JP2013508792A - 電圧依存性コンデンサを備えるセンサ回路アレイを含む液晶デバイス - Google Patents

Abstract

液晶デバイスは、例えばタッチスクリーンを形成するディスプレイとセンサとの組み合わせの形態で、与えられる。上記デバイスは、例えばアクティブマトリクス型の、センサ回路アレイを含む。各センサ回路は、ソースフォロワとして設定されるトランジスタＭ１に接続される液晶検知コンデンサＣＶを含む。電圧依存性コンデンサの形式のセンサ選択コンデンサＣ１は、トランジスタＭ１と行選択線ＲＷＳとの間に接続される。電圧依存性コンデンサＣ１の容量は、Ｃ１に係る電圧に依存し、小さな電圧に対しては大きな値を、大きな電圧に対しては小さな値を有する。

Description

本発明は、例えば集積センサを備えたアクティブマトリクス型液晶ディスプレイ（ＡＭＬＣＤ、ａｃｔｉｖｅ ｍａｔｒｉｘ ｌｉｑｕｉｄ ｃｒｙｓｔａｌ ｄｉｓｐｌａｙｓ）の分野における利用といった、液晶デバイスに関するものである。そのようなデバイスは、上記ディスプレイの機械的変形による液晶材料の容量変化を検知し、この計測に基づいたタッチパネル機能を生成するのに用いることができる。そうしたタッチパネルは、タッチ入力イベントの位置についての情報だけでなく、機械的変形を介した容量変化の大きさに相関するタッチの強さについての情報も提供する。

液晶容量を計測するための回路は、上記ＡＭＬＣＤのＴＦＴ（Ｔｈｉｎ Ｆｉｌｍ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、薄膜トランジスタ）基板の製造に用いられるプロセスと互換性のある、薄膜多結晶シリコンのプロセスで、製造することができる。そういったシステムでは、画素マトリクスはセンサ素子とディスプレイ素子とを含まなくてはならず、ディスプレイに用いられるのと同じ液晶セルが、上記センサの信号を生成する。機械的変形が、大きくて容易に検出できる変化を液晶セルに引き起こすことは、センサ部分にとっては望ましい一方で、そのような大きな変化は、ディスプレイの品質に悪影響を及ぼす。

図１に示すように、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ、ｌｉｑｕｉｄ ｃｒｙｓｔａｌ ｄｉｓｐｌａｙ）は、２つの対向基板から形成され、各基板は透明導体とともにパターン形成され、液晶材料が注入される隙間によって隔てられている。セルギャップとして知られる上記隙間の距離は、ディスプレイスペーサによって決定され、維持される。対向する透明導体によって形成される電極の固有のペアは、コンデンサを含む画素（ピクセル）を形成する。上記コンデンサにおいて、上記液晶材料は誘電物質を形成する。周知のように、タッチパネルは、これら液晶容量の値を表示領域にわたって計測する手段を備えることで、ＬＣＤの中に形成することができる。上記デバイスにおいて、上記液晶セルの機械的変形を発生させる圧力を上記ディスプレイの表面に加えるために、指やスタイラスといった入力具が用いられる。上記機械的変形は、セルギャップの変化によって、つまり圧力が加えられたポイントの領域における液晶容量値の変化によって、特徴づけられる。従って、液晶容量の計測は、入力具の位置と、入力具により加えられた圧力との情報を与える。

ＬＣＤ内の液晶容量の計測方法は、センサに用いられる回路技術に応じて下記３種類に分類することができる。すなわち、パッシブマトリクスと、パッシブピクセルと、アクティブピクセルとである。

パッシブマトリクス型デバイスについて、例えば、「Ｅｎｔｒｙ ｏｆ ｄａｔａ ａｎｄ ｃｏｍｍａｎｄ ｆｏｒ ａｎ ＬＣＤ ｂｙ ｄｉｒｅｃｔ ｔｏｕｃｈ； ａｎ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ＬＣＤ ｐａｎｅｌ」（Ｔａｎａｋａ ｅｔ ａｌ．， Ｐｒｏｃ． ＳＩＤ １９８６）に開示されている。図２に示すように、パッシブマトリクス型デバイスにおいて、透明導体は行および列としてパターン形成される。テスト信号が行（または列）に与えられると、それに応じて列（または行）で生成される信号が検出され、各行と各列との交差における液晶容量が計測される。しかし、上記装置の著しく不利な点は、行と列とをディスプレイ機能と検知機能との両方に用いなければならないことである。上記２つの機能を実現するのに必要とされる時分割の結果、上記ＬＣＤにより表示される映像の品質と、容量計測の精度とが低下する。

他の選択肢であるパッシブピクセル型装置は、米国特許出願ＵＳ２００７−００４０８１４（２００７年２月２２日公開）に開示されており、図３に示される。上記装置において、ディスプレイ機能はアクティブマトリクスを用いて実現される。しかし、センサ機能は、液晶パネルアセンブリ３００の同じアクティブマトリクス基板上に、付加的な行列アドレス線（addressing line）を集積することにより実現される。上記装置において、計測される液晶容量は、各行または各列のアドレス線と、対向基板上の共通電極との間に形成される。検出回路は各行と各列との出力に備えられ、各上記容量を計測する。ディスプレイにタッチしている入力具の位置は、上記計測を処理することによって決定することができる。ディスプレイ機能とセンサ機能とが物理的に分離されるため、ディスプレイ映像の品質と容量計測の精度とを向上させることができる。

より詳細には、検知ユニットＳＵは２つの画素の間に配される。リセット信号入力ユニットＩＮＩが複数備えられる。出力データ線ＯＹ１〜ＯＹｎとＯＸ１〜ＯＸｍとは、水平方向の出力データ線ＯＹ１〜ＯＹｎと垂直方向の出力データ線ＯＸ１〜ＯＸｍとを含む。ＯＹ１〜ＯＹｎとＯＸ１〜ＯＸｍとは、対応する検知信号出力ユニットＳＯＵＴを介して、水平方向の検知データ線ＳＹ１―ＳＹｎと垂直方向の検知データ線ＳＸ１―ＳＸｍとに接続される。出力データ線ＯＹ１―ＯＹｎとＯＸ１―ＯＸｍとは、検知信号処理ユニット８００に接続され、検知信号出力ユニットＳＯＵＴから検知信号処理ユニット８００に向けて、出力信号を送信する。検知信号処理ユニット８００は、各増幅ユニット８１０によって、検知データ読み出し信号の増幅といった動作を実行する。接触決定ユニット７００は、デジタル検知信号ＤＳＮを検知信号処理ユニット８００から受信し、上記ＤＳＮを処理して、接触のあった場所を決定する。素子６００は、信号コントローラである。

しかし、パッシブマトリクス型センサ全てに共通の不利な点は、計測可能な容量の精度が、行と列とのアドレス線の寄生容量によって制限されることである。このような寄生素子は、上記可変液晶容量により生成された信号を減衰し、センサを干渉とノイズとに影響されやすくする。さらに、パッシブマトリクス型センサは各行と各列とについて外部接続を必要とするため、コストを増大させ、上記デバイスの信頼性を低下させる。

パッシブピクセル型デバイスにおいて、マトリクスは、個別に座標特定可能な（addressable）複数のセンサ画素により形成される。上記センサ画素において、液晶コンデンサ素子はスイッチによってデータ線から分離されており、上記スイッチの状態は走査線によって制御される。対応する走査線によってスイッチが活性化されると、上記液晶コンデンサ素子は対応するデータ線に接続される。そして、上記液晶コンデンサ素子の容量が上記データ線に接続した検出回路により計測される。上記マトリクスの全走査線を順番に選択するために走査ドライバが用いられ、１フレームの動作中に全ての液晶コンデンサ素子の容量が計測される。２００４年９月１日に公開された英国特許出願ＧＢ２３９８９１６（図４）に開示されているように、画素スイッチと液晶コンデンサ素子とは、センサとディスプレイとで共通であってもよい。なお、センサとディスプレイはそれぞれ、時分割によって実現される別々の機能を有する。ディスプレイ機能に対応する第１期間の間、選択ＴＦＴはまずオンにされ、データはデータ線を経由して画素に書き込まれる。その後、選択ＴＦＴはオフにされ、表示データは画素内に記憶される。センサ機能に対応する第２期間の間、選択ＴＦＴはオンにされ、画素の容量はデータ線のエンドに位置する検出回路によって計測される。上記装置の優位な点は、センサ機能が、ディスプレイ開口率におけるロスなく、ディスプレイに集積できることである。一方、不利な点は、ディスプレイにタッチしている入力具に対応する容量の変化が極めて小さく、上記センサの検出回路が正確に計測を行うことが困難であることである。

これに代えて、米国特許ＵＳ７２８０１６７(２００７年１０月９日公開)に開示され、図５に示すように、画素液晶素子は、ディスプレイ機能とセンサ機能とで共通であってもよい。しかし、付加的なスイッチトランジスタとアドレス線とが画素とマトリクスとに加えられ、センサ機能とディスプレイ機能とを部分的に分離する。上記装置において、センサ機能とディスプレイ機能とは再び時分割によって実行される。しかし優位なことに、画素の容量計測に利用できる時間を増やすことができ、従って容量計測の精度を向上させることができる。

より詳細には、図５は、映像データを運ぶデータ線Ｄａｔａと交差するゲート線Ｇｎ、Ｇｎ−１等を示している。信号線１０は、データ線から遮断され、データ線に並置される。信号線１０は信号増幅器２０に接続され、信号増幅器２０は各信号線に与えられる信号と参照用電圧ＲＥＦとを比較する。

スイッチング素子ＴＦＴ１とＴＦＴ２とＴＦＴ３とは、複数の画素領域のそれぞれに形成される。第１スイッチング素子ＴＦＴ１のドレイン電極は画素電極Ｐに接続される。画素電極Ｐは、液晶パネルの下面基板に形成され、共通電極ＣＯＭは上面基板に形成される。液晶材料は画素電極Ｐと共通電極ＣＯＭとの間に注入され、液晶容量Ｃｌｃによって示される。蓄積容量Ｃｓｔは、液晶容量Ｃｌｃに該当する電圧を維持するために与えられる。

パッシブピクセル型センサ全てに共通の不利な点は、特に大型アレイについて、下記の通りである。すなわち、上記液晶コンデンサ素子は、上記アドレス線の寄生容量と比較して小さく、従って、容量計測の精度が低いままであることである。さらに、上記計測は表示動作からのノイズと干渉とから容易に影響されてしまう。アクティブピクセル型センサは、液晶素子の容量の小さな変化に基づいて振動する大きな画素出力信号を生成するように構成された付加的な増幅素子を介して、上記の問題に対する解決を与える。

アクティブピクセル回路の例は、米国特許出願ＵＳ２００６−００１７７１０（２００６年１月２６日公開）に開示され、図６に示される。上記装置において、各画素はディスプレイ部とセンサ部とを含む。ディスプレイ部はさらに、データ線Ｄｊと、走査線Ｇｉと、スイッチトランジスタＱｓ１と、液晶コンデンサ素子ＣＬＣと、ストレージコンデンサＣＳＴとを含む。さらに、センサ部は、出力線Ｐｊと、電力供給線Ｐｓｄと、行選択線Ｓｉと、選択トランジスタＱｓ２と、増幅トランジスタＱｐと、可変液晶コンデンサ素子ＣＶとを含む。

ディスプレイ部の動作は周知であり、詳述することはしない。上記画素のセンサ部の、つまりアクティブピクセル型センサ回路の動作は、ディスプレイ部の動作と分離されており、下記の通りである。すなわち、行選択線Ｓｉがハイの時、選択トランジスタＱｓ２はオンにされ、増幅トランジスタＱｐのソース端子は出力線Ｐｊに接続される。電力供給線Ｐｓｄから出力線Ｐｊへの、増幅トランジスタＱｐを流れる電流は、上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧により決定される。次に、上記ゲート電圧は可変液晶コンデンサ素子ＣＶの容量により決定され、上記トランジスタのしきい電圧をまたぐ範囲をとることができる。従って、上記増幅トランジスタはオフにされたりオンにされたりすることができ、つまり、上記増幅トランジスタを通る電流は数桁の開きで変化することができる。従って、上記アクティブピクセル型センサ回路の優位な点は、液晶容量における比較的小さな変化が画素出力電流における大きな変化を発生させることができ、液晶容量が正確に計測され得ることである。

別のアクティブピクセル型センサ回路を図７に示す。上記装置において、画素のセンサ部は、行選択線Ｖｃｔｌと、増幅トランジスタＭ１と、容量がＣ_１である選択コンデンサＣ１と、可変液晶コンデンサＣＶとを含む。ここで、上記回路の動作を簡単に示す。上記行選択線がハイの時、上記増幅トランジスタのゲート端子に電荷が注入される。上記電荷注入後のゲート端子の電圧Ｖ_Ｇは、下記の等式に従い、上記可変液晶コンデンサ素子の容量により決定される。

Ｖ_Ｇ＝Ｖ_Ｇ０＋（Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｃ_１／（Ｃ_１＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）

ここで、Ｖ_Ｇ０は、上記電荷注入前のゲート端子の電圧であり、Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}とＶ_{ＲＷＳ，Ｌ}とは、各々、上記行選択信号の高電位と低電位とである。Ｃ_Ｖは、上記可変液晶コンデンサの容量であり、Ｃ_Ｇ，Ｍ１は、増幅トランジスタＭ１のゲート端子に対応する容量である。小さな液晶容量に対し、ゲート電圧は増幅トランジスタＭ１のしきい電圧よりも上昇し、増幅トランジスタＭ１をオンにする。ここで、Ｍ１は、データ線の端に位置するバイアストランジスタとともに、ソースフォロワ増幅器を形成する。上記増幅器の出力電圧は、上記液晶コンデンサ素子ＣＶの容量の計測基準となる。液晶容量が大きい場合、上記選択コンデンサ越しの電荷注入に起因するゲート電圧の変化は小さく、上記増幅トランジスタはオフのままである。従って、上記液晶容量における比較的小さな変化に対し、上記画素出力電圧の大きな変化を生み出すことができる。

アクティブピクセル型センサは、パッシブマトリクス型またはパッシブピクセル型に比べ、液晶容量の著しく正確な計測を可能にする。しかし実際には、セルギャップの現実の機械的変形に対応する液晶コンデンサ素子の容量の変化に対する画素出力信号の感度は、小さすぎるままである。確実に検出できる十分な大きさの出力信号を生成するには、入力具は、タッチパネル動作について許容可能な強さよりも強い力で、ディスプレイを押さなくてはならない。感度を向上させるための周知技術は、セルギャップの機械的変形を増加させることで、所定のタッチ圧力による容量の絶対変化を増加させることである。上記技術は、ディスプレイのガラス板の厚さを薄くすることによって、またはセルギャップを決定するディスプレイスペーサの密集度を減らすことによって、実現することができる。しかし、ディスプレイは同じ液晶セルをセンサとして用いる。従って、上記アプローチの深刻な副作用は、入力具がディスプレイに触れている周辺では、表示映像の品質が極度に劣化するかもしれないことである。

感度向上のための別の解答は、液晶セルの中に付加的スペーサ構造物を備えることである。上記スペーサ構造物の目的は、センサ領域におけるセルギャップを狭めることにより、所定の入力圧力に対応する容量の変化を増加させることである。上記目的でのセンサスペーサの利用は周知であり、例えば「Ｅｍｂｅｄｄｅｄ Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ Ｔｏｕｃｈ Ｓｃｒｅｅｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｆｏｒ Ｌａｒｇｅ Ｓｉｚｅ ＬＣＤ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」（ Ｔａｋａｈａｓｈｉ ｅｔ ａｌ．， Ｐｒｏｃ． ＳＩＤ ２００９）に開示され、図８に示される。上記構造物は容量センサの感度向上にとっては有用である一方で、下記の問題が残る。すなわち、入力具をディスプレイに押し付けるユーザによって無理なく生成される容量の変化と、上記センサが確実に検出できる容量の変化との間の不一致という問題である。特に、上記の低感度には下記の問題が残る。すなわち、指などの接触範囲の大きな入力具を使用する場合、スタイラスまたはペンなどの接触範囲のより小さな入力具を用いるのに比べ、加えられる入力の強さに比して生成される圧力はより小さい。さらに、入力具により加えられた圧力の計測が必要とされる用途では、タッチイベントの単純な決定のみしか必要としないタッチパネルに比べ、容量計測の精度はより高いものでなくてはならない。

従って、ディスプレイに有害な副作用を与えることなく、容量センサの感度を向上させる新しい技術が望まれている。

本発明は、第１センサ回路の第１アレイであって、上記第１センサ回路がそれぞれ液晶検知コンデンサを含む第１アレイと、入力が、上記液晶検知コンデンサの第１端子に接続された増幅器と、容量が電圧の関数であり、上記増幅器の入力とセンサ回路選択入力との間に接続された電圧依存性コンデンサとを含んでいる液晶デバイスを提供する。

上記検知コンデンサは、タッチイベントに応じて変化する容量を有することができる。

上記電圧依存性コンデンサは、第１電圧がかかると第１容量を示し、上記第１電圧の値より大きな値を有する第２電圧の印加に対しては、第１容量よりも小さい第２容量を示すことができる。

ここで用いる電圧の「値」という用語は、電圧の大きさとともに、電圧の符号を考慮に入れている。従って、例えば−２Ｖの電圧は、−１Ｖの電圧よりも値が小さい。

上記選択入力は、上記第１センサ回路を無効にするための第３電圧を受けるとともに、上記第１回路を有効にするための、上記第３電圧の値よりも大きな値を有する第４電圧を受けるように構成されている。

上記増幅器は、第１トランジスタを含むことができる。

上記第１トランジスタは、第１金属酸化物半導体電界効果トランジスタを含むことができる。

上記第１トランジスタは、ソースフォロワとして接続されることができる。

上記第１アレイは、共通ソースロードに接続されている上記第１センサ回路の各列のソースフォロワとともに、上記第１センサ回路の行列を含むことができる。

各行の上記第１センサ回路の上記選択入力は、相互接続されることができる。

上記電圧依存性コンデンサは、第２金属酸化物半導体電界効果トランジスタを含むことができる。

上記第２電界効果トランジスタのソースとドレインとは、相互接続されることができる。

上記第１センサ回路は各々ダイオードを含み、上記ダイオードは、上記増幅器の入力に接続された第１端子を有し、上記第１センサ回路が無効の時に上記増幅器の入力に既定の電圧を与えるように構成されている。

上記第２電界効果トランジスタはソース―ドレインのパスを有し、上記ソース―ドレインのパスは、上記増幅器の入力とダイオードの第１端子との間に接続され、上記ダイオードは、上記第１センサ回路が無効の時に上記増幅器の入力に既定の電圧を与えるように構成されている。

上記ダイオードの第２端子は、上記第１センサ回路のアドレス入力に接続されることができる。

上記第１センサ回路の上記検知コンデンサの第２端子は、相互接続されることができる。

上記検知コンデンサの上記第２端子は、共通端子を含むことができる。

上記検知コンデンサの第２端子は、プレチャージ入力に接続されることができる。

上記ダイオードの第２端子は、プレチャージ入力に接続されることができる。

上記検知コンデンサは、液晶材料の隣接層と協調する共平面電極を有する平面コンデンサを含むことができる。

上記共平面電極は、上記層に対置する側の電極ギャップに対面することができる。

上記共平面電極は、上記層に対置する側の電気的フローティング電極に対面することができる。

上記共平面電極は、実質的に固定された電圧を受けるように構成された共平面ガードリングに囲まれることができる。

上記デバイスは、液晶表示画素の第２アレイを含むことができる。

上記第１アレイと第２アレイとは、共通のアクティブマトリクス型座標特定アレンジメントによって座標特定されることができる。

上記座標特定アレンジメントは、ディスプレイブランキング期間中、第１アレイの座標特定を行うように構成されることができる。

上記第１センサ回路は、データ入力線に接続された出力を有し、上記データ入力線は、画素データ入力に接続されることができる。

上記第１センサ回路は、各々、少なくとも１つの画素のグループに対応付けられることができる。

上記グループは、各々、サブ画素の合成色グループを含むことができる。

上記デバイスは、上記第１センサ回路の感度より低い感度を有する第２センサ回路の第３アレイを含むができる。

上記第２センサ回路は、間に第１センサ回路を挟んでいることができる。

上記デバイスは、タッチスクリーンとして動作するように構成されることができる。

容量センサアレイの容量計測の感度を向上させることができる。とりわけ、アクティブピクセル型センサ回路を含む容量センサアレイの感度を向上させることができる。上記技術は、一般的な容量センサアレイに応用することができ、さらに特に、下記の液晶ディスプレイに備えられた容量センサアレイに応用することができる。すなわち、液晶材料をディスプレイの光学的素子として利用するとともに、計測されるコンデンサの誘電体として利用する液晶ディスプレイである。

上記先行技術に比べ、上記可変液晶コンデンサの容量の変化に対する、上記アクティブピクセル型センサ回路の感度を向上させることができる。上記特徴から下記の優位な点が生ずる。すなわち、第１に、ディスプレイの機械的な完全さを著しく損なうことなく、ＡＭＬＣＤに圧力検知タッチパネルを統合することができる。従って、上記ディスプレイにタッチすることは、表示映像の質の劣化を少しも招かない。第２に、ノイズに比べ計測される信号の割合が増加し、タッチの強さについてのより正確な計測と、より信頼性の高いしっかりとした動作とがもたらされる。さらに、単純なタッチパネル用途について、改良されたアクティブピクセル型センサ回路によって、センサ感度を向上させるためのセル内部の特別な構造が不要となる。従って、ＡＭＬＣＤの製造コストを抑えることができる。

本発明の上記その他の目的、特徴および優位な点は、以下の発明の詳細な説明を、添付の図面と併せて考慮すると、より容易に理解されるであろう。

本発明は、下記の添付の図面を参照しながら、例を用いてより詳細に説明されるであろう。
タッチパネルを有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 パッシブマトリクス型センサ回路を有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 パッシブマトリクス型センサ回路を有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 パッシブマトリクス型センサ回路を有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 パッシブマトリクス型センサ回路を有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 アクティブピクセル型センサ回路を有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 アクティブピクセル型センサ回路を有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 付加的なスペーサ構造物を有する液晶ディスプレイに係る先行技術を示す図である。 本発明の第１の側面に関する一番最も一般的な実施形態を示す図である。 実施形態１の電圧依存性選択コンデンサの示す電圧―容量関係を示す図である。 実施形態１の動作を図示する波形ダイアグラムである。 実施形態１の可変液晶コンデンサ素子の構造を示す図である。 実施形態１に対応する読み出し回路を示す図である。 本発明の実施形態２を示す図である。 本発明の実施形態３を示す図である。 本発明の実施形態４を示す図である。 本発明の実施形態５を示す図である。 本発明の実施形態６を示す図である。 本発明の第２の側面に関する、一番最も一般的な実施形態である、実施形態７を示す図である。 実施形態７の動作を示す波形ダイアグラムを示す図である。 実施形態７の可変液晶コンデンサ素子の構造を示す図である。 本発明の実施形態８を示す図である。 本発明の実施形態８の変形例を示す図である。 本発明の実施形態９を示す図である。 本発明の実施形態１０を示す図である。 本発明の実施形態１１を示す図である。 実施形態１１の動作を示す波形ダイアグラムを示す図である。 本発明の実施形態１２を示す図である。 実施形態１２の動作を示す波形ダイアグラムを示す図である。 本発明の第３の側面についての一般的概念を示す図である。 本発明の第３の側面について一番の実施形態である、実施形態１３を示す図である。 本発明の実施形態１４を示す図である。 本発明の実施形態１５を示す図である。 実施形態１６の動作を示す波形ダイアグラムを示す図である。 本発明の実施形態１６を示す図である。

本発明の望ましい実施形態は、本発明の範囲を限定することなく、図例を用いて説明される。実施形態２から実施形態１６までの記述においては、それまでの実施形態と共通する特徴の記述を詳細に繰り返すことはしない。

［実施形態１］
本実施形態は、液晶容量の変化に対するアクティブピクセル型センサの出力の感度を向上させるために、電圧依存性選択コンデンサが用いられる、という基本概念を説明する。

本実施形態は、第１センサ回路から成る第１アレイを含む液晶デバイスに関するものである。本実施形態において、各第１センサ回路はアクティブピクセル型センサ回路である。図９に示すように、本実施形態の第１センサ回路を形成するアクティブピクセル型センサ回路は、データ線ＤＡＴと、電力供給線ＶＤＤと、行選択線ＲＷＳと、増幅器Ｍ１と、可変液晶コンデンサ素子ＣＶと、電圧依存性選択コンデンサＣ１とを含む。なお、可変液晶コンデンサ素子ＣＶの使用は、液晶検知コンデンサとして機能する。上記増幅器の入力は上記検知コンデンサの第１端子に接続される。

各第１センサ回路の上記検知コンデンサの第２端子は、上記第１センサ回路の上記検知コンデンサの上記第２端子が相互接続されるように、共通電圧線ＶＣＯＭに接続することができる。

本実施形態において、増幅器Ｍ１は第１トランジスタを含む。増幅器Ｍ１を形成する第１トランジスタは、例えば薄型トランジスタといった、第１金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ、ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を含むことができる。本実施形態において、増幅器Ｍ１を形成する第１トランジスタは、ソースフォロワとして接続される。

電圧依存性選択コンデンサＣ１は、増幅器（例、図９の本実施形態の増幅トランジスタのゲート）への入力と、行選択線ＲＷＳとの間に接続される。行選択線ＲＷＳは、センサ回路選択入力（図示しない）に接続される。

電圧依存性選択コンデンサＣ１は容量Ｃ_１を有し、容量Ｃ_１は、上記コンデンサ越しの電圧Ｖ_Ｃ１に比例し、しきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｃ１によって特徴づけられる。上記コンデンサは、しきい電圧Ｖ_Ｔ，ｃ１より低い電圧には第１容量Ｃ_１Ａを示し、一方、しきい電圧Ｖ_Ｔ，ｃ１より高い電圧には、第２容量Ｃ_１Ｂを示す。第１容量が第２容量より著しく大きくなるように、上記コンデンサを設定することができる。従って、上記電圧依存性コンデンサは、掛かる第１電圧（しきい電圧Ｖ_Ｔ，ｃ１よりも小さい第１電圧）を伴う第１容量Ｃ_１Ａを有し、掛かる第２電圧（しきい電圧Ｖ_Ｔ，ｃ１よりも大きく、従って、第１電圧の値よりも大きな値を有する第２電圧）に対して、第１容量よりも小さい第２容量Ｃ_１Ｂを有することができる。

図１０は、上記電圧―容量関係を図示している。

ここで、上記アクティブピクセル型センサ回路の動作を、図１１の波形ダイアグラムを参照しながら説明する。

第１の初期期間において、行選択線ＲＷＳが第１低電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}にあり、増幅トランジスタＭ１のゲート端子の電圧Ｖ_Ｇが初期電圧Ｖ_Ｇ０に等しくなるように、上記センサ回路選択入力は第３電圧を受け取る。初期電圧Ｖ_Ｇ０はＭ１のしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ１よりも小さい。従って、上記初期期間中、増幅トランジスタＭ１はオフにされるので、第１センサ回路は無効にされる。上記電圧依存性選択コンデンサ越しの電位差Ｖ_Ｃ１が上記コンデンサのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｃ１よりも小さく、上記コンデンサが大きな第１容量Ｃ_１Ａを示すように、ＲＷＳの低電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}が、上記増幅トランジスタのゲート電圧Ｖ_Ｇ０よりも小さくなるように設定される。

第２の読み出し期間において、上記センサ回路選択入力は、上記行選択線の電圧がその最終高電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}に向かって上昇するように、第３電圧の値よりも大きな値を有する第４電圧を受ける。まず、行選択線ＲＷＳの電圧が上昇し始めるにつれて、選択コンデンサＣ１越しに増幅トランジスタＭ１のゲート端子に電荷が注入される。従って、行選択線が上昇し始めるにつれ、上記ゲート端子の電圧が次式で与えられる。

Ｖ_Ｇ ＝Ｖ_Ｇ０＋（Ｖ_ＲＷＳ−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｃ_１Ａ／（Ｃ_１Ａ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ,Ｍ１）
＝Ｖ_Ｇ０＋（Ｖ_ＲＷＳ−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｓ_０

ここで、Ｃ_Ｖは可変液晶コンデンサＣＶの容量であり、Ｃ_Ｇ，Ｍ１は増幅トランジスタＭ１のゲート端子の容量であり、Ｓ_０はＶ_Ｇの初期増加率である。

従って、上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧は、行選択線ＲＷＳの電圧の上昇率よりも穏やかな上昇率で上昇し、可変液晶コンデンサ素子ＣＶの容量に反比例して上昇する。ＲＷＳの上昇中の或る点において、Ｖ_ＲＷＳは、Ｖ_Ｇと十分比例して上昇することができ、上記電圧依存性選択コンデンサ越しの電位差Ｖ_Ｃ１は、上記選択コンデンサのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｃ１よりも大きくなる。従って、上記選択コンデンサは小さな第２容量Ｃ_１Ｂを示し、行選択線が上昇を続ける間の上記ゲート端子の電圧の上昇率は低下する。ここで、上記ゲート端子の電圧は次式で与えられる。

Ｖ_Ｇ ＝Ｖ_Ｇ０＋（Ｖ_{ＲＷＳ,Ｔ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｓ_０
＋（Ｖ_ＲＷＳ−Ｖ_{ＲＷＳ,Ｔ}）．Ｃ_１Ｂ／（Ｃ_１Ｂ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ,Ｍ１）
＝Ｖ_Ｇ０＋（Ｖ_{ＲＷＳ,Ｔ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｓ０
＋（Ｖ_ＲＷＳ−Ｖ_{ＲＷＳ,Ｔ}）.Ｓ_１

ここで、Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}は上記行選択線の電圧であり、上記選択コンデンサの高容量から低容量への遷移に対応する。Ｓ_１はＶ_Ｇの最終増加率である。

上記行選択線がその高電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}に達した後、読み出し期間中の上記ゲート端子の最終電圧が実現され、次式で与えられる。

Ｖ_Ｇ ＝Ｖ_Ｇ０＋（Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｓ_０
＋（Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}）．Ｓ_１

読み出し期間中、増幅トランジスタＭ１のゲート端子の電圧が、そのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ１より大きくなる場合、上記トランジスタはオンに切り替わり、上記データ線に接続されるバイアストランジスタＭ３とともに、ソースフォロワ増幅器を形成する。画素出力電圧Ｖ_ＰＩＸは、上記ソースフォロワ増幅器の出力電圧として定義され、上記ゲート端子の電圧Ｖ_Ｇによって、つまり、上記液晶コンデンサ素子の容量によって、決定される。

読み出し期間中に上記ソースフォロワ増幅器が生成する出力電圧は、ストレージコンデンサにおいて保持されることができ、その後、例えば、図１３に示す回路によるような周知の方法で、読み出されることができる。ここで、上記読み出し回路の動作を簡単に説明する。

読み出し期間中に行選択線ＲＷＳがハイでパルス出力される時、上記ソースフォロワ出力電圧は、可変液晶コンデンサ素子ＣＶの容量を示している。本期間中、ストレージコンデンサＣ２は、選択トランジスタＭ４を経由して、ソースフォロワ出力のレベルまでチャージされる。ここで、第２の列ソースフォロワ増幅器がトランジスタＭ５とＭ６とＭ７とから形成される。列選択信号ＣＯＬがパルス出力される時、上記列ソース増幅器の出力は、チップ増幅器に接続される。各列ソース増幅器は、上記センサ出力電圧が上記アレイにおける各画素の中の可変液晶コンデンサの容量を時間的に連続して表現するものとなるように、上記方法により、順次、チップ増幅器に接続される。

バイアストランジスタＭ３の使用を含み、画素増幅トランジスタＭ１とともにソースフォロワを形成するように上記データ線に接続される、上述の読み出し回路は、典型例を意味している。上記画素データを生成し読み出すための他の妥当な回路技術は周知であり、代わりに使用することができる。

上述のような、本実施形態のアクティブピクセル型センサ回路は、選択コンデンサＣ１の電圧依存性から生じる増幅効果を提供する。上記効果の原因は、上記選択コンデンサの状態遷移に対応する行選択電圧Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}が、可変液晶コンデンサＣＶの容量によって決定されることである。図１１に示すように、Ｃ_Ｖが増加するにつれ、行選択電圧の小さな上昇に対し、上記選択コンデンサの低容量への遷移が起こる。

標準的な非―電圧依存性選択コンデンサを使用する周知技術と比較すると、所定の液晶容量変化に対して、読み出し期間における上記ゲート端子の電圧の変化はより大きく、つまり、画素出力電圧の変化はより大きい。従って、本実施形態の優位な点はセンサ感度の向上である。

［実施形態２］
本発明の実施形態２において、実施形態１の選択コンデンサは、例えば薄膜トランジスタ（ＴＦＴ、ｔｈｉｎ−ｆｉｌｍ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のような、第２金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）によって形成することができる。上記トランジスタは、行選択線ＲＷＳに接続されるゲート端子と、上記増幅トランジスタのゲート端子へと相互接続されるソース端子及びドレイン端子とを有する、Ｐ型トランジスタであってもよい。上記装置は、トランジスタＭ２が電圧依存性選択コンデンサを形成する図１４で示される。

第１状態において、トランジスタＭ２のゲート端子とソース端子との間の電圧Ｖ_ＧＳが、上記トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ２よりも小さい場合、上記トランジスタはオンにされ、容量Ｃ_１Ａを示す。Ｃ_１Ａは、ゲート―ドレインの容量（Ｃ_{ＧＤ，Ｍ２}）と、ゲート―ソースの容量（Ｃ_{ＧＳ，Ｍ２}）と、ゲート―チャネルの容量（Ｃ_{ＧＣ，Ｍ２}）との合計に等しい。第２状態において、トランジスタＭ２のゲート端子とソース端子との間の電圧Ｖ_ＧＳが、上記トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ２より大きい場合、上記トランジスタはオフにされ、容量Ｃ_１Ｂを示す。Ｃ_１Ｂは、ゲート―ドレインの容量（Ｃ_{ＧＤ，Ｍ２}）と、ゲート―ソースの容量（Ｃ_{ＧＳ，Ｍ２}）との合計に等しい。従って、トランジスタＭ２は、図１０に示す所定の電圧―容量関係を示す。

上記回路の動作は、第１の実施形態において述べたとおりである。

［実施形態３］
本発明の実施形態３において、実施形態１の選択コンデンサはｎ型トランジスタによって形成することができる。図１５に示すように、本回路において、上記選択コンデンサを形成するトランジスタＭ２のゲート端子は、増幅トランジスタＭ１のゲート端子に接続される。そしてＭ２のソース端子とドレイン端子とは、行選択線ＲＷＳへと相互接続される。再度のことになるが、上記トランジスタは、図１０に示す、所定の電圧―容量関係を示す。

［実施形態４］
本発明の実施形態４において、上記ゲート端子のＤＣ電圧は、上記アクティブピクセル型センサ回路へのダイオードの付加を介して、調整することができる。図１６に示すように、上記ダイオードの第１端子（本実施形態における上記ダイオードの陰極端子）は、上記増幅トランジスタのゲート端子に接続され、上記ダイオードの第２端子（本実施形態における陽極端子）は、付加的なアドレス線ＶＤＣに接続される。

上記ダイオードは上記増幅トランジスタのゲート端子とアドレス線ＶＤＣとの間のパスを用意し、上記増幅トランジスタのゲート端子の初期安定状態のＤＣ電圧Ｖ_Ｇ０は、アドレス線ＶＤＣに与えられる一定電圧Ｖ_ＤＣにより決定される。従って、第１センサ回路が無効にされた時に上記増幅トランジスタの入力に既定の電圧を与えるよう、上記ダイオードは設定される。

行選択線ＲＷＳがハイの時、上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧は、上記選択コンデンサ越しの電荷注入によって上昇する。上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧はアドレス線ＶＤＣの一定電圧よりも大きくなり、つまりＶ_Ｇ＞Ｖ_ＤＣである。ここで、ダイオードＤ１は逆バイアスであり高い抵抗値を示すので、比較的高速な呼び出し動作は上記ダイオードの存在による影響を受けず、前述と同様に進展する。

本実施形態の優位な点は、上記増幅トランジスタのゲート端子の初期電圧Ｖ_Ｇ０を既知の値に調整できることである。上記の柔軟性がない場合、製造過程で生成される電荷が上記ノード上で逃げ場を失い、上記センサ動作の不調を引き起こし得る未知の初期電圧の原因になるかもしれない。上記ダイオードは上記の逃げ場を失った電荷を放電させるパスを与え、上記センサの正確で信頼性の高い動作を保証する。

上記方法によるダイオードの利用は、高速読み出し動作と衝突することなく、上記増幅トランジスタのゲート端子の安定状態のＤＣ電圧を調整するという概念を説明することを意図している。例えば、ダイオード構成において接続されるトランジスタ、または十分に高い抵抗値を有する抵抗器といった、他の周知方法を介して、同様の機能が実現され得る。

［実施形態５］
本発明の実施形態５において、実施形態４の電圧依存性選択コンデンサは、ｐ型トランジスタを含む。図１７に示すように、ｐ型トランジスタＭ２は、行選択線ＲＷＳに接続されるゲート端子と、増幅トランジスタＭ１のゲート端子に接続されるドレイン端子と、ダイオードＤ１の陰極端子に接続されるソース端子とを伴って設定される。

実施形態４で述べたように、上記ダイオードは、上記増幅トランジスタのゲート端子の安定状態のＤＣ電圧を調整するのに用いられる。残る素子の目的と、本アクティブピクセル型センサ回路の動作とは、実施形態２において示した通りである。前述の通り、第１状態でトランジスタＭ２は、行選択線ＲＷＳと増幅トランジスタＭ１のゲート端子との間の電圧Ｖ_Ｇに対し容量Ｃ_１Ａを示す。Ｃ_１Ａは、ゲート―ドレインの容量（Ｃ_{ＧＤ，Ｍ２}）と、ゲート―ソースの容量（Ｃ_{ＧＳ，Ｍ２}）と、ゲート―チャネルの容量（Ｃ_{ＧＣ，Ｍ２}）との合計に等しい。しかし、第２状態において、Ｍ２のゲート端子とソース端子との間の電圧Ｖ_ＧＳが上記トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ、Ｍ２よりも大きく、上記トランジスタがオフになる時、Ｍ２は容量Ｃ_１Ｂを示す。ここで、Ｃ_１Ｂはゲート―ドレインの容量Ｃ_{ＧＤ，Ｍ２}のみと等しい。

第２状態における減少した容量の結果、Ｖ_Ｇの最終増加率Ｓ_１は減少し、トランジスタＭ２の増幅効果が増加する。上記増幅効果は、割合Ｓ_０／Ｓ_１に比例する。従って、本実施形態の優位な点は、上記アクティブピクセル型センサ回路の感度の向上である。

［実施形態６］
本発明の実施形態６において、前述までの実施形態のいずれか１つにおける、可変液晶コンデンサＣＶの領域におけるセルギャップは、対向基板の片方または両方の透明導体層の下の突起物を利用することを介して、狭められる。上記装置は図１８の断面図に示される。上記突起物の構造と利用とは周知であり、例えば、前述の「Ｅｍｂｅｄｄｅｄ Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ Ｔｏｕｃｈ Ｓｃｒｅｅｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｆｏｒ Ｌａｒｇｅ Ｓｉｚｅ ＬＣＤ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」に開示されており、本明細書においてさらに説明することはしない。

本実施形態の優位な点は、所定のセルギャップの機械的変形に対し、液晶コンデンサ素子の対応する容量の変化が増加することである。従って、プレッシャー入力における所定の変化に応じて振動する出力電力がより大きくなり、タッチ入力の強さに対し画素回路はより感度が上昇する。

［実施形態７］
本実施形態は、以下の基本概念を説明する。すなわち、液晶容量の変化に対するアクティブピクセル型センサ回路の出力の感度を上昇させるのに、プレチャージ動作が用いられる、という基本概念である。

図１９に示すように、本実施形態のアクティブピクセル型センサ回路は、データ線ＤＡＴと、電力供給線ＶＤＤと、行選択線ＲＷＳと、プレチャージ線ＰＲＥと、増幅トランジスタＭ１と、可変液晶コンデンサ素子ＣＶと、選択コンデンサＣ１とを含む。上記可変液晶コンデンサは、その第１端子において増幅トランジスタＭ１のゲート端子に接続され、その第２端子においてプレチャージ線ＰＲＥに接続される。

上記可変液晶コンデンサは、例えば図２１に示すような平面構造によって形成することができる。上記平面構造において、上記コンデンサの電極は同じ透明導体層によって形成され、従って、共平面電極である。上記コンデンサ電極がパターン形成される上記透明導体層は、増幅器Ｍ１と、選択コンデンサＣ１と、アドレス線ＶＤＤと、ＲＷＳとＰＲＥと同じ基板上に、形成することができる。対向基板上の透明導体層は、共通であってもよく、全てのセンサアレイを横断して切れ目なく続くものであってもよい。

ここで、上記アクティブピクセル型センサ回路の動作を、図２０の波形ダイアグラムを参照しながら説明する。

第１の初期期間において、プレチャージ線ＰＲＥは第１高電位Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}にあり、行選択線ＲＷＳは第１低電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}にあり、増幅トランジスタＭ１のゲート端子の電圧Ｖ_Ｇは初期電圧Ｖ_Ｇ０に等しい。Ｖ_Ｇ０は上記増幅トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ１よりも低い。従って、本期間中、増幅トランジスタＭ１はオフになっている。

第２プレチャージ期間において、上記プレチャージ線は第２低電位Ｖ_{ＰＲＥ，L}に引き下げられる。上記プレチャージ線の上記電圧低下によって、上記増幅トランジスタのゲート端子からの電荷移動が発生する。電荷移動量は、上記ゲート端子と上記プレチャージ線との間に接続される液晶コンデンサＣＶの容量によって決定される。本期間中の上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧Ｖ_Ｇは次式で与えられる。

Ｖ_Ｇ＝Ｖ_Ｇ０−（Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}−Ｖ_{ＰＲＥ，Ｌ}）．Ｃ_Ｖ／（Ｃ_１＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）

ここで、Ｃ_Ｖは可変液晶コンデンサＣＶの容量であり、Ｃ_１は選択コンデンサＣ１の容量であり、Ｃ_Ｇ，Ｍ１は増幅トランジスタＭ１のゲート端子の容量である。

第３の読み出し期間において、上記行選択線は第２高電位Ｖ_{ＲＷＳ，H}に引き上げられ、電荷が、選択コンデンサＣ１を経由して、増幅トランジスタＭ１のゲート端子へと注入される。上記ゲート端子の電圧上昇は、上記可変液晶コンデンサの容量により決定され、Ｖ_Ｇは以下の等式により与えられる。

Ｖ_Ｇ＝Ｖ_Ｇ０＋［（Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｃ_１
−（Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}−Ｖ_{ＰＲＥ，Ｌ}）．Ｃ_Ｖ］／（Ｃ_１＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）

上記読み出し期間中、増幅トランジスタＭ１のゲート端子の電圧が、上記増幅トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ１よりも高くなる場合、上記トランジスタはオンに切り替わり、上記データ線に接続されたバイアストランジスタＭ３とともに、ソースフォロワ増幅器を形成する。画素出力電圧Ｖ_ＰＩＸは、上記ソースフォロワ増幅器の出力電圧として定義され、上記ゲート端末の電圧Ｖ_Ｇによって、つまり、上記液晶コンデンサ素子の容量によって、決定される。

上記読み出し期間の終わりに、プレチャージ線ＰＲＥは第１高電位Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}に戻され、行選択線は第１低電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}に戻される。従って、上記増幅トランジスタのゲート端子はその初期電圧Ｖ_Ｇ０に戻り、上記トランジスタはオフになる。

上記読み出し期間中に上記ソースフォロワ増幅器が生成した出力電圧は保持され、前述のように、周知の方法で読み出されることができる。

先行技術に比べた本実施形態の優位な点は、液晶容量における変化に対しての画素出力信号の感度が向上することである。

［実施形態８］
本発明の実施形態８において、実施形態７における共通透明導体電極は、可変液晶コンデンサＣＶの平面電極に対向する領域にパターン形成され、上記対向基板の透明導体によって形成される。上記対向する電極をパターン形成することは、図２２に示すように、共通電極の中にホールを形成するのに利用することができるし、または、図２３に示すように電気的に流動する電極セグメントを形成するのに利用することができる。

本実施形態の優位な点は、ディスプレイ共通電極からの、対向基板上のセンサ電極に対する寄生容量を減少させ、従って、表示動作からのアクティブピクセル型センサ回路への影響を減少させることである。

［実施形態９］
本発明の実施形態９において、図２４の断面図に示すように、実施形態７または８の可変液晶コンデンサＣＶの領域におけるセルギャップは、対向基板の片面または両面の透明導体層の下にある突起物の利用を介して、狭められる。前述のように、上記突起物は周知であり、本明細書においてさらに説明することはしない。

本実施形態の優位な点は、セルギャップの所定の機械的変形に対し、液晶コンデンサ素子の対応する容量の変化が増加することである。従って、押圧における所定の変化に応じて振動する出力電力がより大きくなり、タッチ入力の強さに対し、画素回路はより感度が上昇する。

［実施形態１０］
本発明の実施形態１０において、前述までの実施形態のいずれか１つにおけるセンサ電極を形成する透明導体層は、上記電極と共平面であるガードリングを形成するように、さらにパターン形成される。図２５に示すように、上記ガードリングはセンサ電極付近まで延び、センサ電極と表示画素電極との間に電気的絶縁を与える。上記ガードリングは、例えば接地電位のような、既定の電位Ｖ_Ｓに制御することができる。

前述までの実施形態の欠点は、センサ電極と表示画素電極との間の寄生容量結合が、上記センサの動作における干渉を招くかもしれないことである。上記表示画素電極の電圧が上記センサ画素電極に直接つながるだけでなく、上記液晶材料自体が、表示画素電極の周辺領域において、上記電圧によって攪乱される。この結果、上記センサ電極の領域における上記液晶材料の状態が、つまり計測されている上記可変液晶コンデンサの容量が、表示データから影響される。本実施形態の優位な点は、上記ガードリングがセンサ電極とディスプレイ電極とを電気的に絶縁し、上記センサ電極の周辺領域における液晶材料の状態を制御することである。従って、センサ動作と表示動作との間の干渉が減少する。

［実施形態１１］
本発明の実施形態１１において、実施形態７から実施形態１０のいずれか１つにおける増幅トランジスタのゲート端子のＤＣ電圧は、上記アクティブセンサ回路へのダイオードの追加を介して、調整することができる。図２６に示すように、第１端子（本実施形態における上記ダイオードの陰極端子）は、上記増幅トランジスタのゲート端子に接続され、第２端子（本実施形態における陽極端子）はプレチャージアドレス線ＰＲＥに接続される。

上記回路の動作は、実施形態４で説明した動作と同様である。上記増幅トランジスタのゲート端子の初期安定状態のＤＣ電圧Ｖ_Ｇ０がプレチャージ線ＰＲＥに与えられる一定電圧Ｖ_ＰＲＥに等しくなるよう、上記ダイオードは、上記増幅トランジスタのゲート端子と上記アドレス線ＰＲＥとの間のパスを用意する。図２７の波形ダイアグラムに示すように、プレチャージ線はアクティブロウ（active low）であり、つまり通常はハイ状態である。従って、Ｍ１が読み出し期間外ではオフのままであるには、プレチャージ信号の高電位は増幅トランジスタＭ１のしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ１よりも小さくなるよう選択される必要がある。

本実施形態の優位な点は、上記増幅トランジスタのゲート端子の初期電圧Ｖ_Ｇ０を周知の値に調整することができ、従って上記回路の信頼性を向上させることである。

［実施形態１２］
本発明の実施形態１２において、可変液晶コンデンサと、プレチャージ線と、電圧依存性選択コンデンサとは、同じアクティブピクセル型センサ回路の中で連結される。上記連結の一例を図２８に示す。上記連結の一例は、データ線ＤＡＴと、電力供給線ＶＤＤと、行選択線ＲＷＳと、プレチャージ線ＰＲＥと、増幅トランジスタＭ１と、可変液晶コンデンサ素子ＣＶと、電圧依存性選択コンデンサＣ１とを含む。

可変液晶コンデンサは、増幅トランジスタＭ１のゲート端子とプレチャージ線ＰＲＥとの間に接続される。上記可変液晶コンデンサ素子は、実施形態７から実施形態１０までのいずれか１つで説明したのと同様に、形成することができる。上記電圧依存性選択コンデンサは、増幅トランジスタＭ１のゲート端子と行選択線ＲＷＳとの間に接続される。上記電圧依存性液晶コンデンサ素子は、実施形態１から実施形態３までのいずれか１つで説明したのと同様に、電圧―容量関係を示すことができ、形成することができる。

ここで、上記アクティブピクセル型センサ回路の動作を、図２９の波形ダイアグラムを参照しつつ、説明する。

第１の初期期間において、プレチャージ線ＰＲＥは第１高電位Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}にあり、行選択線ＲＷＳは第１低電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}にある。増幅トランジスタＭ１のゲート端子の電圧Ｖ_Ｇは初期電圧Ｖ_Ｇ０に等しい。Ｖ_Ｇ０は上記増幅トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ１よりも小さく、Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}。に比例し、上記選択用トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｃ１よりも小さい。従って、上記期間中、増幅トランジスタＭ１はオフであり、上記選択コンデンサは大きな第１容量Ｃ_１Ａを示す。

第２プレチャージ期間において、上記プレチャージ線は第２低電位Ｖ_{ＰＲＥ，Ｌ}に引き下げられる。上記プレチャージ線における上記電圧低下によって、液晶コンデンサＣＶの容量によって決定される量の電荷が、上記増幅トランジスタのゲート端子から移動する。ＣＶは上記ゲート端子とプレチャージ線との間に接続される。上記期間中、上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧Ｖ_Ｇは、次式で与えられる。

Ｖ_Ｇ＝Ｖ_Ｇ０−（Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}−Ｖ_{ＰＲＥ，Ｌ}）．Ｃ_Ｖ／（Ｃ_１Ａ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）

ここで、Ｃ_Ｖは可変液晶コンデンサＣＶの容量であり、Ｃ_１Ａは初期第１状態における選択コンデンサＣ１の容量であり、Ｃ_Ｇ，Ｍ１は増幅トランジスタＭ１のゲート端子の容量である。

第２プレチャージ期間の全期間を通して、上記選択コンデンサ越しの電圧Ｖ_Ｃ１が上記選択コンデンサのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｃ１よりも低いままであるように、上記行選択線の第１低電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}が設定される。従って、上記期間中の選択コンデンサは、大きな第１容量Ｃ_１Ａを示し続ける。

第３の読み出し期間において、上記行選択線の電圧は、その最終高電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}に向かって上昇する。まず、行選択線ＲＷＳの電圧が上昇し始めるにつれ、選択コンデンサＣ１を横断して増幅トランジスタＭ１のゲート端子に電位が注入される。上記行選択線の上昇開始に応じた、上記ゲート端子の電圧は、次式で与えられる。

Ｖ_Ｇ＝Ｖ_Ｇ０＋［（Ｖ_ＲＷＳ−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｃ_０−（Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}−Ｖ_{ＰＲＥ，Ｌ}）．Ｃ_Ｖ］／（Ｃ_１Ａ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）

上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧は、上記行選択用トランジスタＲＷＳの電圧よりも緩やかに上昇し、可変液晶コンデンサ素子ＣＶの電圧によって決定される。ＲＷＳの上昇期間中の或る点で、電圧依存性選択コンデンサ越しの電位差Ｖ_Ｃ１が上記選択コンデンサのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｃ１よりも大きくなるように、Ｖ_ＲＷＳはＶ_Ｇに十分比例して上昇することができる。従って、上記選択コンデンサは小さな第２容量Ｃ_１Ｂを示し、行選択線が上昇を続ける一方で、上記ゲート端子の電圧上昇率は減少する。ここで、上記ゲート端子の電圧は次式で与えられる。

Ｖ_Ｇ ＝Ｖ_Ｇ０＋［（Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｃ_１Ａ−
（Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}−Ｖ_{ＰＲＥ，Ｌ}）．Ｃ_Ｖ］／（Ｃ_１Ａ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）
＋（Ｖ_ＲＷＳ−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}）．Ｃ_１Ｂ／（Ｃ_１Ｂ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）

ここで、Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}は、上記選択コンデンサの容量が高から低へと遷移するのに対応する、上記行選択線の電圧である。

上記行選択線がその高電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}に達した後、読み出し期間中のゲート端子の最終電圧が実現され、次式で示される。

Ｖ_Ｇ ＝Ｖ_Ｇ０＋［（Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}）．Ｃ_１Ａ−
（Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}−Ｖ_{ＰＲＥ，Ｌ}）．Ｃ_Ｖ］／（Ｃ_１Ａ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）
＋（Ｖ_{ＲＷＳ，Ｈ}−Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}）．Ｃ_１Ｂ／（Ｃ_１Ｂ＋Ｃ_Ｖ＋Ｃ_Ｇ，Ｍ１）

読み出し期間中、増幅トランジスタＭ１のゲート端子の電圧が、上記増幅トランジスタのしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｍ１よりも上昇する場合、上記トランジスタはオンに切り替わり、上記データ線に接続したバイアストランジスタＭ３とともに、ソースフォロワ増幅器を形成する。画素出力電圧Ｖ_ＰＩＸは、上記ソースフォロワ増幅器の出力電圧として定義され、上記ゲート端末の電圧Ｖ_Ｇによって、つまり上記液晶コンデンサ素子の容量によって、決定される。

読み出し期間の最後に、プレチャージ線ＰＲＥは第１高電位Ｖ_{ＰＲＥ，Ｈ}に戻り、上記行選択線は第１低電位Ｖ_{ＲＷＳ，Ｌ}に戻る。従って、上記増幅トランジスタのゲート端子はその初期電位Ｖ_Ｇ０に戻り、上記増幅トランジスタはオフになる。

読み出し期間中に上記ソースフォロワ増幅器が生成した出力電圧は保持され、前述のように、周知の方法で読み出されることができる。

上記アクティブピクセル型センサ回路の増幅効果は、上記選択コンデンサＣ１の電圧依存性と下記の事実とから生じる。すなわち、上記選択コンデンサの遷移に一致する上記行選択電圧Ｖ_{ＲＷＳ，Ｔ}は、可変液晶コンデンサＣＶの容量によって決定されるという事実である。図２９に示すように、Ｃ_Ｖが増加するにつれて、上記行選択電圧におけるより小さな上昇に対して、上記選択コンデンサの低容量への遷移が起こる。プレチャージ動作によって生じる、上記増幅トランジスタのゲート端子の電圧低下は、上記選択コンデンサ越しの電位差Ｖ_Ｃ１を生み出す。Ｖ_Ｃ１は上記可変液晶コンデンサの容量によって決定される。従って、Ｖ_Ｃ１がしきい電圧Ｖ_Ｔ，Ｃ１より高くなるのに必要とされる、上記行選択線の電圧上昇は、前述のようにＲＷＳの立ち上がりエッジに起因するゲート端子の上昇率によってだけでなく、プレチャージ期間の最後におけるＶ_Ｃ１の値によっても決定される。

従って、本実施形態の優位な点は、プレチャージ動作と電圧依存性選択コンデンサとを連結することで、それらが単独で実現する向上以上のセンサ感度の向上が可能になることである。

［実施形態１３］
本実施形態は、１つのＡＭＬＣＤサブ画素回路の中に、センサ素子とディスプレイ素子とを備えていることを含む。上記ＡＭＬＣＤサブ画素回路の中で、上記センサ素子は、前述までの実施形態のいずれか１つで述べたように、アクティブピクセル型センサ回路を構成することができる。さらに上記ディスプレイ素子は、上記ＡＭＬＣＤサブ画素回路の中で、画素スイッチトランジスタと、ストレージコンデンサと、液晶素子とを含む。上記ディスプレイ素子の動作は周知であり、本明細書においてさらに説明することはしない。

図２３は、本実施形態の構成の一例を示している。本実施形態において、実施形態１２の画素回路は、ＡＭＬＣＤの上記サブ画素におけるディスプレイ素子とともに、備えられる。センサ読み出しドライバは、列バイアストランジスタと、先行技術に一例が開示されており、上記ドライバからセンサ信号を出力する、付加的な回路とを含む。なお、列バイアストランジスタは、画素ソースフォロワトランジスタとともに、ソースフォロワ増幅器を形成する。

［実施形態１４］
本発明の実施形態１４において、実施形態１から実施形態１２までのいずれか１つにおけるアクティブピクセル型センサ回路は、液晶表示画素から成る第２アレイとして設定されるＡＭＬＣＤの複数画素の中に備えられる。第１センサ回路から成る第１アレイと、液晶表示画素から成る第２アレイとは、共通のアクティブマトリクス型座標特定装置によって、座標特定される。図３２の装置は、１つの表示画素を横断するアクティブピクセル型センサ回路を備えるという概念を示す。上記表示画素は、サブ画素の合成色グループを含むことができる。例えば、上記表示画素は、上記画素が表示する赤と緑と青との（ＲＧＢ）波長の色の濃さを個別に制御する３つのサブ画素を含むことができる。上記センサ画素回路の上記素子は、上記３つのサブ画素を横断する任意の適切な方法で、設定することができる。

本実施形態の優位な点は、ディスプレイの開口率が、これまでに示した他の実施形態に比べ、増加することである。図３２の回路は典型例を意図しており、上記センサ画素回路の上記素子は、任意の数の表示サブ画素にわたって構成することができる。

［実施形態１５］
図３３に示すように、本発明の実施形態１５において、実施形態１から実施形態１２までのいずれか１つにおけるアクティブピクセル型センサ回路は、ＡＭＬＣＤの各画素の中に備えられる。上記ＡＭＬＣＤの各画素の中で、センサ素子とディスプレイ素子とは共通の信号線を共有する。

ディスプレイソース線は、時分割法によって、高電力ソースと、センサ画素用ソースフォロワ増幅器の出力線とに利用することができる。画素値を読み出すためには、上記センサ画素用ソースフォロワ増幅器は、センサ行のための全時間の内のほんの一瞬の間に形成されれば十分である。上記瞬間は、ディスプレイの水平方向のブランキング期間に一致するよう設定することができる。ディスプレイの水平方向のブランキング期間において、ディスプレイソース線は、通常、接続が切られる。従って、上記ディスプレイドライバ回路は、大きな変更を必要としない。

ここで、動作を共有する上記ソース線について、図３３と３４とを参照しながら説明する。ディスプレイ信号ＨＳＹＮＣは、ディスプレイ行のための期間の開始を意味する。上記開始の後、液晶ディスプレイ素子の状態を制御し、上記ＡＭＬＣＤから映像を出力するために、ソース線ＳＬｒとＳＬｇとＳＬｂとが適切な値に制御される。

ここで、画素ゲート線ＧＬは、上記ソース線の電圧が隣接画素へと移されるように、ディスプレイゲートドライバの制御の下で、ハイでパルス出力される。表示データが上記ソース線に書き込まれ、上記画素に移された後、上記ソース線は、ディスプレイブランキング期間の開始時に、接続が切られる。上記ディスプレイブランキング期間は、対向電極を周期的に反転させるＡＭＬＣＤデバイスに共通の周知技術である。

上記ディスプレイブランキング期間中、センサ行選択信号はハイである。同時に、センサ画素用ソースフォロワ増幅トランジスタＭ１のドレイン電極に接続されるディスプレイソース線は、Ｖ_ＤＤへと制御される。バイアス電圧Ｖ_Ｂがセンサ列のバイアストランジスタＭ３のゲートに与えられる。なお、上記ディスプレイ動作の間、Ｍ３がオフになり、上記ディスプレイ動作に干渉しないように、Ｖ_Ｂは低電位に制御される。ここで、Ｍ１とＭ３とはソースフォロワ増幅器を形成し、上記ソースフォロワ増幅器の出力は、上記センサ電極の領域における液晶の容量を示す。上記ソースフォロワの出力電力が読み出されると、上記行選択信号ＲＷＳと、列バイアス信号ＣＢとは共に、低電位に戻される。

本実施形態の優位な点は、ディスプレイ信号線とセンサ信号線との共有に関連する前述までの実施形態に比べ、開口率が増加することである。

図３３の装置は、本明細書記載のアクティブピクセル型センサ回路を、ＡＭＬＣＤの画素の中に備えるという概念を示そうとするものであり、上記ＡＭＬＣＤの画素において、ディスプレイ素子とセンサ素子とは共通の線を共有する。上記センサ素子は、複数の表示画素を横断する任意の適切な方法で設定することができ、従って、上記図に示す装置に限定されるものではない。

［実施形態１６］
本発明の実施形態１６において、２種類以上の異なるアクティブピクセル型センサ回路は、調整されたパターンで、ＡＭＬＣＤのマトリクス内に備えられる。従って、本実施形態における上記ＡＭＬＣＤは、第１センサ回路から成る第１アレイと、第２センサ回路から成る第３アレイとに加え、液晶表示画素から成る第２アレイを含むことができる。第１センサ回路と第２センサ回路とは、アクティブピクセル回路であることができ、本明細書で既に説明したアクティブピクセル型センサ回路のいずれかによって形成することができる。上記第１センサ回路と第２センサ回路とは、各々、入力圧力に対し異なる感度を示すことができる。例えば、第２センサ回路は、第１センサ回路と比べて低い感度を有するとしてもよい。各アクティブピクセル型センサ回路は、複数の表示画素を横断して備えることができる。例えば図３５に示すように、低感度の第１アクティブピクセル型センサ回路と、高感度の第２アクティブピクセル型センサ回路とは、第１センサ回路と第２センサ回路とが交互に設定されるように、ディスプレイマトリクスの隣接画素内に備えることができる。

前述までの実施形態で説明したように、容量センサ感度の向上の欠点は、上記センサの出力電圧の範囲が限定されるかもしれないということである。つまり、感度が向上するにつれ、ますます小さな入力圧力に対してさえ、上記センサ出力は飽和するようになる。一方で、入力の実際上の強さを感知できるタッチパネルが求められる。上記タッチパネルにおいて、入力具は、例えばスタイラスやペンのような接触範囲の比較的小さなものから、例えば指のような接触範囲の比較的大きなものまでを含む。他方で、入力の強さについては大きな範囲が求められる。従って、生成される圧力の範囲は、単一のアクティブピクセル型センサ回路が計測可能な範囲を超えてしまうかもしれない。

本実施例の優位な点は、容量センサアレイの範囲を広げることができることである。図３５の例において、小さな接触範囲に入力タッチの強い力を加える入力具は、上述までの通常のアクティブピクセル回路のような、第１アクティブピクセル型センサ回路によって計測される。一方、大きな接触範囲に入力タッチの弱い力を加える入力具は、本発明の実施形態１２のアクティブピクセル型センサ回路のような、第２アクティブピクセル型センサ回路によって計測される。

上述の本発明が、様々な点で変更可能であることは明らかであろう。上記変更は、本発明の精神と範囲とから逸脱するものと見なされるべきではない。本発明の一実施例であることが明らかな変形例は全て、下記に示す本発明の特許請求の範囲に含まれることが意図されている。

上述の本発明が、様々な点で変更可能であることは明らかであろう。上記変更は、本発明の精神と範囲とから逸脱するものと見なされるべきではない。本発明の一実施例であることが明らかな変形例は全て、下記に示す本発明の特許請求の範囲に含まれることが意図されている。
なお、本発明に係る構成を以下にまとめておく。
（構成１）
第１センサ回路の第１アレイであって、上記第１センサ回路がそれぞれ液晶検知コンデンサを含む第１アレイと、
入力が、上記液晶検知コンデンサの第１端子に接続された増幅器と、
容量が電圧の関数であり、上記増幅器の入力とセンサ回路選択入力との間に接続された電圧依存性コンデンサと
を含んでいる液晶デバイス。
（構成２）
上記検知コンデンサは、タッチイベントに応じて変化する容量を有している構成１に記載のデバイス。
（構成３）
上記電圧依存性コンデンサは、第１電圧がかかると第１容量を示し、上記第１電圧の値より大きな値を有する第２電圧の印加に対しては、第１容量よりも小さい第２容量を示す構成１または２に記載のデバイス。
（構成４）
上記選択入力は、上記第１センサ回路を無効にするための第３電圧を受けるとともに、上記第１回路を有効にするための、上記第３電圧の値よりも大きな値を有する第４電圧を受けるように構成されている構成１から３のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成５）
上記増幅器は、第１トランジスタを含む構成１から４のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成６）
上記第１トランジスタは、第１金属酸化物半導体電界効果トランジスタを含む構成５に記載のデバイス。
（構成７）
上記第１トランジスタは、ソースフォロワとして接続されている構成６に記載のデバイス。
（構成８）
上記第１アレイは、共通ソースロードに接続されている上記第１センサ回路の各列のソースフォロワとともに、上記第１センサ回路の行列を含んでいる構成７に記載のデバイス。
（構成９）
各行の上記第１センサ回路の選択入力は相互接続されている構成８に記載のデバイス。
（構成１０）
上記電圧依存性コンデンサは、第２金属酸化物半導体電界効果トランジスタを含んでいる構成１から９のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成１１）
上記第２電界効果トランジスタのソースとドレインとは相互接続されている構成１０に記載のデバイス。
（構成１２）
上記第１センサ回路は各々ダイオードを含み、上記ダイオードは、上記増幅器の入力に接続された第１端子を有し、上記第１センサ回路が無効の時に上記増幅器の入力に既定の電圧を与えるように構成されている構成１から１１のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成１３）
上記第２電界効果トランジスタはソース―ドレインのパスを有し、上記ソース―ドレインのパスは、上記増幅器の入力とダイオードの第１端子との間に接続され、上記ダイオードは、上記第１センサ回路が無効の時に上記増幅器の入力に既定の電圧を与えるように構成されている構成１０に記載のデバイス。
（構成１４）
上記ダイオードの第２端子は、上記第１センサ回路のアドレス入力に接続されている構成１２または１３に記載のデバイス。
（構成１５）
上記第１センサ回路の検知コンデンサの第２端子は、相互接続されている構成１から１４のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成１６）
上記検知コンデンサの上記第２端子は、共通端子を含んでいる構成１５に記載のデバイス。
（構成１７）
上記検知コンデンサの第２端子は、プレチャージ入力に接続されている構成１から１６のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成１８）
構成１２または１３を基礎とする構成１７に記載のデバイスであって、上記ダイオードの第２端子は、プレチャージ入力に接続されているデバイス。
（構成１９）
上記検知コンデンサは、液晶材料の隣接層と協調する共平面電極を有する平面コンデンサを含んでいる構成１から１８のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成２０）
上記共平面電極は、上記層に対置する側の電極ギャップに対面している構成１９に記載のデバイス。
（構成２１）
上記共平面電極は、上記層に対置する側の電気的フローティング電極に対面している構成１９に記載のデバイス。
（構成２２）
上記共平面電極は、実質的に固定された電圧を受けるように構成された共平面ガードリングに囲まれている構成１９から２１のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成２３）
液晶表示画素の第２アレイを含んでいる構成１から２２のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成２４）
上記第１アレイと第２アレイとは、共通のアクティブマトリクス型座標特定アレンジメントによって座標特定される構成２３に記載のデバイス。
（構成２５）
上記座標特定アレンジメントは、ディスプレイブランキング期間中、第１アレイの座標特定を行うように構成されている構成２４に記載のデバイス。
（構成２６）
上記第１センサ回路は、データ入力線に接続された出力を有し、上記データ入力線は、画素データ入力に接続されている構成２３から２５のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成２７）
上記第１センサ回路は、各々、少なくとも１つの画素のグループに対応付けられている構成２３から２６のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成２８）
上記グループは、各々、サブ画素の合成色グループを含んでいる構成２７に記載のデバイス。
（構成２９）
上記第１センサ回路の感度より低い感度を有する第２センサ回路の第３アレイを含んでいる構成１から２８のいずれか１項に記載のデバイス。
（構成３０）
上記第２センサ回路は、間に第１センサ回路を挟んでいる構成２９に記載のデバイス。
（構成３１）
タッチスクリーンとして動作するように構成されている構成１から３０のいずれか１項に記載のデバイス。

Claims (31)

1. 第１センサ回路の第１アレイであって、上記第１センサ回路がそれぞれ液晶検知コンデンサを含む第１アレイと、
   入力が、上記液晶検知コンデンサの第１端子に接続された増幅器と、
   容量が電圧の関数であり、上記増幅器の入力とセンサ回路選択入力との間に接続された電圧依存性コンデンサと
   を含んでいる液晶デバイス。
2. 上記検知コンデンサは、タッチイベントに応じて変化する容量を有している請求項１に記載のデバイス。
3. 上記電圧依存性コンデンサは、第１電圧がかかると第１容量を示し、上記第１電圧の値より大きな値を有する第２電圧の印加に対しては、第１容量よりも小さい第２容量を示す請求項１または２に記載のデバイス。
4. 上記選択入力は、上記第１センサ回路を無効にするための第３電圧を受けるとともに、上記第１センサ回路を有効にするための、上記第３電圧の値よりも大きな値を有する第４電圧を受けるように構成されている請求項１から３のいずれか１項に記載のデバイス。
5. 上記増幅器は、第１トランジスタを含む請求項１から４のいずれか１項に記載のデバイス。
6. 上記第１トランジスタは、第１金属酸化物半導体電界効果トランジスタを含む請求項５に記載のデバイス。
7. 上記第１トランジスタは、ソースフォロワとして接続されている請求項６に記載のデバイス。
8. 上記第１アレイは、共通ソースロードに接続されている上記第１センサ回路の各列のソースフォロワとともに、上記第１センサ回路の行列を含んでいる請求項７に記載のデバイス。
9. 各行の上記第１センサ回路の選択入力は相互接続されている請求項８に記載のデバイス。
10. 上記電圧依存性コンデンサは、第２金属酸化物半導体電界効果トランジスタを含んでいる請求項１から９のいずれか１項に記載のデバイス。
11. 上記第２電界効果トランジスタのソースとドレインとは相互接続されている請求項１０に記載のデバイス。
12. 上記第１センサ回路は各々ダイオードを含み、上記ダイオードは、上記増幅器の入力に接続された第１端子を有し、上記第１センサ回路が無効の時に上記増幅器の入力に既定の電圧を与えるように構成されている請求項１から１１のいずれか１項に記載のデバイス。
13. 上記第２電界効果トランジスタはソース―ドレインのパスを有し、上記ソース―ドレインのパスは、上記増幅器の入力とダイオードの第１端子との間に接続され、上記ダイオードは、上記第１センサ回路が無効の時に上記増幅器の入力に既定の電圧を与えるように構成されている請求項１０に記載のデバイス。
14. 上記ダイオードの第２端子は、上記第１センサ回路のアドレス入力に接続されている請求項１２または１３に記載のデバイス。
15. 上記第１センサ回路の検知コンデンサの第２端子は、相互接続されている請求項１から１４のいずれか１項に記載のデバイス。
16. 上記検知コンデンサの上記第２端子は、共通端子を含んでいる請求項１５に記載のデバイス。
17. 上記検知コンデンサの第２端子は、プレチャージ入力に接続されている請求項１から１６のいずれか１項に記載のデバイス。
18. 請求項１２または１３を基礎とする請求項１７に記載のデバイスであって、上記ダイオードの第２端子は、プレチャージ入力に接続されているデバイス。
19. 上記検知コンデンサは、液晶材料の隣接層と協調する共平面電極を有する平面コンデンサを含んでいる請求項１から１８のいずれか１項に記載のデバイス。
20. 上記共平面電極は、上記層に対置する側の電極ギャップに対面している請求項１９に記載のデバイス。
21. 上記共平面電極は、上記層に対置する側の電気的フローティング電極に対面している請求項１９に記載のデバイス。
22. 上記共平面電極は、実質的に固定された電圧を受けるように構成された共平面ガードリングに囲まれている請求項１９から２１のいずれか１項に記載のデバイス。
23. 液晶表示画素の第２アレイを含んでいる請求項１から２２のいずれか１項に記載のデバイス。
24. 上記第１アレイと第２アレイとは、共通のアクティブマトリクス型座標特定アレンジメントによって座標特定される請求項２３に記載のデバイス。
25. 上記座標特定アレンジメントは、ディスプレイブランキング期間中、第１アレイの座標特定を行うように構成されている請求項２４に記載のデバイス。
26. 上記第１センサ回路は、データ入力線に接続された出力を有し、上記データ入力線は、画素データ入力に接続されている請求項２３から２５のいずれか１項に記載のデバイス。
27. 上記第１センサ回路は、各々、少なくとも１つの画素のグループに対応付けられている請求項２３から２６のいずれか１項に記載のデバイス。
28. 上記グループは、各々、サブ画素の合成色グループを含んでいる請求項２７に記載のデバイス。
29. 上記第１センサ回路の感度より低い感度を有する第２センサ回路の第３アレイを含んでいる請求項１から２８のいずれか１項に記載のデバイス。
30. 上記第２センサ回路は、間に第１センサ回路を挟んでいる請求項２９に記載のデバイス。
31. タッチスクリーンとして動作するように構成されている請求項１から３０のいずれか１項に記載のデバイス。

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