーストコンバータを有する。動作モードにおいて、制御可能スイッチは、インダクタンスを流れる電流を変調する。電源システムは、制御可能スイッチを制御するためのコントローラを更に有する。他の電圧制限器がインダクタンスを介して短絡するように、スイッチは、電源システムのスタンバイモードでは恒久的に閉じている。スイッチは、インダクタンスのエネルギーの蓄積を制御し、インダクタンスからのエネルギーの開放を制御するため電源システムの動作モードで開いた状態と閉じた状態との間を交番する。

バックブーストコンバータは、比較的単純なトポロジ及び少量の部品を持つ比較的廉価なＤＣ−ＤＣコンバータである。バックブーストコンバータは、インダクタンスと直列に制御可能スイッチを持つ。制御可能スイッチ及びインダクタンスの直列接続は、第２の入力部とバックブーストコンバータのニュートラル電圧レベル部との間に結合される。よって、スイッチを恒久的に閉じることにより、第２の入力部はニュートラルの電圧レベル部に恒久的に接続され、他の電圧制限器は実効的に短絡する。他の実施例で説明されるように、これは、他の電圧制限器の待機電力損失を減らすので、スタンバイモードで有利である。更に、第２の入力部の電圧が実効的にゼロに減少するので、恒久的に閉じたスイッチは、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチを切る。制御可能スイッチが開いた状態と閉じた状態との間を交番するように制御される場合、インダクタンスは、スイッチが閉じるとき、電気エネルギーを蓄積し、スイッチが開くときエネルギーを開放し、これにより電源システムの出力部へ電流を供給する。よって、全てのバックブーストコンバータで利用できるコントローラ及び制御可能スイッチは、他の電圧制限器の電力損失が防止されるように、スタンバイモードで他の電圧制限器を短絡させるための付加的な機能を持つ。よって、付加的な部品は必要とされず、より多くのエネルギーが節約される。

他の実施例では、電源システムは、待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで動作するか、又は、動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作するように設けられる。電源システムは、スタンバイモードでＤＣ−ＤＣコンバータの第２の入力部を入力部への容量性結合から分離するように制御可能スイッチを制御するコントローラを有する。

入力部への容量性結合から第２の入力部を分離することは、結果的にＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチを実効的に切ることになる。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチを切ることは、スタンバイモードの間のＤＣ−ＤＣコンバータの電力損失を防止する。整流回路及び電圧制限器を有する電源システムの分岐は、待機電力を供給し、スタンバイモードに対する最適に必要な大きさにされ、動作モードで、ＤＣ−ＤＣコンバータは付加的な電力を出力部へ供給する。

実施例では、第１の入力部により受け取られるＡＣ電圧は、ＡＣ電圧波の増大している電圧部分と、ＡＣ電圧波の減少している電圧部分とを有する。整流回路は増大している電圧部分又は減少している電圧部分の一方だけを整流し、他の整流回路は増大している電圧部分又は減少している電圧部分の他方を整流する。

増大している電圧部分は、電圧レベルが増大するＡＣ電圧波の部分である。減少している電圧部分は、電圧レベルが減少するＡＣ電圧波の部分である。実施例は、ＡＣ電圧が減少している電圧部分又は増大している電圧部分の一方にあるとき、キャパシタが、整流回路へ電流を供給し、他の部分にあるとき他の整流回路へ電流を供給する容量性結合のための一つのキャパシタの使用を可能にする。よって、最小限の部品が容量性結合のために必要とされる。

実施例では、電源システムは、第１の入力部と整流回路との間に結合され、第１の入力部と他の整流回路との間に結合されている容量性結合を有する。容量性結合は、容量性結合を供給するためのキャパシタを有する。

１つの容量性結合を持つことは、１つのキャパシタの使用を可能にする。よって、最小限の部品が、容量性結合のために必要とされる。

実施例では、他の電圧制限器は、過電圧保護部及び電圧制限制御可能スイッチを有する。過電圧保護部の第１の入力部は第２の入力部に結合され、過電圧保護部の第２の入力部は事前に決められた基準電圧部に結合される。過電圧保護部の出力部は、導通モード又は非導通モードの何れかであるように電圧制限制御可能スイッチを制御するため、電圧制限制御可能スイッチに結合される。電圧制限制御可能スイッチは、容量性結合及び他の整流回路により共有されるノードに結合され、電源システムのニュートラル電圧部に結合される。

過電圧保護部は、実際的な実施例において、ヒステリシスを持つコンパレータである。第２の入力部の電圧があまりに高い場合、過電圧保護部は、導通モードに電圧制限制御可能スイッチを制御し、電流が他の整流回路を介して第２の入力部へ供給されず、第２の入力部の電圧レベルが減少する。第２の入力部の電圧があまりに低い場合、過電圧保護部は非導通モードに電圧制限制御可能スイッチを制御し、電流は他の整流回路を介して第２の入力部に供給され、第２の入力部の電圧レベルが増大する。更に、電圧制限制御可能スイッチが閉じるとき、容量性結合はＡＣ電圧部と並列に結合され、電力が容量性結合において放散されず、これは電源システムの電力損失を減らす。

他の実施例では、電圧制限器は、事前に決められた電圧に対してあまりに高いか、あまりに低い整流された出力電圧を検出するための過電圧保護部を有する。他の電圧制限器は、電圧制限制御可能スイッチを有する。電圧制限制御可能スイッチは、容量性結合及び他の整流回路により共有されるノードに結合され、電源システムのニュートラル電圧部に結合される。電圧制限制御可能スイッチは、整流された出力電圧の絶対値があまりに高い場合、導通状態になるよう過電圧保護部により制御され、整流された出力電圧の絶対値があまりに低い場合、導通していない状態になるよう過電圧保護部により制御される。

実施例は、事前に決められた電圧から整流された出力電圧の偏差に基づいて他の整流された出力電圧の電圧レベルを制御する。電圧制限制御可能スイッチが導通状態で制御される場合、他の整流された出力電圧の電圧レベルは減少し、ＤＣ−ＤＣコンバータにより出力部へ供給される電力量は減少し、整流された出力電圧の電圧レベルが減少する。電圧制限制御可能スイッチが導通していない状態で制御される場合、他の整流された出力部の電圧レベルが増大し、ＤＣ−ＤＣコンバータにより出力部へ供給される電力量は増大し、整流された出力電圧の電圧レベルが増大する。よって、比較的小さな量の部品で、整流された出力電圧の電圧レベルが、電源システムにより供給される電力量を低減することなく、事前に決められた電圧に制御される。

実施例では、電源システムは、第１の容量性結合及び第２の容量性結合を有する。第１の容量性結合は第１の入力部と整流回路との間に結合され、第２の容量性結合は第１の入力部と他の整流回路との間に結合される。第１の容量性結合及び第２の容量性結合は、各々、容量性結合を供給するためのキャパシタを有する。

整流回路及び他の整流回路用の別々の容量性結合を持つことは、電源システムの特定の分岐の特定の電力要件に対する容量性結合手段のそれぞれのキャパシタの静電容量の最適化を可能にする。これは、より低い電力損失に調整される付加的な変数を供給する。

他の実施例では、容量性結合、第１の容量性結合及び／又は第２の容量性結合は、（ｉ）キャパシタと直列に結合されたサージ抵抗及び／又は（ｉｉ）キャパシタと並列に結合されたブリーダ抵抗を有する。

サージ抵抗は、電源システムをＡＣ電圧の急な変化から保護し、ブリーダ抵抗はＡＣ電圧がないときキャパシタを放電する。

他の実施例では、電源システムは、少なくともＤＣ−ＤＣコンバータの一部、電圧制限器、他の電圧制限器、短絡制御可能スイッチ、短絡制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、少なくともバックブーストコンバータの一部、バックブーストコンバータの制御可能スイッチ、バックブーストコンバータのダイオード、他の電力レールに電力を供給するためのバックブーストコンバータの他のダイオード、バックブーストコンバータの制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、電圧制限器を通る電流を制限するための電流制限回路、及び他の電圧制限器を通る電流を制限するための他の電流制限回路のグループのうちの少なくとも１つを有する集積回路を有する。

集積回路（ＩＣ）上に電源システムの大部分を集積することは、ＩＣが大量に製造されるとき、比較的安価な電源システムを導くことになる。更に、多くの経費を増大することなく、ＩＣのバックブーストコンバータ用のより高度な制御メカニズムを集積することは、比較的安価である。ＩＣの他の利点は、ＩＣが比較的小さな物理的寸法を持つということである。

電源システムの他の実施例では、電圧制限器は２つの抵抗の直列接続により形成される制御ループを持つ短絡レギュレータを有し、及び／又は、他の電圧制限器は２つの抵抗の他の直列接続により形成される制御ループを持つ他の短絡レギュレータを有する。

ＩＣ上に制御ループを持つ短絡レギュレータ及び制御ループを持つ他の短絡レギュレータの集積は、比較的容易で比較的安価である。例えば、ツェナーダイオードは通常は集積回路技術で利用できないので、制御ループを持つ短絡レギュレータは、このようにツェナーダイオードの有利な代わりである。

本発明の第２の態様によると、本発明の第１の態様による電源システムを有する電子装置が提供される。

電子装置は、本発明の第１の態様による電源システムと同じ利点を提供し、システムの対応する実施例と同様の効果を持つ同様の実施例を持つ。

第３の本発明の態様によると、スタンバイモード又は動作モードにある電子装置を制御するために電子装置の動作を制御する装置コントローラを有する電子装置が提供される。電子装置は、更に、低電圧負荷に待機電力を供給するためスタンバイモードで動作する、又は低電圧負荷に動作電力を供給するため動作モードで動作するように設けられる本発明の第１の態様による電源システムを有する。電源システムのＤＣ−ＤＣコンバータは、制御可能スイッチを有するバックブーストコンバータを有する。制御可能スイッチは、インダクタンスを通る電流を変調する。電源システムは、更に、制御可能スイッチを制御する電源コントローラを有する。電源コントローラは、制御可能スイッチを制御するように設けられる。他の電圧制限器がインダクタンスを介して短絡するように、スイッチは、電源システムのスタンバイモードでは恒久的に閉じている。スイッチは、インダクタンスのエネルギーの蓄積を制御し、インダクタンスからエネルギーの開放を制御するために、電源システムの動作モードで閉じた状態と開いた状態との間を交番する。電源システムの電源コントローラ及び装置コントローラは、１台のコントローラに集積される。

電子装置は、本発明の第１の態様による電源システムと同じ利点を提供し、システムの対応する実施例と同様の効果を持つ同様の実施例を持つ。電源システム及び電子装置のコントローラを結合することにより、電子装置のより少ない部品の使用の追加の利点が得られ、複雑さ及び経費を減らす。

本発明の第４の態様によると、本発明の第１の態様による電源システムで使用される、又は本発明の第３の態様による電子装置で使用されるコントローラが提供される。

本発明のこれら及び他の態様は、これ以降説明される実施例を参照して明らかに説明されるだろう。

上述の実施例、実行及び／又は本発明の態様の２つ以上が、有効であると考えられる任意の態様で組み合わせられることは、当業者により理解されるだろう。

システムの説明される修正及び変更に対応する装置及び／又はシステムの修正及び変更は、本説明に基づいて当業者により実施できる。

図１は、全波容量性電源を模式的に示す。 図２は、本発明の第１の態様による電源システムの実施例を模式的に示す。 図３は、本発明による電源システムの他の実施例を模式的に示す。 図４は、バックブーストコンバータを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図５は、他の事前に決められた電圧の関数として待機損失の図を示す。 図６ａは、本発明による電源システムの特定の実施例を模式的に示す。 図６ｂは、図６ａの特定の実施例の信号の幾つかを示す。 図７は、本発明による電源システムの他の特定の実施例を模式的に示す。 図８は、本発明の電源システムを有する電子装置を模式的に示す。 図９ａは、ＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図９ｂは、短絡レギュレータの実施例を模式的に示す。 図１０は、電流制限回路を有するＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図１１は、電圧制限制御可能スイッチを有するＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図１２は、ＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図１３は、バックブーストコンバータ用の固定トン（ｔｏｎ）制御メカニズムを有するＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図１４は、バックブーストコンバータ用の他の制御メカニズムを有するＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図１５は、整流された出力電圧の電圧レベルに依存して他の整流電圧レベルを制御するＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図１６は、バックブーストコンバータのダイオードの代わりにＭＯＳトランジスタを持つＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。 図１７は、電力を付加的電力レールに供給するＩＣを有する電源システムの実施例を模式的に示す。

異なる図を通じて同一参照番号により示されるアイテムは、同じ構造特徴及び同じ機能を持つか、又は同じ信号であることに留意されたい。斯様なアイテムの機能又は構造が説明されると、詳細な説明において、その反復説明の必要はない。

図に示される電子部品の値は、示された実施例の単なる例示である。示された回路が異なって動作される場合、値はしかるべく変えられる。

図１は、既知の全波容量性電源１００を示す。入力１０２は、２３０ボルトのＡＣメイン電圧を受ける。抵抗Ｒ_{ｓｕｒｇｅ}は、回路がサージ及び電圧の落ち込みのようなメイン電圧障害に対して影響を受けにくいようにするために用いられる。キャパシタＣ_ｃａｐは、メイン電圧と電源との間の容量性結合を供給する。全波容量性電源１００がメイン電圧から分離されるとき、抵抗Ｒ_{ｂｌｅｅｄ}は、Ｃ_ｃａｐを放電するために使われ、時定数Ｒ_{ｂｌｅｅｄ}Ｃ_ｃａｐは最大値に限定され、通常は一定に保たれる。入力ＡＣ波の電圧レベルが増大し、キャパシタＣ_２ｂを充電するとき、ダイオードＤ_２は電流を導通する。キャパシタＣ_２ｂ間の電圧は、付加的サージ抵抗Ｒ_５ｂを介して第１の出力部１０６へ供給される。ツェナーダイオードＤ_３ｂは、第１の出力部１０６の出力電圧を制限する。入力ＡＣ波の電圧レベルが減少し、キャパシタＣ_２ａを充電するとき、ダイオードＤ_１は電流を導通する。キャパシタＣ_２ａ間の電圧は他の付加的サージ抵抗Ｒ_５ａを介して第２の出力部１０８へ供給され、ツェナーダイオードＤ_３ａは第２の出力部１０８の出力電圧を制限する。第１の出力部１０６の出力電圧は略＋５ボルトに等しく、第２の出力部１０８の出力電圧は略―５ボルトに等しい。

既知の全波容量性電源１００は、主要な動作がコントローラ１０４により制御される電子装置にしばしば使われる。コントローラ１０４は、例えば、電子装置のメイン電圧回路をメイン電圧部と接続するか又は切るトライアックを制御する。コントローラ１０４が図に示されるように負の電圧上で動作する場合、トライアックが必要とするゲート電流は少ない。コントローラ１０４は、スタンバイモードと動作モードとの間で電子装置のモードを切換えるために更に用いられる。スタンバイモードでは、コントローラ１０４は、押しボタン又はリモコン装置から受信されるいわゆるスイッチオン信号を検出するために用いられるだけである。斯様な信号がコントローラ１０４により受信される場合、電子装置の他の部分はコントローラ１０４により動作モードに切換えられる。

第１の出力部１０６を介して供給される電流は、以下の通りである。

（１）
第１の出力部１０６を介して供給される出力電力は、以下の通りである。

（２）

第２の出力部１０８を介して供給される電力も、（２）と実質的に等しい。スタンバイモードでは、負荷は第１の出力部１０６に接続されず、非常に小さな電流だけがコントローラ１０４により第２の出力部１０８から流される。しかしながら、全波電源１００は、コントローラの電力消費より多くのエネルギーを消費する。全波容量性電源１００の待機電力は式（３）に実質的に等しい（このことにより、ダイオードＤ_１及びＤ_２並びにサージ抵抗Ｒ_５ａ及びＲ_５ｂの電力放散を無視できる）。

（３）
ここで、

（４）

（５）

（６）
スタンバイモードで、最大出力電力Ｐ_ｏｕｔ１＋Ｐ_ｏｕｔ２は、ツェナーダイオードＤ_３ａ、Ｄ_３ｂで単に放散されることに留意されたい。更に、サージ抵抗Ｒ_{ｓｕｒｇｅ}及びブリーダ抵抗Ｒ_{ｂｌｅｅｄ}の直列接続の電力放散がキャパシタＣ_ｃａｐの静電容量とそれぞれ二乗の関係及び線形関係を持つことに留意されたい。

図１のコントローラ１０４が第２の出力部１０８から電力を引き出すことに留意されたい。電子装置の他の部品は、第１の出力部１０６及び／又は第２の出力部１０８から電力を引き出す。１つの出力だけが例えば５ボルトの電圧差で必要とされる場合、第１の出力部１０６の出力電圧及び第２の電圧の出力電圧は、それぞれ２．５ボルト及び―２．５ボルトであり、コントローラ１０４及び電子装置の負荷は、これらそれぞれの電圧を持つ２つの出力端末間に接続される必要がある。しかしながら、供給可能な電力の総量が同じままになる必要があるとき、より高い電流が供給されなければならないので、これはキャパシタＣ_ｃａｐの静電容量の増大を必要とする。これにより、より高い待機電力損失を導く。

図２は、本発明の第１の態様による実施例を示す。電源システム２００が示される。電源システム２００は、ＡＣ電圧を受信する第１の入力部２０６を有し、負荷２１６へ出力電圧を供給する出力部２１８を有する。電源システム２００は、第２の入力部２０３を有するＤＣ−ＤＣコンバータ２０４、整流回路２１２及び電圧制限器２１４を更に有する。整流回路２１２は、第１の入力部に容量結合され、出力部２１８へ整流電圧を供給する。電圧制限器２１４は、出力部２１８と結合され、出力電圧を事前に決められた電圧に制限する。ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の入力部２０３は、第１の入力部２０６と容量結合され、出力部２１８へ電力を供給する。容量性結合は、別個の容量性結合手段２０２及び２１０により、又は共有の容量性結合手段２０８により供給される。

図１で説明されたように、１つの出力電圧だけが同じ出力電力で既知の全波容量性電源１００の出力へ供給される必要がある場合、キャパシタの静電容量は増大される必要がある。これは、図２の電源システムで必要とされない。例えば、事前に決められた電圧が―５ボルトであり、第２の入力部２０３で他の電圧が受け取られるとき、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第２の入力部２０３で利用可能な電力を出力部２１８の要件にマッチする電力へ変換する。このように、容量性結合のキャパシタの静電容量は、増大される必要がない。よって、待機電力損失が増大される必要はない。よって、電源システム２００は、特にスタンバイモードで、効率的に動作する。

図２のシステムの実際的な実施例では、エネルギー蓄積部２１３が、出力部に結合される。整流回路２１２は、実質的に安定な直流電圧が出力部で得られるようにエネルギー蓄積部へエネルギーを供給する。図２の他の実際的な実施例では、他のエネルギー蓄積部２２２が第２の入力部２０３に結合され、他の整流回路２２０は、他の整流電圧を第２の入力部２０３へ供給するため第１の入力部と容量性結合２０２又は２０８との間に結合される。

図３は、本発明の第１の態様による他の実施例を示す。電源システム２００の要素に加えて、他の整流回路３０２、他の電圧制限器３０４、オプションの制御可能スイッチ３０６及びオプションの他の制御可能スイッチ３０７を有する電源システム３００が示される。他の整流回路３０２は、入力部２０６により受け取られるＡＣ電圧部と容量結合され、整流電圧を第２の入力部２０３へ供給する。他の電圧制限器３０４も第２の入力部２０３と結合され、第２の入力部２０３の電圧を他の事前に決められた電圧に制限する。制御可能スイッチ３０６は、第２の入力部２０３と結合され、電源システム３００のスタンバイモードで他の電圧制限器３０４を短絡させるための他の電圧制限器３０４と並列に配置される。スタンバイモードでは、電源システム３００は、出力部２１８を介して負荷２１６へ待機電力を供給する。動作モードでは、電源システム３００は、負荷２１６へ動作電力を供給する。

制御可能スイッチ３０６が開いている場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４の第２の入力部２０３の電圧は、他の電圧制限器３０４により制限される。ＤＣ−ＤＣコンバータを介して出力部２１８へ供給される電力は実質的に以下の式に等しい。

（７）
ここで、Ｃ_ｃａｐは入力部２０６へ他の整流回路３０２の容量性結合を供給するキャパシタの静電容量を表す。式（７）に見られるように、他の事前に決められた電圧が増大されるとき、キャパシタの静電容量は低減される。図１で説明されたように、全ての待機電力損失はキャパシタの静電容量と二乗関係又は線形関係を持つ。よって、他の事前に決められた電圧を増大することにより、容量性結合のキャパシタの静電容量は減少し、待機電力損失は低減される。

待機電力損失の更なる低減は、制御可能スイッチ３０６で他の電圧制限器を短絡させることにより得られる。効果的に、これは、ＡＣ入力電圧部と並列の容量性結合のキャパシタとの結合に結果的になる。ＡＣ電圧部と並列のキャパシタは、電力を放散しない。更にまた、他の電圧制限器３０４は、他の電圧制限器３０４の端末両方が同じ電圧を受け取るので、電力を放散できない。よって、式（３）に見られるように、待機電力は、他の電圧制限器３０４で放散されるであろう電力量の分、減少する。更に、制御可能スイッチ３０６を閉じることにより、第２の入力部２０３の電圧は、実効的にゼロに減少する。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４は、実効的にスイッチを切られて、電力を放散できない。

他の実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４の第２の入力部２０３は、他の制御可能スイッチ３０７によって他の整流回路３０２から分離されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４の第２の入力部２０３を分離することは、結果的にＤＣ−ＤＣコンバータ２０４のスイッチを切ることになり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４の起こり得る電力損失を低減する。特に電源システム３００のスタンバイモードで、他の制御可能スイッチ３０７は、開いている必要がある。代わりの実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０４のスイッチを切るための手段を有する。市販のＤＣ−ＤＣコンバータは、しばしば斯様な手段を持つ。

図３のシステムの実際的な実施例では、エネルギー蓄積部２１３は、図２のエネルギー蓄積部２１３と同じ機能を持って出力部と結合され、他のエネルギー蓄積部３０３は他の整流回路が整流電圧を供給するノードと結合され、他のエネルギー蓄積部は実質的に安定な直流電圧を得るためにエネルギーを蓄積する。

図３のシステムの他の実施例では、容量性結合部と他の整流回路３０２との間のノードとニュートラル電圧部との間に結合される制御可能スイッチ３０１が供給される。ＡＣ電圧部と並列に容量性結合のキャパシタを接続することに結果としてなるので、待機電力は、スタンバイモードの制御可能スイッチ３０１を閉じることにより減らされる。

図４では、本発明の第１の態様による電源システム４００の他の実施例が提供される。電源システム４００は、メイン電圧を受信するための入力部２０６を有し、例えば、電子装置の低電圧回路にＤＣ出力電圧Ｖ_ｏｕｔを供給するための出力部２１８を有する。電源システム４００は、キャパシタＣ_ｃａｐ、キャパシタＣ_ｃａｐと直列に配置されたサージ抵抗Ｒ_{ｓｕｒｇｅ}、及びキャパシタＣ_ｃａｐと並列に配置されたブリーダ抵抗Ｒ_{ｂｌｅｅｄ}を有する容量性結合手段４０２を有する。メイン入力電圧波の電圧レベルが増大し、キャパシタＣ_１に電気的エネルギーを蓄積するとき、ダイオードＤ_２は電流を導通する。ツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ１}は、キャパシタＣ_１と並列に接続され、キャパシタＣ_１間の電圧を事前に決められた電圧Ｖ_１に制限する。制限された電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０４の入力部である第２の入力部２０３へ供給される。電源システム４００のＤＣ―ＤＣコンバータ４０４は、制御可能スイッチＳ_１、インダクタンスＬ_１、フリーホイールダイオードＤ_３及びコントローラ４０６を有するバックブーストコンバータである。電源システム４００は、メイン入力電圧波の電圧レベルが減少し、キャパシタＣ_２に電気的エネルギーを蓄積するとき電流を導通するダイオードＤ_１を更に有する。キャパシタＣ_２は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを出力部２１８へ供給する。出力電圧は、キャパシタＣ_２と並列に結合されるツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ２}により、事前に決められた出力電圧Ｖ_ｏｕｔに制限される。

バックブーストコンバータ４０４は、電圧Ｖ_１を電圧Ｖ_ｏｕｔへ変換する。制御可能スイッチＳ_１は、開いた状態及び閉じた状態で制御される。コントローラ４０６は、開いた状態と閉じた状態との間を交番するため制御可能スイッチＳ_１を制御する。特定の周波数で特定のデューティサイクルを持つ電圧Ｖ_１は、Ｖ_ｏｕｔに変換される。スイッチＳ_１が閉じるとき、インダクタンスＬ_１を通る電流が徐々に増大する。十分なエネルギーがインダクタンスに蓄積されるとき、スイッチＳ_１は開かれる。スイッチＳ_１が開かれるとき、インダクタンスＬ_１に蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ_３を通る電流を徐々に減少させる。例えば、ダイオードＤ_３を通る電流がゼロに実質的に等しいとき、スイッチＳ_１は閉じて、スイッチを開閉するサイクルが繰り返される。

コントローラ４０６は、スタンバイモードで又は動作モードで動作するため電源システム４００を制御するために付加的に使用される。スタンバイモードで、制御可能スイッチＳ_１は恒久的に閉じられ、動作モードで、制御可能スイッチＳ_１は開いた状態と閉じた状態との間を交番するように制御される。バックブーストコンバータ４０４のスイッチＳ_１が、スタンバイモードでツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ１}を短絡するために使われる。スイッチＳ_１が恒久的に閉じる場合、ツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ１}はインダクタンスＬ_１を介して短絡する。前述されたように、ツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ１}を短絡させることは、スタンバイモードでのツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ１}の電力損失を防止する。他の実施例では、コントローラ４０６は、例えば電子装置の主要な動作を制御するため、電源システム４００を有する電子装置を制御できる汎用プログラマブルコントローラでもよい。

電源システム４００の実施例において、事前に決められた電圧Ｖ_１は、事前に決められた出力電圧Ｖ_ｏｕｔより高い。Ｖ_１が高い場合、容量性結合のため小さな静電容量を持つキャパシタＣ_ｃａｐの使用可能性のため、待機損失が防止される。これは、結果的に、サージ抵抗Ｒ_{ｓｕｒｇｅ}、ブリーダ抵抗Ｒ_{ｂｌｅｅｄ}、また制御可能スイッチＳ_１の状態に依存して、ツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ１}の電力損失の低減となる。図５では、電源システム４００が出力電力の特定の一定の最大量のため必要な大きさにされる場合、事前に決められた電圧Ｖ_１と待機電力放散との間の関係を示す図が提示されている。これから分かるように、待機損失は、参照符号５０２で示されるように０ボルトから約５０ボルトの範囲で、劇的に減少する。参照符号５０４で示されるように５０ボルトを超える他の範囲では、損失が更に減少するが、バックブーストコンバータ４０４が第２の入力部２０３で５０ボルトより高い電圧を受信する場合、制御可能スイッチＳ_１がより高い電圧に耐えることが可能であるように、少なくとも制御可能スイッチＳ_１は、高圧プロセスで製造されなければならない。インダクタンスＬ_１のような他の部品も同様に高価になる。よって、最高５０ボルトまでの範囲５０２内の事前に決められた電圧Ｖ_１は有益である。事前に決められた電圧Ｖ_１に対する下位限界は、ツェナーダイオードＤ_{ｚｅｎｅｒ２}の電圧により規定される出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。

図６ａは、本発明の第１の態様による電源システムの特定実施例を示す。示された電源システム６００は、―２７．５ｍＡの最大出力電流で―４．７ボルトの出力電圧を印加するための必要な大きさにされ、よって最大の出力電力は、Ｐ_ｏｕｔ＝１２９ｍＷである。Ｒ_{ｓｕｒｇｅ}、Ｒ_{ｂｌｅｅｄ}、Ｃ_ｃａｐ、Ｄ_１、Ｄ_２、Ｃ_２ａ、Ｃ_２ｂ、Ｄ_３ａ、Ｄ_３ｂ、Ｌ_１及びＤ_５の機能は、図４の実施例の説明で前述されている。ツェナーダイオードＤ_３ａは出力電圧を―４．７ボルトまでに制限し、ツェナーダイオードＤ_３ｂはバックブーストコンバータへ供給される電圧を３５ボルトまでに制限する。付加的なサージ抵抗Ｒ_５ｂ及びＲ_５ａは、キャパシタＣ_２ａ及びＣ_２ｂそれぞれの間の電圧の急な変化に対してツェナーダイオードＤ_３ａ及びＤ_３ｂを保護するために加えられる。電源システム６００において、バックブーストコンバータは、図４の実施例と比較して、異なるコントローラ６０２と制御可能スイッチＭ_１周辺に異なるトポロジとを持つ。

ＰＭＯＳトランジスタで実現される制御可能スイッチＭ_１は、インダクタンスＬ_１を通る電流を変調する。更に、制御可能スイッチＭ_１は、スタンバイモードでインダクタンスＬ_１を通るツェナーダイオードＤ_３ｂを短絡させるために用いられる。制御可能スイッチＭ_１は、コントローラ６０２により制御される。

コントローラは、２つの出力ノード、すなわち、ＳＢ及びＨＦを持つ。スタンバイモードでは、出力ノードＳＢ及びＨＦの信号は、ハイである。ハイのＳＢ信号は、ＮＭＯＳトランジスタとして実現される制御可能スイッチＭ_２を導通状態に切換えて、結果的に制御可能スイッチＭ_１も導通状態に切換える。Ｍ_１のゲートがＭ_１のソース電圧より少なくとも５ボルト低い―５ボルトに接続されているので、Ｍ_１は導通している。ツェナーダイオードＤ_４は、Ｍ_１のソース電圧とＭ_１のゲート電圧との電圧差が４．７ボルトより高い場合、Ｍ_２が導通状態にある場合、Ｍ_１のソース電圧がＭ_１のゲート電圧より４．７ボルト高くなるまで、ツェナーダイオードＤ_４を通る電流がキャパシタＣ_２ｂを放電させるようにする。電源システム６００の動作モードでは、信号ＳＢはロウであり、信号ＨＦはロウとハイとの間を交番する。よって、動作モードで、制御可能スイッチＭ_２は、非導通状態にある。制御可能スイッチＭ_１を動作モードで非導通状態に切換えるために、Ｍ_１のゲートの電圧は、Ｍ_１のソースの電圧以上でなければならない。まず最初に、Ｍ_２を非導通状態へ切換えた直後に、抵抗Ｒ_６は、Ｍ_１が非導通状態へ切換わるように、Ｍ_１のソースとゲートとの電圧差を小さくさせる。

制御可能スイッチＭ_１を動作モードで導通状態へ切換えるために、Ｍ_１のゲートの電圧は、Ｍ_１のソースの電圧より低くなければならない。コントローラは、その出力ノードＨＦで―５ボルトと０ボルトとの間の電圧を供給できるだけであり、出力ノードＨＦと制御可能スイッチＭ_１のゲートとの間の直接駆動が恒久的に閉じた制御可能スイッチＭ_１に結果としてなるので、Ｍ_１のゲートは、コントローラ６０２から直接駆動できない。制御可能スイッチＭ_１を駆動するために、チャージポンプ回路が、キャパシタＣ_３及びツェナーダイオードＤ_４で加えられる。回路は、キャパシタＣ_３間の電圧が短い時間で変化できないという事実に基づく。制御可能スイッチＭ_１をスイッチオンにするため、コントローラ６０２の出力ノードＨＦがロウになり、結果としてＭ_１のゲートの電圧がソース電圧より低くなる。コントローラ６０２の出力ノードＨＦがハイになるとき、Ｍ_１のゲートの電圧はＭ_１のソースの電圧のレベル以上に増大する。換言すれば、キャパシタＣ_３は、バックブーストコンバータの入力電圧（０〜３５ボルト）とコントローラ６０２により供給される電圧（―５〜０ボルト）との間の電圧差を補償するために用いられる。抵抗Ｒ_６及びＣ_３により規定される時定数は、Ｍ_１のゲートとソースとの電圧差を減らすＲ_６を通る電流の結果として非導通状態へのＭ_１のあまりにも早い切換えを防止するのに十分大きくなければならないことに留意されたい。

図６ｂでは、ＳＢ及びＨＦの信号が、時間の関数として描かれている。参照符号６０４で示される時間間隔は、電源システム６００のスタンバイモードを表す。参照符号６０６で示される時間間隔は、動作モードを表す。更に、図は、時間の関数として、インダクタンスＬ_１を通る電流とキャパシタＣ_２ｂ間の電圧とを示す。スタンバイモードでは、信号ＳＢ及びＨＦはハイであり、結果的に、制御可能スイッチＭ_１及びＭ_２は導通モードにある。よって、キャパシタＣ_２ｂは、インダクタンスＬ_１を介して完全に放電され、結果的にＣ_２ｂ間の電圧が実質的にゼロに等しくなる。電源システム６００が動作モードに入るとき、信号ＳＢはロウになる。結果的に、制御可能スイッチＭ_２は開き、Ｒ_６を通る電流の結果として、制御可能スイッチＭ_１も開く。よって、Ｃ_２ｂ間の電圧は増大し始める。その後、信号ＨＦが低い電圧に減少するとき、制御可能スイッチＭ_１は導通状態へ切換わり、増大している電流はＬ_１を流れ始め、エネルギーがインダクタンスＬ_１に蓄積される。信号ＨＦがハイになるとすぐに、制御可能スイッチＭ_１は非導通状態に切換えられ、インダクタンスに蓄積されたエネルギーはＤ_３を通る電流を流す。結果的に、インダクタンスＬ_１に蓄積されたエネルギーは減少し、インダクタンスＬ_１を通る電流は減少する。制御可能スイッチＭ_１を開閉する第１のサイクルの間、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧は、その最大レベルに到達しない。よって、インダクタンスＬ_１を通る電流は、その最大に到達しない。しかしながら、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧が安定なレベルに到達する瞬間から、ツェナーダイオードＤ_３ｂの電圧制限効果の結果として、バックブーストコンバータは、バックブーストコンバータの入力電圧が出力電圧に変換される安定動作に到達する。

図７は、本発明の第１の態様による電源システムの他の実施例を示す。電源システム７００は、電源システム６００に類似するが、コントローラ７０２による制御可能スイッチＭ_１の制御が異なる。コントローラ７０２は、信号ＨＦを供給する１つの出力ノードだけを持つ。電源システム６００の制御可能スイッチＭ_２の代わりに、抵抗Ｒ_６が具備される。Ｒ_６を通る電流は、制御可能スイッチＭ_１のゲート電圧がそのソース電圧より低くなるように、Ｍ_１のゲートと―５ボルトの出力部との間の電圧差を減らす。出力信号ＨＦがしばらくの間安定である場合、制御可能スイッチＭ_１のゲート電圧はＭ_１のソース電圧より低く、よって制御可能スイッチＭ_１は、しばらくの間の後に導通状態に入る。このように、スタンバイモードで信号ＨＦは、しばらくの間安定である。動作モードでは、信号ＨＦは、Ｍ_１のゲートの電圧が同様に増大し、制御可能スイッチＭ_１は非導通状態に入るように増大しなければならない。その後、Ｒ_６はＭ_１のゲートとそのソースとの電圧差を徐々に増大させ、結果的に、Ｍ_１は、Ｒ_６及びＣ_３により規定された時定数に依存する時間の後、自動的に、又は信号ＨＦが降下する時点でＭ_１のゲートの電圧が減少するように低い値に減少する信号ＨＦのため、導通状態に切り換わる。

図８は、本発明の第２及び／又は第３の態様による電子装置８００を示す。電子装置８００は、メイン電圧を受信するための入力部８１０を持つ。電子装置の一部はメイン電圧で動作し、これはメイン電圧回路８０８と呼ばれる。メイン電圧回路８０８は、トライアック８０２により入力部８１０と接続されたり分離される。メイン電圧は、本発明の第１の態様による電源システム８１２によっても受け取られる。電源システム８１２は、低電圧８１５での電力を電子装置コントローラ８１８へ供給し、オプションで低電圧回路８２４へ供給し、この低電圧回路８２４は、例えば電子装置８００のユーザにユーザインタフェースを供給する。電源システム８１２は、電源コントローラ８１４を有するか、又は装置コントローラ８１８から受け取られる制御信号８１６により制御される。装置コントローラ８１８は、ユーザがスイッチオン命令又はスイッチオフ命令を供給するかどうかを検出するスイッチオン／オフ装置８２０と更に接続している。ユーザ命令は、押しボタン、遠隔制御検出器又はユーザ入力を受信する他の手段により受け取られる。検出されたスイッチオン命令に応じて、又は、検出されたスイッチオフ命令に応じて、トライアック８０２は、導通状態又は非導通状態それぞれになるようにトライアック制御信号８０４で制御され、低い電力回路はオン又はオフ状態それぞれになるように低い電力回路制御信号８２２で制御され、オプションで電源システム８１２は、制御信号８１６により、スタンバイモード又は動作モードにあるように制御される。更に、電子装置８００がスイッチオンされるとき、コントローラ８１８は、高電圧回路制御信号８０６によってメイン電圧回路８０８の主要な動作を制御する。トライアック８０２の代わりに、他のメイン電圧切換手段が用いられてもよいことに留意されたい。例えばトライアック８０２の代わりにリレーである。

本発明の第１の態様による電源システムの他の実施例が、図９ａに示される。電源システム９００は、図７の電源システム７００と同様である。マイクロコントローラ９０８の機能及び動作は、図７のコントローラ７０２の機能及び動作と同様である。マイクロコントローラ９０８は、電源システム９００が使用される装置の（主要な）動作を制御するために更に使用される。電源システム９００は、電源システム７００の一部が実行される集積回路（ＩＣ）９０２を有する。ＩＣ上のツェナーダイオードの有用性が制限されるので、ツェナーダイオードＤ_３ｂ及びＤ_３ａはＩＣ９０２に含まれない。ツェナーダイオードＤ_３ｂの代わりに、抵抗Ｒ_９及びＲ_１０を有する制御ループを持つ短絡レギュレータ９０４が、ＩＣ９０２で実行される。ツェナーダイオードＤ_３ａの代わりに、抵抗Ｒ_１１及びＲ_１２を有する他の制御ループを持つ他の短絡レギュレータ９０６が、ＩＣ９０２で実行される。抵抗Ｒ_９及びＲ_１０を有する制御ループを含む短絡レギュレータ９０４の構成が、図９ｂに示される。短絡レギュレータ９０４は、演算増幅器（opamp）Ｕ_１のマイナス入力部に供給される基準電圧を作るためのＰＴＡＴ電圧源を有する。抵抗Ｒ９及びＲ１０は電圧分割回路を形成し、分割電圧を演算増幅器Ｕ_１のプラス入力部へ供給する。演算増幅器Ｕ_１の出力は、短絡レギュレータ９０４の２つの端子間に結合された並列のトランジスタＱ１のベースへ抵抗Ｒ_１を介して供給される。分割電圧が基準電圧より大きい場合、トランジスタは導通し始め、これにより短絡レギュレータの２つの端子間の電圧差が小さくなる。ＰＴＡＴ電圧源により供給された電圧と組み合わせて、電圧分割回路は、電圧が短絡レギュレータによりどこまで制限されるかを決定する。

本発明の第１の態様による電源システムの他の実施例が、図１０に示される。電源システム１０００は図９ａの電源システム９００と類似するが、サージ抵抗Ｒ５ｂが、ＩＣ１００２で実行され短絡レギュレータ９０４と直列に配置される能動電流制限回路１００４により置き換えられる。

本発明の第１の態様による電源システムの他の実施例が、図１１に示される。示された実施例は、図９ａの電源システム９００と同様であり、図３の制御可能スイッチ３０１と類似する制御可能スイッチ１１０８を有する。図９ａの電源システム９００の説明で上述されたように、ＩＣ１１０２は、制御ループを持つ短絡レギュレータ９０４を含まない。しかしながら、ＩＣ１１０２は、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧を制御するため過電圧保護部（ＯＶＰ）１１０６を有する制御ループ及び制御可能スイッチ１１０８を有する。更に、図１０の説明で上述されたように、電流制限回路は制御可能スイッチ１１０８と直列に配置される。ＩＣ１１０２は、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧を基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較するＯＶＰ１１０６を有する。実際的な実施例において、ＯＶＰ１１０６は、ヒステリシスを持つコンパレータである。ＯＶＰ１１０６の出力は、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧があまりに高いときスイッチを閉じるために、制御可能スイッチへ供給される。上述されたように、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは、ＰＴＡＴ電圧源のＩＣ実行で生成される。制御可能スイッチ１１０８が双方向スイッチであるとき、いわゆるゼロ―ｘ回路１１１０は、キャパシタＣ_２ｂがそれ以上充電されないように、制御可能スイッチ１１０８がしばらくの間閉じるときを制御するために必要とされる。ＡＣ入力電圧が増大していることを意味する入力ＡＣ電流が正のときだけ、制御可能スイッチ１１０８は閉じる。ゼロ―ｘ回路１１１０は、ＡＣ電流を測定する必要があり、比較的複雑である識別ネットワークを有する。双方向性制御可能スイッチ１１０８及びゼロ―ｘ回路１１１０の代わりに、ＮＭＯＳトランジスタＳ_２及びダイオードＤ_５の直列接続１１１２が使われてもよい。

図１２は、電源システム１２００の他の実施例を示す。電源システム１２００は、図１１の電源システム１１００と同様である。電源システム１２００は、図１１のダイオードＤ_４、抵抗Ｒ_６及びキャパシタＣ_３の組合せの代わりに、制御可能スイッチＳ_１が動作する電圧領域へマイクロコントローラ９０８を給電する電圧領域の電圧を変換するレベルシフト回路１２０４を有するＩＣ１２０２を有する。レベルシフト回路のＩＣ実行は良く知られた技術である。比較的かなりの量の部品がレベルシフト回路１２０４を実行するためＩＣ１２０２で使われる必要があるが、これは、付加的な外部コンデンサＣ_３の使用と比較して比較的効率的に依然なされる。

前述された実施例では、マイクロコントローラ９０８は、バックブーストコンバータの制御可能スイッチＳ１が閉じるときを制御する。この機能を実施するために、マイクロコントローラ９０８はタイマーを持つ必要がある。タイマーは比較的安価なマイクロコントローラでしばしば利用できない。自動発振バックブーストコンバータの使用は、マイクロコントローラ９０８のタイマーを必要としないための解決策である。これは、図１３に示される。

電源システム１３００は、図１２のＩＣ１２０２と類似する集積回路１３０２を有する。更に電源システム１３００は、前述の実施例のマイクロコントローラ９０８に相当するマイクロコントローラ１３１０を更に有するが、集積回路１３０２に供給されるマイクロコントローラ９０８のイネーブル信号ＥＮはＤＣ−ＤＣコンバータが動作しなければならないかだけを示す。電源システム１３００において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、制御可能スイッチＳ_１、ダイオードＤ_３、インダクタＬ_１及びバックブーストコントローラ１３０６により形成されるバックブーストコンバータである。実施例では、バックブーストコントローラ１３０６はいわゆるＰＷＭＳＯＰＳコントローラであり、これはパルス幅変調自己発振電源コントローラを意味する。斯様なコントローラは、従来技術で知られている。バックブーストコントローラ１３０６は、制御可能スイッチＳ_１の導通状態及び非導通状態を制御するために使われる制御信号を生成する。制御信号は、制御可能スイッチＳ_１を駆動するために必要とされる正しい電圧レベルを生成するために、レベルシフト回路１３０４へ供給される。バックブーストコントローラ１３０６は、ニュートラル供給電圧Ｎ及び負の供給電圧Ｖ_ｎｅｇにより駆動される。バックブーストコントローラ１３０６は、更に、バックブーストコンバータが動作しなければならないかどうかを示すイネーブル信号ＥＮをマイクロコントローラ１３１０から受信する。基本的に異なる解決策が、自動発振バックブーストコンバータを動作するために可能である。図１３では、バックブーストコントローラ１３０６は、いわゆる固定トン回路１３０８に接続され、制御可能スイッチＳ_１、インダクタＬ_１及びダイオードＤ_３とで共有されるノードとの接続を持つ。共有されるノードとの接続は、ダイオードＤ_３を通る電流を監視するために用いられる。固定トン回路１３０８及びバックブーストコントローラ１３０６は、バックブーストコンバータのいわゆる固定トン制御を供給する。これは、制御可能スイッチＳ_１が一定の期間の間、導通状態で制御されることを意味する。非導通状態で制御可能スイッチＳ_１を制御した後、ダイオードＤ_３を通る電流が実質的にゼロに等しいとき、制御可能スイッチＳ_１は、一定の期間の間、導通状態で制御される。バックブーストコンバータの固定トン制御の利点は、バックブーストコンバータが動作される周波数が実質的に一定であるということである。不利な点は、バックブーストコンバータの最大出力がＬ_１の値の幅に依存することである。更に、例えば、Ｖ_ｐｏｓを制御可能スイッチ１１０８及び過電圧保護部１１０６が調整するための電圧レベルより、Ｖ_ｐｏｓが一時的に低くなる場合、入力電流は減少し、バックブーストコンバータの最大出力も同様に減少する。これは、図１４と共に説明される制御メカニズムで防止される。

図１４は、電源システム１４００の実施例を示す。抵抗Ｒ_{ｓｅｎｓｅ}は、インダクタＬ_１を通る電流を測定するためにインダクタＬ_１と直列に配置される。抵抗Ｒ_{ｓｅｎｓｅ}及びインダクタＬ_１により共有されるノードの電圧は図１３のＩＣ１３０２と同様であるＩＣ１４０２へ供給されるが、ＩＣ１４０２は、固定トン制御メカニズムに基づくのではなく、インダクタＬ_１に蓄積されるエネルギー量の測定に基づいて、制御可能スイッチＳ_１を制御するバックブーストコントローラ１４０６を有する。制御可能スイッチＳ_１が導通状態で制御されるとき、Ｌ_１を通る電流が増大し、バックブーストコントローラは集積回路１４０２の入力ポートＲ_Ｓを介して電流の値を検知する。電流が抵抗Ｒ_{ｓｅｎｓｅ}の値により決定されるＬ_１を通る最大電流Ｉ_ｐｅａｋに到達するとき、ダイオードＤ_３を通る電流が実質的にゼロに等しくなるまで、制御可能スイッチＳ_１は非導通状態に制御される。ダイオードＤ_３を通る電流が実質的にゼロに等しいとき、制御可能スイッチは導通状態に制御される。この制御メカニズムの利点は、インダクタＬ_１の値の幅が無力化されるということである。不利な点は、最大電流Ｉ_ｐｅａｋがあまりに高くなるとき、正の電源を介して供給される電力より多くの電力が要求されることであり、よって電圧レベルＶ_ｐｏｓが減少することである。

図１５は、電源システムの他の実施例を示す。電源システム１５００は、図１３の電源システム１３００と同様であり、例えば、バックブーストコンバータ制御のためのバックブーストコントローラ１３０６及び固定トン回路１３０８による固定トン制御メカニズムを有する。図１５のＩＣ１５０２では、負の電圧レベルＶ_ｎｅｇは、比例して正の電圧レベルＶ_ｐｏｓを制御することにより制御される。キャパシタＣ_２ｂ間の電圧はもはや一定に保たれないが、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧は、負の電圧Ｖ_ｎｅｇにより給電される負荷の電力消費に依存して制御される。過電圧保護部（ＯＶＰ）１５０４を介して、負の電圧は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆと比較される。実際的な実施例では、ＯＶＰ１５０４は、ヒステリシスを持つコンパレータである。負の電圧レベルＶ_ｎｅｇの絶対値があまりに低い場合、制御可能スイッチ１１０８は、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧の増大を可能にするように制御され、負の電圧レベルＶ_ｎｅｇの絶対値があまりに高い場合、制御可能スイッチ１１０８は、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧の減少を可能にするように制御される。制御の結果は、正確に電力の適正量がバックブーストコンバータへ供給されるということである。負の電圧レベルＶ_ｎｅｇに依存して正の電圧レベルＶ_ｐｏｓを制御するこのタイプの制御は、バックブーストコンバータの固定トン制御と良く協働する。更に、実施例では、マイクロコントローラ１３１０はイネーブル出力信号ＥＮを持たず、よって、ＩＣ１５０２はイネーブル信号ＥＮを受信するための入力ピンを持たず、消費される電力量が低い場合、制御可能スイッチ１１０８は連続的に閉じていて、前の実施例（例えば、図３の説明）で前述されたように、待機損失は、キャパシタＣ_２ｂ間の電圧を実質的にゼロに等しく保つことにより低く保たれ、このことにより非動作状態のバックブーストコンバータを調整する。

制御可能スイッチ１１０８が双方向スイッチである必要があることに留意されたい。制御可能スイッチを通る電流が負又は正のときだけ、図１５の回路で負の電圧レベルＶ_ｎｅｇの制御が良好に実施される。制御可能スイッチ１１０８は、図１１の直列接続１１１２により交換されない。更に、制御可能スイッチＳ_１は、ＰＭＯＳトランジスタとして描かれている。制御可能スイッチＳ_１は、ＰＮＰ、ＮＰＮ又はＮＭＯＳトランジスタとして実行されてもよい。しかしながら、変換電力の量が比較的低いので、システム１５００として電力システムにＰＭＯＳトランジスタを使用することが有利である。

図１６では、本発明の第１の態様による電源システムの他の実施例が提供される。電源システム１６００は、図１３のＩＣ１３０２と同様である集積回路（ＩＣ）１６０２を有するが、ダイオードＤ_３はＮＭＯＳトランジスタとして図１６に描かれている制御可能スイッチＳ_３により置き換えられている。バックブーストコントローラ１６０６は、制御可能スイッチＳ_３との同期整流器機能を得るように制御可能スイッチＳ_３を制御する。バックブーストコンバータが別々の部品で実行されるとき以外、ＮＭＯＳトランジスタによるダイオードＤ_３の置換及びＮＭＯＳトランジスタ用の制御回路は、ＩＣ実行で容易に得られる。

図１７は、電源システムの他の実施例を示す。電源システム１７００は、図１３の実施例のＩＣ１３０２と同様である集積回路（ＩＣ）１７０２を有する。ダイオードＤ_３に加えて、ダイオードＤ_４が、電力を付加的な電力レールＶ_ａｕｘへ供給するために用いられる。電力レールＶ_ａｕｘは一時的にエネルギーを蓄積するためのキャパシタＣ４を持ち、電力レールＶ_ａｕｘは、例えば、電源システムが用いられる装置の全てのＬＥＤへ電力を供給するために用いられる。付加的な電力レールＶ_ａｕｘを持つ構成の利点は、安全対策にもかかわらず、電力レールＶ_ａｕｘが短絡するとき、電源システム１７００が負の電圧レールＶ_ｎｅｇを介してマイクロコントローラ１３１０へ依然電力を供給するということである。よって、マイクロコントローラ１３１０の動作は、Ｖ_ａｕｘ電力レールを介して給電される回路の問題により中断されない。

上述の実施例は、本発明を制限するというよりはむしろ例示していて、当業者は添付の請求の範囲の要旨を逸脱しない範囲で多くの別の実施例を設計可能であることに留意されたい。

請求項において、括弧内の何れの参照符号も、請求項を制限するものとして解釈されない。動詞「有する」及びその派生語の使用は、請求項に述べた以外の要素又はステップの存在を除外しない。要素に先行する冠詞「ａ」又は「ａｎ」は、複数の要素の存在を除外しない。本発明は、幾つかの異なった要素を有するハードウェアによって、また、最適にプログラムされたコンピュータによって実行されてもよい。幾つかの手段を列挙している装置請求項において、これらの手段の幾つかは、ハードウェアの全く同一のアイテムにより具現化されてもよい。特定の手段が相互に異なる従属請求項において再引用されているという単なる事実は、これらの手段の組合せが効果的に使用できないことを示さない。

Claims (15)

1. ＡＣ電圧を受信するための第１の入力部と、負荷へ電力を供給するための出力部と、第１の入力部に容量結合され、前記出力部へ電力を供給するために配置されている第２の入力部を有するＤＣ−ＤＣコンバータと、第１の入力部に容量結合され、前記出力部へ整流された出力電圧を供給するため第１の入力部と前記出力部との間に配置されている整流回路と、整流された出力電圧を事前に決められた電圧に制限するため前記出力部と結合されている電圧制限器とを有する、電源システム。
2. 第２の入力部へ他の整流電圧を供給するため第１の入力部と容量結合される他の整流回路と、第２の入力部と結合され、第２の入力部の他の整流電圧を他の事前に決められた電圧に制限するために配置された他の電圧制限器とを有する、請求項１に記載の電源システム。
3. 前記他の事前に決められた電圧の絶対値が前記事前に決められた電圧の絶対値より大きい、請求項２に記載の電源システム。
4. 待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで、又は動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作する前記電源システムは、前記他の電圧制限器を短絡させるため前記他の電圧制限器と並列に配置された短絡制御可能スイッチと、スタンバイモードで前記短絡制御可能スイッチを閉じるためのコントローラとを有するか、又は前記電源システムは、容量性結合部と前記他の整流回路とにより共有されるノードとニュートラル電圧を持つ前記電源システムのノードとの間に配置される他の短絡制御可能スイッチを有し、前記スタンバイモードで前記他の短絡制御可能スイッチを閉じるための前記コントローラを有する、請求項２に記載の電源システム。
5. 待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで、又は動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作し、ＤＣ−ＤＣコンバータが、インダクタンスを通る電流を変調するための制御可能スイッチを有するバックブーストコンバータを有し、前記電源システムが前記制御可能スイッチを制御するためのコントローラを有し、前記コントローラは、（ｉ）前記インダクタンスを介して前記他の電圧制限器を短絡するため前記電源システムのスタンバイモードで恒久的に閉じた状態であるように前記制御可能スイッチを制御し、（ｉｉ）前記インダクタンスのエネルギーの蓄積及び放電を制御するため前記電源システムの動作モードで閉じた状態と開いた状態との間を交番するため前記制御可能スイッチを制御する、請求項２に記載の電源システム。
6. 待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで、又は動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作し、前記スタンバイモードで前記入力部との容量性結合から前記ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の入力部を分離するように分離制御可能スイッチを制御するためのコントローラを有する、請求項１に記載の電源システム。
7. 第１の入力部により受け取られるＡＣ電圧がＡＣ電圧波の増大している電圧部分と、ＡＣ電圧波の減少している電圧部分とを有し、前記整流回路は、増大している電圧部分又は減少している電圧部分のうちの一方だけを整流し、前記他の整流回路は増大している電圧部分又は減少している電圧部分の他方を整流する、請求項２に記載の電源システム。
8. 請求項１に記載の電源システムは、少なくとも一つのキャパシタを有する単一の容量性結合部を有し、請求項２に記載の電源システムは、第１の入力部と前記整流回路との間に結合され、第１の入力部と前記他の整流回路との間に結合される単一の容量性結合部を有し、前記単一の容量性結合部が容量性結合を供給するためのキャパシタを有し、又は請求項２に記載の電源システムは、第１の入力部と前記整流回路との間に結合される第１の容量性結合部と、第１の入力部と前記他の整流回路との間に結合される第２の容量性結合部とを有し、第１の容量性結合部及び第２の容量性結合部各々は容量性結合を供給するためのキャパシタを有する、請求項１又は２に記載の電源システム。
9. 前記他の電圧制限器は過電圧保護部及び電圧制限制御可能スイッチを有し、前記過電圧保護部の第１の入力部は第２の入力部と結合され、前記過電圧保護部の第２の入力部は事前に決められた基準電圧部と結合され、前記過電圧保護部の出力部は前記電圧制限制御可能スイッチを導電モード又は非導通モードにあるように制御するため前記電圧制限制御可能スイッチと結合され、前記電圧制限制御可能スイッチは前記容量性結合部及び前記他の整流回路により共有されるノードと結合され、前記電源システムのニュートラル電圧部と結合される、請求項８に記載の電源システム。
10. 前記電圧制限器は、前記事前に決められた電圧に対してあまりに高いかあまりに低い整流された出力電圧を検出するための過電圧保護部を有し、前記他の電圧制限器は、前記容量性結合部及び前記他の整流回路により共有されるノードと結合される電圧制限制御可能スイッチを有し、前記電源システムのニュートラル電圧部と結合され、前記電圧制限制御可能スイッチは、整流された出力電圧の絶対値があまりに高い場合導通状態にあり、整流された出力電圧の絶対値があまりに低い場合非導通状態にあるように前記過電圧保護部により制御される、請求項８に記載の電源システム。
11. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの少なくとも一部、前記電圧制限器、前記他の電圧制限器、前記短絡制御可能スイッチ、前記短絡制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、前記バックブーストコンバータの少なくとも一部、前記バックブーストコンバータの制御可能スイッチ、前記バックブーストコンバータのダイオード、他の電力レールへ電力を供給するための前記バックブーストコンバータの他のダイオード、前記バックブーストコンバータの前記制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、前記電圧制限器を通る電流を制限するための電流制限回路のグループのうちの少なくとも１つを有する集積回路を有する、請求項１、２、４又は５に記載の電源システム。
12. 前記電圧制限器が、２つの抵抗の直列接続により形成される制御ループを持つ短絡レギュレータを有するか、前記他の電圧制限器が、２つの抵抗の他の直列接続により形成される制御ループを持つ他の短絡レギュレータを有するか、又は前記電圧制限器は２つの抵抗の直列接続により形成される制御ループを持つ短絡レギュレータを有し、前記他の電圧制限器は２つの抵抗の他の直列接続により形成される制御ループを持つ他の短絡レギュレータを有する、請求項１１に記載の電源システム。
13. 請求項１に記載の電源システムを有する、電子装置。
14. スタンバイモード又は動作モードになるように前記電子装置を制御するため、前記電子装置の動作を制御する装置コントローラと、請求項７に記載の電源システムとを有し、前記電源システムのコントローラが前記装置コントローラと統合される、電子装置。
15. 請求項７に記載の電源システムに用いられる、又は、請求項１４に記載の電子装置に用いられるコントローラ。

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