JP2013240200A - Ｓｒモータの駆動方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＲモータ駆動システムの運転効率とエネルギー密度を永久磁石同期モータ駆動システムと同程度になるように改善する。
【解決手段】複数の突極を有する固定子と、固定子の突極とは位相が異なる配置の複数の突極を有する回転子とを有し、固定子の各突極に巻かれた複数相のコイルを回転子の位置に応じて順次励磁して回転子を回転させるＳＲモータの制御方法において、低負荷時、中負荷時、高負荷時の各制御モードで励磁開始角θ_onおよび励磁終了角θ_offを切り替える。すなわち、ＳＲモータのトルク発生原理に基づいて、静磁場解析で算出したインダクタンス曲線から運転効率を高める励磁開始角と励磁終了角を導き、運転条件に応じて最適に制御を行う。
【選択図】 図１１

Description

本発明は、ＳＲモータ（スイッチトリラクタンスモータ：Switched Reluctance Motor）の駆動方法および装置に関する。

ＳＲモータは、回転子コアが突極構造で回転子には永久磁石や巻線がなく、機械的に堅牢で高温での運転が安定している等の利点があるため、近年は電気自動車やハイブリッド自動車のモータとして注目されつつある。しかしその反面、高度な制御技術が要求される。

特許文献１には、始動時および極低速回転時のみ、励磁された主励磁相の固定子の突極が回転子の突極と重なり合う前に、主励磁相を励磁したまま、次に主励磁予定の相も補助励磁することにより、始動時および極低速回転時の発生トルクのばらつきを低減し、安定した始動と極低速運転を行うようにしたＳＲモータの駆動方法が開示されている。

非特許文献１には、ＳＲモータの励磁開始角と励磁終了角を固定し、パルス幅変調を行うことで励磁電圧波形を制御し、トルク制御を行うＳＲモータの励磁方法が提案されている。

非特許文献２では、運転効率に悪影響を及ぼす制動トルクが発生しないように励磁終了角を制御している。

特開２００３−６１３８１号公報

T. J. E. Miller "Electronic Control of Switched Reluctance Machine"，Newnes，ISBN 0 7506 50737 小松▲崎▼晃義、三木一郎「自己インダクタンスの変化を利用したＳＲＭの位置センサレス制御」、電学論Ｄ、１２７巻９号、２００７年、ｐｐ．１０２３−１０２９

上述した特許文献１に開示された方法では、始動時と極低速回転時の発生トルクのばらつきは改善されるが、通常運転時の運転効率の改善は図られていない。

また、非特許文献１において提案された励磁方式は、運転効率の改善や発生トルクの増加を目的としたものではなく、主としてトルク脈動の減少を狙ったものである。

非特許文献２において提案された励磁終了角の制御方法は、自己インダクタンスの変化および磁気飽和の影響を無視しているので、運転条件によっては運転効率が低下したり、必要なトルクが発生できずに運転不能になったりすることが予想される。

さらに、従来技術によるＳＲモータ駆動システムは、運転条件に応じて励磁開始角と励磁終了角を適切に制御できていないので、ＳＲモータの潜在能力を十分生かせていない。特に、既に実用化されている車両用の永久磁石同期モータ駆動システムと比較して、運転効率とエネルギー密度が低いため、ＳＲモータ駆動システムの実用例は極めて少ない。

そこで本発明は、ＳＲモータ駆動システムの運転効率とエネルギー密度を永久磁石同期モータ駆動システムと同程度になるように改善することを目的とする。

本発明は、運転条件に応じてＳＲモータの励磁開始角と励磁終了角を最適に維持する制御手法を特徴とする。すなわち、ＳＲモータのトルク発生原理に基づいて、静磁場解析で算出したインダクタンス曲線から運転効率を高める励磁開始角と励磁終了角を導き、運転条件に応じて最適に運用する方法である。

本発明の第１の構成は、複数の突極を有する固定子と、前記固定子の突極とは位相が異なる配置の複数の突極を有する回転子とを有し、前記固定子の各突極に巻かれた複数相のコイルを前記回転子の位置に応じて順次励磁して前記回転子を回転させるＳＲモータの制御方法において、低負荷時、中負荷時、高負荷時の各制御モードで励磁開始角および励磁終了角を切り替えることを特徴とするＳＲモータの制御方法である。

本発明の第２の構成は、第１の構成において、
低負荷時には、励磁開始角を、回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeI}に設定し、励磁終了角を、回転子位置４５°で電流が０になる回転子位置θ₄₅を上限として設定された角度θ_{off_modeI}に制御し（制御モードＩ）、
中負荷時には、励磁開始角を前記θ_{on_modeI}から回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_min}までの範囲で進めたθ_{on_modeII}に設定し、励磁終了角を前記θ₄₅に固定し（制御モードII）、
高負荷時には、励磁開始角を回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeIII}に固定し、励磁終了角を、トルク増加が望める転流角θ_off ^maxまでの範囲で遅らせたθ_{off_modeIII}に設定する（制御モードIII）こと
を特徴とする。

制御モードＩでは、インダクタンスの傾きが最も大きい区間を中心に励磁を行うので最も効率改善が期待される。
制御モードIIでは、無効領域の電流が増加するので、制御モードＩと比較するとトルク増加は僅かであるが、逆トルクによる効率低下はない。
制御モードIIIは、効率を犠牲にしてもトルクを増加させる必要があるときに用いることができる。

本発明の第３の構成は、第２の構成において、励磁開始角に対して負荷を変化させながらインダクタンス空間微分係数と前記θ₄₅の相関関係を求め、励磁開始角をパラメータとしたインダクタンス空間微分係数から前記θ₄₅を推定することを特徴とする。これにより、予め求めた最適のθ₄₅を用いることができる。

本発明の第４の構成は、第２の構成において、回転子位置変化とインダクタンス変化より演算されたインダクタンス勾配に基づいて前記θ₄₅を運動中に自動的に演算することを特徴とする。これにより、運転中のθ₄₅のオートチューニングができる。

本発明の第５の構成は、複数の突極を有する固定子と、前記固定子の突極とは位相が異なる配置の複数の突極を有する回転子とを有し、前記固定子の各突極に巻かれた複数相のコイルを前記回転子の位置に応じて順次励磁して前記回転子を回転させるＳＲモータの制御装置において、
低負荷時には、励磁開始角を、回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeI}に設定し、励磁終了角を、回転子位置４５°で電流が０になる回転子位置θ₄₅を上限として設定された角度θ_{off_modeI}に制御し、
中負荷時には、励磁開始角を前記θ_{on_modeI}から回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_min}までの範囲で進めたθ_{on_modeII}に設定し、励磁終了角を前記θ₄₅に固定し、
高負荷時には、励磁開始角を回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeIII}に固定し、励磁終了角を、トルク増加が望める転流角θ_off ^maxまでの範囲で遅らせたθ_{off_modeIII}に設定する手段を設けたこと
を特徴とするＳＲモータの制御装置である。
このように負荷の状況により励磁開始角と励磁終了角を切り替えることにより、運転条件で必要とされる回転数とトルクを維持するために最適な励磁開始角と励磁終了角に制御される。

本発明の特徴は、運転効率を改善しつつＳＲモータの潜在能力を最大限に引き出す点にある。ＳＲモータの運転効率の改善に留まらず、高エネルギー密度化にも寄与する。
本発明による構成をＳＲモータ駆動システムに適用すると、運転条件で必要とされる回転数とトルクを維持するために最適な励磁開始角と励磁終了角に制御され、結果として運転効率が向上する。また運転効率に配慮しつつ高エネルギー密度化を達成できる。
本発明は、パルス幅変調により発生トルクを制御する従来技術と比較して、ワンパルスで発生トルクを制御できるので、パワー素子でのスイッチング損失が減少し、電力変換装置の効率も改善する。

ＳＲモータの電流、電圧の基本波形を示すグラフである。 励磁区間可変制御方法の励磁原理を示すグラフである。 インダクタンスの最大空間微分係数の回転子位置に対する分布を示すグラフである。 制御モードＩにおける励磁開始角と励磁終了角の関係を示すグラフである。 制御モードIIにおける励磁開始角と励磁終了角の関係を示すグラフである。 制御モードIIIにおける励磁開始角と励磁終了角の関係を示すグラフである。 インダクタンス空間微分係数とθ₄₅の関係を示すグラフである。 θ₄₅の演算フローチャートである。 θ₄₅テーブルの例を示すグラフである。 シミュレーションモデルのブロック図である。 励磁区間可変制御器の構成を示すブロック図である。 電圧制御器のブロック図である。 電流制御器のブロック図である。 各制御方法の効率の比較を示すグラフである。 励磁区間可変制御の各波形図である。 電圧制御の各波形図である。 電流波形の各波形図である。 電圧制御器の構成を示すブロック図である。 電流制御器の構成を示すブロック図である。 θ₄₅演算器を有する励磁区間可変制御器のブロック図である。 磁束鎖交数演算結果を示すグラフである。 本発明の実験システムのブロック図である。 ＳＲモータの回転速度２０００ｐｐｍのときの電圧制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度４０００ｐｐｍのときの電圧制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度６０００ｐｐｍのときの電圧制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度２０００ｐｐｍのときの電流制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度４０００ｐｐｍのときの電流制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度６０００ｐｐｍのときの電流制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度２０００ｐｐｍのときの励磁区間可変制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度４０００ｐｐｍのときの励磁区間可変制御器の実験波形図である。 ＳＲモータの回転速度６０００ｐｐｍのときの励磁区間可変制御器の実験波形図である。 本発明の実験システムのコンバータ効率を示すグラフである。 本発明の実験システムのモータ効率を示すグラフである。 本発明の実験システムの総合効率を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら具体的に説明する。
まず、励磁区間可変制御法について説明する。

図１にＳＲモータのシングルパルス動作における基本波形を示す。なお、図示の例では固定子の突極数が６，回転子の突極数が４であるが、実機では、固定子の突極数を１２、回転子の突極数を８としている。

図１において、ＳＲモータにおける磁気回路を線形と見なし、相互インダクタンスの影響を無視すると、ＳＲモータの発生トルクは次式で表される。

（１）式より、ｕ、ｖ、ｗの各相のインダクタンスの傾きがトルク発生に影響することが分かる。無効領域Ｍ−Ｊでは、インダクタンスの傾きが非常に小さいため、この領域で流れる電流はトルク発生に殆ど寄与せず、その多くは銅損の原因となる。またインダクタンスの傾きが負となる逆トルク領域Ａ−Ｍでは、逆トルクが発生することが分かる。逆トルクは効率低下の要因となる。従って、正トルク領域Ａ−Ｊに電流を集中させることによって効率を改善できる。つまり図２に示すようにインダクタンスの空間微分係数が最大となる位置θ_{dL/dθ_max}を中心に励磁を行い、負荷に比例して励磁区間を制御することで効率を改善できる。

θ_{dL/dθ_max}は、有限要素法による磁場解析または実機試験において、励磁電流を条件とした回転子位置に対するインダクタンスを計算または測定することで得られる。具体例として、図３に有限要素法による磁場解析で求めた３００Ｗ供試ＳＲモータのインダクタンスより計算したインダクタンスの空間微分係数を示す。同図よりθ_{dL/dθ_max}は１４°（電気角、以下同じ。）であることが分かる。

図４から図６に示すように、負荷の状態に応じて３つの制御モードを切り替えて、励磁開始角θ_on、励磁終了角θ_offを制御する。

低負荷時で用いる制御モードＩは、図４に示すように、θ_onを回転数と負荷に応じてθ_{on_modeI}（ここでは簡単のため１０°に設定）に決定して、回転子位置４５°で電流が０Ａになる回転子位置θ₄₅を上限としてθ_offをθ_{off_modeI}に制御する。この制御モードＩでは、インダクタンスの傾きが最も大きい区間を中心に励磁を行うので最も効率改善が期待される。

θ_{on_modeI}は、電流の立ち上がり時間を考慮して回転数と負荷に応じて演算され、θ_{dL/dθ_max}よりも進んだ角度となる。θ_{off_modeI}は速度ＰＩ制御器出力またはアクセル連動出力が用いられる。θ₄₅は、回転数、負荷、θ_{on_modeI}の条件で変動するので、θ_offを決定するときに推定しておく必要がある。θ₄₅の推定法は後述する。

中負荷時に用いる制御モードIIは、図５に示すように、θ_offをθ₄₅に固定し、θ_onをθ_{on_modeI}から回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_min}（ここでは簡単のため０°に設定）まで範囲で進めたθ_{on_modeII}に制御する。θ_{on_modeII}は速度ＰＩ制御器出力またはアクセル連動出力が用いられる。この制御モードIIでは、無効領域Ｍ−Ｊの電流が増加するので、制御モードＩと比較するとトルク増加は僅かであるが、逆トルクによる効率低下はない。

高負荷時に用いる制御モードIIIは、図６に示すように、θ_onを回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeIII}（ここでは簡単のため０°に設定）に固定し、トルク増加が望める転流角θ_off ^maxまでの範囲でθ_offを遅らせたθ_{off_modeIII}に制御する。θ_{off_modeIII}は速度ＰＩ制御器出力またはアクセル連動出力が用いられる。この制御モードIIIでは、逆トルク領域Ａ−Ｍに電流が流れて逆トルクが発生するため効率が低下する。この制御モードIIIは、効率を犠牲にしてもトルクを増加させる必要があるときに用いられる。

次に、θ₄₅の推定法について説明する。
図７にインダクタンス空間微分係数とθ₄₅の関係を示す。インダクタンスは回転子位置と電流で決まる。負荷が大きくなり電流が増加すると、磁気飽和の影響でインダクタンスが減少し逆起電力が小さくなるため、転流後の回生に時間を要さないためθ₄₅は増加していく。逆に負荷が小さくなり電流が減少すると、磁気飽和の影響がなくなりインダクタンスが増加し逆起電力が大きくなるため、転流後の回生に時間を要するためθ₄₅は減少していく。つまりインダクタンスの増減とθ₄₅には何らかの相関関係がある。電流と回転数が一定であればインダクタンスの値とθ₄₅の相関関係が取れるが、電流は速度起電力の影響で変化するため相関関係が取れない。そこで、運転中の電流と速度起電力の状態を把握する指標として、θ_{dL/dθ_max}付近のインダクタンス空間微分係数を用いる。インダクタンスは電圧電流の検出値より演算できるので、その空間微分係数は回転子位置の微小偏差で除することで得られる。またインダクタンス空間微分係数とθ₄₅の相関関係は、θ_onを変化させると電流波形が変化するためθ_onにも依存する。そこで、各θ_onに対してインダクタンス空間微分係数とθ₄₅をシミュレーションまたは測定により予め求めておき、θ_onをパラメータとしたテーブルを作成しておけば、θ_onとインダクタンス空間微分係数からθ₄₅を推定することが可能となる。

図８にθ_offをθ₄₅に収束させるθ₄₅演算フローチャートを示す。ステップＳ１００で電流が０Ａになった瞬間の回転子位置が４５°未満のときはステップＳ１１０によりθ_offを０．０１°増加させ、ステップＳ１２０で電流が０Ａになった瞬間の回転子位置が４５°以上のとき、ステップＳ１３０によりθ_offを０．０１°減らす。ステップＳ１４０で電流が０Ａになった瞬間の回転子位置が４５°のときは、演算を終了する。このように、シミュレーションまたは測定において、図８のフローチャートに基づいて、各θ_onに対して負荷を変化させながらインダクタンス空間微分係数とθ₄₅の相関関係を記録していくことで、θ_onをパラメータとしたインダクタンス空間微分係数からθ₄₅を推定するテーブルを作成できる。

具体例として、図９に３００Ｗ供試ＳＲモータに対してシミュレーションを実施し作成したθ₄₅テーブルを示す。なお、インダクタンス空間微分係数は、ノイズの影響による演算誤差の影響を抑えるために、回転子位置１０°から２０°の平均値を用いている。同図よりインダクタンス空間微分係数が０．００００４７より大きい範囲では、インダクタンス空間微分係数とθ₄₅は比例関係にあり、０．００００４７より小さい範囲ではθ₄₅は２４°程度の小さな値に収束することが分かる。複雑な変化ではないのでテーブルではなく近似式を用いることも可能である。

次に、シミュレーションによる実施例について説明する。
有限要素法による磁場解析結果を基に、起磁力テーブルｉ（Ψ，θ）と静止トルクテーブルＴ（ｉ，θ）からなるＳＲモータモデルを構築し、シミュレーションにおいて励磁区間可変制御による効率改善の効果を確認する。

図１０にシミュレーションモデルを示す。シミュレーションモデルは、コンバータモデル、ＳＲモータモデル、機械系モデル、コントローラモデルからなる。コンバータモデルでは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのパワースイッチング素子で生じるスイッチング損失とスイッチング遅れは考慮していない。また還流ダイオードで生じる導通損も考慮していない。各相が独立した電源に接続されていて、回生電流は相間で影響することなく元の電源に還ると仮定している。電源は電圧源と仮定し、実機において電源として使用するバッテリーと平滑コンデンサの電気的特性は考慮していない。つまりコンバータモデルは電源との接続回路を決定するスイッチング動作のみを模擬している。

図１１にシミュレーションで使用した励磁区間可変制御器を示す。各制御モードにおける励磁幅の制御は、速度ＰＩ制御器で行う。制御モードＩでは励磁開始角θ_onを１０°に固定し、速度ＰＩ制御器出力θ_PIとθ₄₅の比較を行い、θ_PI＜θ₄₅であれば励磁終了角θ_off＝θ_PIとする。ここでは簡単のため励磁開始角θ_onを１０°に固定したが、実機では回転数と負荷に応じて変化させる。θ_PI＞θ₄₅であれば制御モードIIに移行し、励磁終了角θ_off＝θ₄₅とし、速度ＰＩ制御器出力θ_PIの比例量を１０°から減じることで励磁開始角θ_onを１０°から０°へ減少させていく。ここでは簡単のため励磁開始角の最小値θ_{on_min}を０°に固定したが、実機では回転数と負荷に応じて変化させる。励磁開始角θ_on＝０°になると制御モードIIIへ移行し、励磁開始角θ_on＝０°とし、励磁終了角θ_off＝θ_PIとする。ここでは簡単のため励磁開始角を０°に固定したが、実機では回転数と負荷に応じて変化させる。

励磁区間可変制御による効率改善の効果を確認するために、比較対象として励磁区間固定制御による効率を算出する。励磁区間固定制御はθ_on＝０°とθ_off＝３０°の一定値を用いるため、速度を制御するには電圧制御もしくは電流制御を併用する必要がある。図１２に、併用する電圧制御器を示す。速度ＰＩ制御器の出力をＳＲモータに印加する電圧指令値Ｖ_s ^refとし、実機ではパルス幅変調（ＰＷＭ）によりＶ_s ^refと同じ電圧を生成し印加する。シミュレーションでは、Ｖ_s ^refと同じ電圧がＳＲモータに印加されると仮定する。図１３に、併用する電流制御器を示す。速度ＰＩ制御器により電流指令値Ｉ_s ^refを生成し、電流Ｐ制御器によりＳＲモータに印加する電圧指令値Ｖ_s ^refを生成する。電圧制御器と同様に、実機ではパルス幅変調（ＰＷＭ）によりＶ_s ^refと同じ電圧を生成し印加するが、シミュレーションでは、Ｖ_s ^refと同じ電圧がＳＲモータに印加されると仮定する。電流ＰＩ制御器を用いると電流指令値が常に変化するため遅れを生じるので、敢えて電流制御にＰ制御を用いている。

図１４に各制御法の効率の比較を示す。励磁区間可変制御の効率は、励磁区間固定制御（電圧制御）と比較して４．７１％、励磁区間固定制御（電流制御）と比較して３．２０％、効率が良い。４０００ｒｐｍ、０．５Ｎｍや６０００ｒｐｍ、０．２Ｎｍの動作点では、全ての方式で出力電圧が飽和して同じような励磁電圧となるため、各制御方法の効率がほぼ同じ値になっている。

図１５に動作点４０００ｒｐｍ、０．３Ｎｍにおける励磁区間可変制御の各波形を示す。励磁区間可変制御法の電圧、電流、自己インダクタンス、トルクである。励磁電流は回転子位置４５°で０Ａとなっており、θ_onは０°〜１０°となっていることから制御モードIIであることが分かる。

図１６に電圧制御の電圧、電流を示す。電圧の波高値が約１８Ｖなので制御がきいていることが分かる。電圧波形のピーク付近が脈動しているのは速度が脈動するためである。

図１７は電流制御の電流指令、電圧、電流である。電流指令と電流を比較すると異なる波形となっている。電圧波形から一部の区間でしか電圧が変化していないことがわかる。このことから、この動作点では十分に電流制御ができていない。

次いで、実機による実施例について説明する。
図１８に電圧制御器の構成を示す。角速度の偏差を入力とした速度ＰＩ制御器によりパルス幅変調（ＰＷＭ）で使用するデューティ比を調整し、時間平均的に電圧を制御する。積分器には過度の積分を避けるためにアンチリセットワインドアップを設けている。アンチリセットワインドアップは、角速度の偏差が大きい初期状態においてＰＩ出力が飽和してＰＩ出力通りの出力が出せず、目標値に達するまでの時間が長くなるときの積分動作を停止し、過度の積分を防止することでオーバーシュートを小さくして目標値に達する時間を短縮する。

図１９に電流制御器の構成を示す。速度を制御するための速度ＰＩ制御器と相電流を制御するために３つの電流ＰＩ制御器で構成される。電圧制御器と同様にアンチリセットワインドアップを設けている。電流ＰＩ制御器の飽和特性の最大値は、ＭＯＳ−ＦＥＴの最大定格値を考慮して１００Ａとしている。

図２０にθ₄₅演算器を有する励磁区間可変制御器を示す。導通角の制御は速度ＰＩ制御により行う。制御モードは速度ＰＩ制御出力、回転子位置、対向位置で電流が０Ａとなる転流角により判断する。θ₄₅演算器は、ルックアップテーブルθ₄₅の自動補正のためにあるが、定常的な特性を測定する場合は、θ₄₅演算器の出力を直接モードコントローラに入力しても良い。しかし、実用的には過渡的な負荷が急に加わることがあるため、最適転流角を推定できるルックアップテーブルθ₄₅の出力を使用しなくてはならない。またθ₄₅演算器はルックアップテーブルθ₄₅を自動的に生成するオートチューニング機構としても使用できる。

モータ端子に印加される電圧をｖ、相電流ｉ、巻線抵抗をＲとすると、磁束鎖交数Ψは、次式で与えられる。

インダクタンスについては線形と見なした式を使用している。

インダクタンス勾配Ｌ_slopeは次式となる。

図２１にＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）による磁束鎖交数演算結果を示す。巻線抵抗は温度や表皮効果により変化する。すなわち、多くの電流を必要とする高負荷時や高回転時における高周波電流により抵抗値は一定ではないが、ここでは抵抗値一定としている。よって、電圧降下の波形は相電流波形と同じ形となっている。電圧降下の値は小さいため、誘導起電力がモータ端子電圧とよく似た波形となっている。磁束鎖交数は転流角を頂点とした三角形となる。ＳＲモータの磁束鎖交数はストローク毎に０となる期間があるが、Ａ／Ｄ変換器のオフセットやノイズが積分されるため負の値になっている。そこで、励磁開始と同時に磁束鎖交数を０にリセットする。

図２２に実験システムを示す。３００Ｗ供試ＳＲモータ１は変速器２を介して１／６に減速され、トルク検出器３および負荷機であるブラシレスＤＣモータ４に接続されている。ＳＲモータ１の回転子位置検出には、３６０Ｐ／Ｒのロータリエンコーダ５を使用している。ロータリエンコーダ５の出力信号はラインレシーバ６を介して、差動信号からシングルエンド信号に変換されてＦＰＧＡ７に出力される。この位置情報を基にＦＰＧＡ７において各制御原理に基づいて励磁タイミングを決定し、励磁信号Ｕ＿ＨＩＧＨ、Ｕ＿ＬＯＷ、Ｖ＿ＨＩＧＨ、Ｖ＿ＬＯＷ、Ｗ＿ＨＩＧＨ、Ｗ＿ＬＯＷがゲート駆動回路８に出力される。ゲート駆動回路８はフォトカプラにより主回路と制御回路を電気的に分離し、励磁信号をスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）の駆動に十分な電圧に昇圧する。コンバータとしてＳＲモータドライブでは一般的な非対称ハーフブリッジコンバータ９を採用し、電源１０の電圧はバッテリー電圧を想定して２４Ｖとしている。Ａ／Ｄ・Ｄ／Ａ１１は電流センサーのアナログ信号を引き込み、ディジタル信号に変換してＦＰＧＡ７に渡し、ＦＰＧＡ７内の演算におけるディジタル信号をアナログ信号に変換し、オシロスコープ１２で観測できるようにする。トルク検出器３によりＳＲモータ１が発生する軸トルクを検出し、トルクコンバータ１３により軸トルクの検出値をアナログ信号に変換して計測器に与えると共に、実際の物理量に変換してディジタル表示する。ロータリエンコーダ１４はブラシレスＤＣモータサーボドライブ１５がベクトル制御を行うために必要とする回転子位置の検出に用いられる。ブラシレスＤＣモータサーボドライブ１５には、ベクトル制御回路が実装されており、高精度のトルク制御および位置制御が行えるようになっている。ブラシレスＤＣモータサーボドライブ１５は、本システムではＳＲモータ１に対する負荷装置として用いられ、ＳＲモータ１の静止トルクおよび運転効率の測定に用いられる。

図２３に、速度指令２０００ｒｐｍ、ＰＷＭ周波数２０ｋＨｚ、ハードスイッチングで運転したときの、負荷トルクを０．０Ｎｍから０．５Ｎｍまで０．１Ｎｍずつ変えていったときの電圧制御器の実験結果を示す。電圧制御器の相電流波形は、シングルパルス励磁の相電流波形とほぼ同じで、ＰＷＭ電圧波形の影響によるリプルが乗った波形となっている。

図２４に、回転速度４０００ｒｐｍのときの、負荷トルクが０．０Ｎｍ、０．１Ｎｍ、０．２Ｎｍの場合の電圧制御器の実験波形を示す。負荷トルク０．２Ｎｍでは次のストロークまで相電流が切れない状態となっている。２０００ｒｐｍ、０．１Ｎｍと４０００ｒｐｍ、０．１Ｎｍを比較すると、トルク角が異なっている。トルク角は、負荷だけでなく回転速度にも関係することが分かる。

図２５に、回転速度６０００ｒｐｍのときの、負荷トルクが０．０Ｎｍ、０．１Ｎｍの場合の電圧制御器の実験波形を示す。負荷トルク０．１Ｎｍでは、逆トルク領域に大電流が流れているため、効率が非常に悪くなっているといえる。

図２６に、速度指令２０００ｒｐｍ、ＰＷＭ周波数２０ｋＨｚでハードチョッピングしたときの電流制御器の実験波形を示す。負荷トルクは、０．１Ｎｍから０．５Ｎｍまで０．１Ｎｍずつ変化させた。相電流の波高値がほぼ一定に制御されていることが分かる。負荷増加とともにトルク角が増加していくことが確認できる。

図２７に、回転数４０００ｒｐｍのときの、負荷トルクが０．０Ｎｍ、０．１Ｎｍ、０．２Ｎｍの場合の電流制御器の実験波形を示す。非対向位置からオーバーラップ角までの位置における電流が制御されていない。この領域では、インダクタンスが最小値となり、オーバーラップ角まで緩やかに増加する。インダクタンスが小さいと電流は変化しやすいので、高いＰＷＭ周波数を使用する必要がある。

図２８に、回転数６０００ｒｐｍのときの電流制御器の実験波形を示す。負荷トルク０．１Ｎｍ以上では、電圧が飽和するため電流制御は行えなかった。

図２９に、２０００ｒｐｍにおける、負荷トルクを０．０Ｎｍから０．５Ｎｍまで０．１Ｎｍずつ変えていったときの励磁区間可変制御器の実験波形を示す。負荷が小さいほど導通角は狭く負荷が大きくなるほど広くなっているのが確認できる。同じ動作点における電圧制御および電流制御の相電流波形と比較すると明らかに面積が小さくなっている。無負荷０．０Ｎｍではトルク脈動が殆ど無いということが、ＤＣリンク電流から判断できる。しかし、負荷トルク０．１Ｎｍおよび０．２ＮｍではＤＣリンク電流が脈動しており、負荷トルク０．３Ｎｍ以上では脈動が収まっている。このことから、トルク脈動を抑えたいときは導通角が狭くなり過ぎないように制限をかければ良いと考えられる。

図３０に、４０００ｒｐｍにおける、負荷トルクが０．０Ｎｍ、０．１Ｎｍ、０．２Ｎｍの場合の励磁区間可変制御器の実験波形を示す。負荷トルク０．０ＮｍにおいてＤＣリンク電流が脈動している。２０００ｒｐｍと比較して全負荷トルクにおいて波高値が小さくなっている。速度起電力は速度に比例するため、２０００ｒｐｍのときよりも速度起電力が大きくなるため、波高値が小さくなったと考えられる。４０００ｒｐｍにおいても電圧制御および電流制御と比較して相電流の面積が小さくなっている。

図３１に、６０００ｒｐｍにおける、負荷トルクが０．０Ｎｍ、０．１Ｎｍの場合の励磁区間可変制御器の実験波形を示す。負荷トルク０．２Ｎｍ以上では、電圧が飽和するため励磁区間可変制御は行えなかった。６０００ｒｐｍにおいても電圧制御および電流制御と比較して相電流の面積が小さくなっている。

図３２に、コンバータ効率を示す。２０００ｒｐｍにおいて電圧制御および電流制御では、負荷トルク増加とともにコンバータ効率が増加している。励磁区間可変制御ではほぼ一定の値となった。電圧制御器と電流制御器は、低負荷では出力電圧が飽和することがないのでスイッチング回数が増加する。反対に高負荷では出力電圧が飽和するのでスイッチング回数が減り、コンバータの損失が減ったと考えられる。励磁区間可変制御器は、シングルパルス動作なので、１ストロークあたりのスイッチング回数は励磁開始と励磁終了の２回であるため、負荷トルクに拘らずコンバータ効率が一定となっている。

図３３のモータ効率に関しては、２０００ｒｐｍにおいて励磁区間制御器による効率は、電圧制御器と電流制御器と比較して約１０％高い値となった。しかし、回転数４０００ｒｐｍ、負荷トルク０．１Ｎｍでは効率に差がなかった。電圧・電流ＰＷＭ制御では導通角を３０°に固定している。励磁区間可変制御器では負荷増加とともに導通角を広げる制御を行っているため、負荷が増加すると途中で電圧・電流ＰＷＭ制御と同じ導通角３０°になる。４０００ｒｐｍ、０．２Ｎｍにおいて電圧制御器と電流制御器は逆トルク領域に電流が流れているため、逆トルクが発生し効率が低下する。励磁区間可変制御器は逆トルク領域に殆ど電流が流れないため、逆トルクが発生せず効率が改善する。

図３４の総合効率に関しては、全ての動作点で励磁区間可変制御器による効率が、電圧制御器と電流制御器の効率よりも１０％程度高い値となった。このことから励磁区間制御器が効率面で従来の制御法である電圧制御器と電流制御器よりも優れていることが実証された。

上述したように、本発明では、インダクタンスの空間微分係数が最大となる回転子位置を中心として、励磁区間を可変する制御方法が提供される。３００Ｗ供試ＳＲモータに対するシミュレーションにおいて、効率は、電圧制御よりも４．７１％、電流制御よりも３．２０％高い値を示した。また３００Ｗ供試ＳＲモータを用いた実機実験において、効率は、電圧制御と電流制御より５％以上高い値を得た。

本発明は、ＳＲモータを用いる電動機動力を利用するシステム、特に、電気自動車の駆動システムに好適に利用することができる。

１ ＳＲモータ
２ 変速器
３ トルク検出器
４ ブラシレスＤＣモータ
５ ロータリエンコーダ
６ ラインレシーバ
７ ＦＰＧＡ
８ ゲート駆動回路
９ 非対称ハーフブリッジコンバータ
１０ 電源
１１ Ａ／Ｄ・Ｄ／Ａ
１２ オシロスコープ
１３ トルクコンバータ
１４ ロータリエンコーダ
１５ ブラシレスＤＣモータサーボドライブ

Claims (5)

1. 複数の突極を有する固定子と、前記固定子の突極とは位相が異なる配置の複数の突極を有する回転子とを有し、前記固定子の各突極に巻かれた複数相のコイルを前記回転子の位置に応じて順次励磁して前記回転子を回転させるＳＲモータの制御方法において、
   低負荷時、中負荷時、高負荷時の各制御モードで励磁開始角および励磁終了角を切り替えることを特徴とするＳＲモータの制御方法。
2. 低負荷時には、励磁開始角を、回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeI}に設定し、励磁終了角を、回転子位置４５°で電流が０になる回転子位置θ₄₅を上限として設定された角度θ_{off_modeI}に制御し、
   中負荷時には、励磁開始角を前記θ_{on_modeI}から回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_min}までの範囲で進めたθ_{on_modeII}に設定し、励磁終了角を前記θ₄₅に固定し、
   高負荷時には、励磁開始角を回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeIII}に固定し、励磁終了角を、トルク増加が望める転流角θ_off ^maxまでの範囲で遅らせたθ_{off_modeIII}に設定すること
   を特徴とする請求項１記載のＳＲモータの制御方法。
3. 励磁開始角に対して負荷を変化させながらインダクタンス空間微分係数と前記θ₄₅の相関関係を求め、励磁開始角をパラメータとしたインダクタンス空間微分係数から前記θ₄₅を推定することを特徴とする請求項２記載のＳＲモータの制御方法。
4. 回転子位置変化とインダクタンス変化より演算されたインダクタンス勾配に基づいて前記θ₄₅を運動中に自動的に演算することを特徴とする請求項２記載のＳＲモータの制御方法。
5. 複数の突極を有する固定子と、前記固定子の突極とは位相が異なる配置の複数の突極を有する回転子とを有し、前記固定子の各突極に巻かれた複数相のコイルを前記回転子の位置に応じて順次励磁して前記回転子を回転させるＳＲモータの制御装置において、
   低負荷時には、励磁開始角を、回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeI}に設定し、励磁終了角を、回転子位置４５°で電流が０になる回転子位置θ₄₅を上限として設定された角度θ_{off_modeI}に制御し、
   中負荷時には、励磁開始角を前記θ_{on_modeI}から回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_min}までの範囲で進めたθ_{on_modeII}に設定し、励磁終了角を前記θ₄₅に固定し、
   高負荷時には、励磁開始角を回転数と負荷に応じて設定された角度θ_{on_modeIII}に固定し、励磁終了角を、トルク増加が望める転流角θ_off ^maxまでの範囲で遅らせたθ_{off_modeIII}に設定する手段を設けたこと
   を特徴とするＳＲモータの制御装置。