JP2013233071A - スイッチドリラクタンスモータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
本発明の目的は、振動及び音響ノイズを低減可能なスイッチドリラクタンスモータ（SRM）装置を提供することである。
【解決手段】
SRMの６つの相巻線に供給される６つの相電流は、それぞれ半正弦波波形をもつ。したがって、SRMが３相シンクロナスリラクタンスモータ（SynRM)のように振る舞うため、SRMの振動及び騒音が大幅に低減される。さらに、パワーコンバータは、半正弦波波形をもつ相電流を供給するために、簡素な回路構造をもつことができる。さらに、パワーコンバータは、非対称モードと二重ミラーモードとをもつ。
【選択図】図１１

Description

本発明は、スイッチドリラクタンスモータ装置に関し、特に６の整数倍の相巻線をもつスイッチドリラクタンスモータを含むスイッチドリラクタンスモータ装置に関する。

従来のスイッチドリラクタンスモータ（SRM)の重要な欠点は、機械振動及び騒音であることが知られている。さらに、SRMの振動及び騒音は、相数の増加により改善されることも知られている。しかし、相数が増加される時、このSRMを駆動するパワーコンバータは、複雑高価となってしまう。パワーコンバータの多くの回路構成が、SRMのために既に提案されている。

図１は、３相SRMを駆動するための従来の３相非対称パワーコンバータ１Yを示す。図２は、３相SRMを駆動するための従来の３相ミラー・コンバータ１Zを示す。

米国特許第７,９０６,９３１号は、一相当たり１つのフルブリッジをもつフルブリッジ・パワーコンバータを記載している。しかし、一相当たり４つのトランジスタが要求されるフルブリッジ・パワーコンバータは高価である。図１に示される従来の非対称コンバータは、一相当たり２つのトランジスタと２つのダイオードを必要とする。図２に示されるミラー・コンバータは、３相当たり４つのトランジスタ及び４つのダイオードを必要とする。しかし、このミラー・コンバータは、一相の消磁ともう一つの相の励磁とを同時に実行することができない。

米国特許第７,９０６,９３１号

本発明の目的は、振動及び騒音を低減可能な簡素なスイッチドリラクタンスモータ装置を提供することである。本発明のもう一つの目的は、優れたトルク速度特性をもつスイッチドリラクタンスモータ装置を提供することである。本発明のもう一つの目的は、スイッチドリラクタンスモータ装置を駆動可能な簡素なパワーコンバータを提供することである。

本発明の第１の観点によれば、SRM駆動用のパワーコンバータは、それぞれ半正弦波形をもつ各相電流をスイッチドリラクタンスモータ（SRM)の各相巻線に供給する。この半正弦波形は、正半波成分及び負半波成分からなる正弦波形の正半波成分を意味する。

したがって、このSRMは、同期リラクタンスモータ（SynRM）のようになる。その結果、たとえモーターがスイッチドリラクタンスモータの構造を備えているとしても、振動及び騒音が大幅に低減される。半正弦波形をもつ相電流は、この半正弦波形をもつ相電流の電力の２０％未満の電力をもつ他の電流成分を含むことができる。

好適態様によれば、トルク指令値がそれほど大きくない時、パワーコンバータは半正弦波形の相電流を供給する。さらに、トルク指令値が大きい時、パワーコンバータは、台形波形の相電流を供給する。したがって、SRMは、要求された大トルクを発生することができる。

好適態様によれば、このSRMは６つのステータティースに別々に巻かれた６つの相巻線をもつ。このSRMは、順番に配列された６の倍数のステータティースをもつ。奇数番目のステータティースは、N極に磁化され、偶数番目のステータティースは、S極に磁化される。これにより、磁路が短縮され、鉄損が低減される。好適態様によれば、ロータコアは、６つのステータティース当たり７つのロータティースをもつ。好適態様によれば、ロータコアは、６つのステータティース当たり４つのロータティースをもつ。

好適態様によれば、互いに隣接する３つのステータティースは、隣接する３つの相巻線により同時に磁化される。さらに、同時に磁化される隣接する３つのステータティースの組み合わせは、順番に切り換えられる。したがって、隣接する３つのステータティースにより形成される磁界は、シンクロナスリラクタンスモータ（SynRM)のように円滑に回転する。これにより、振動及び騒音が大幅に低減される。

好適態様によれば、パワーコンバータは、星形結線された６相巻線に個別に接続された３つの上レグと３つの下レグの両方を有する。３つの上レグはそれぞれ、直列接続されたハイサイドトランジスタとローサイドダイオードのペアを有する。３つの下レグはそれぞれ、直列接続されたハイサイドダイオードとローサイドトランジスタのペアを有する。したがって、６相SRMを駆動するためのこの６相パワーコンバータは、３つのトランジスタと３つのダイオードからなる簡素な回路構成をもつことができる。

好適態様によれば、パワーコンバータは、１つの接続スイッチで接続された２つのミラー・コンバータからなる。接続スイッチがオンされる時、このパワーコンバータは、星形結線された６つの相巻線に個別に接続された３つの上レグと３つの下レグとの両方をもつ。他方、接続スイッチがオフされる時、パワーコンバータは、独立に運転される２つのミラー・コンバータとなる。したがって、この６相又は３相SRMは、トルク速度特性を切り換えることができる。

図１は、３相スイッチドリラクタンスモータを駆動するための従来の３相非対称パワーコンバータを示す回路構成図である。 図２は、３相スイッチドリラクタンスモータを駆動するための従来の３相ミラー・コンバータを示す回路構成図である。 図３は、第1実施例の６相６/７SRMを示す周方向展開図である。 図４は、図３に示される６相SRMを駆動するための簡素な６相パワーコンバータを示す回路構成図である。 図５は、図３に示される６相SRMに供給される６相電流の波形を示すタイミング・チャートである。 図６は、図３に示される６相SRMの隣接する３つのステータティースの一グループを通じて形成される磁路を示す断面図である。 図７は、図３に示される６相SRMの隣接する３つのステータティースの他のグループを通じて形成される磁路を示す断面図である。 図８は、図３に示される６相SRMの隣接する３つのステータティースの他のグループを通じて形成される磁路を示す断面図である。 図９は、図４に示される６相パワーコンバータにより６相SRMに供給される６相電流の半正弦波波形を示すタイミング・チャートである。 図１０は、図４に示される６相パワーコンバータにより６相SRMに供給される６相電流の台形波形を示すタイミング・チャートである。 図１１は、図３に示される６相SRMを駆動するための二重ミラー・コンバータを示す回路構成図である。 図１２は、図１１に示される二重ミラー・コンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図１３は、図１１に示される二重ミラー・コンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図１４は、図１１に示される二重ミラー・コンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図１５は、図１１に示される二重ミラー・コンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図１６は、図１１-図１５に示される二重ミラー・コンバータにより供給される６相電流を示すマップである。 図１７は、モード切替ルーチンを示すフローチャートである。 図１８は、４つの半正弦波形及び２つの台形波形を示す図である。 図１９は、スイッチドリラクタンスモータのトルク・速度特性における４つの領域を示すマップである。 図２０は、時点ｔ１における６相６/７SRMを示す模式展開図である。 図２１は、時点ｔ２における６相６/７SRMを示す模式展開図である。 図２２は、時点ｔ３における６相６/７SRMを示す模式展開図である。 図２３は、時点ｔ４における６相６/７SRMを示す模式展開図である。 図２４は、時点ｔ５における６相６/７SRMを示す模式展開図である。 図２５は、時点ｔ６における６相６/７SRMを示す模式展開図である。 図２６は、第2実施例の３相６/８SRMを示す周方向展開図である。 図２７は、時点ｔ１における図２６に示される３相６/８SRMを示す模式周方向展開図である。 図２８は、時点ｔ２における図２６に示される３相６/８SRMを示す模式周方向展開図である。 図２９は、時点ｔ３における図２６に示される３相６/８SRMを示す模式周方向展開図である。 図３０は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMの動作を示すタイミングチャートである。 図３１は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを示す断面図である。 図３２は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを示す断面図である。 図３３は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを示す断面図である。 図３４は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを駆動するための二重ミラーコンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図３５は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを駆動するための二重ミラーコンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図３６は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを駆動するための二重ミラーコンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図３７は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを駆動するための二重ミラーコンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図３８は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを駆動するための二重ミラーコンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図３９は、図２６-図２９に示される３相６/８SRMを駆動するための二重ミラーコンバータの二重ミラーモードを示す回路構成図である。 図４０は、６相TFSRMを示す断面図である。 図４１は、３相TFSRMを示す断面図である。

第1実施例
６相６/７スイッチドリラクタンスモータ（SRM）が、図３-図５を参照して説明される。図３は、この６相６/７SRMを示す周方向展開図である。ステータ２及びロータ４は、周方向CXに展開されている。ステータ２は、ステータバックヨーク２０に磁気的に接続される６個のステータティース２１-２６を２グループ有する。

しかし、図３は、６個のステータティース２１-２６の１つのグループともう１つのステータティース２１とを示す。ローター４は、ローターバックヨーク４０に磁気的に接続される７個のローターティース４１を２グループ有する。しかし、図３は、８つのローターティース４１だけを示す。つまり、このSRMは、７つのローターティース４１当たり６つのステータティース２１-２６を有する。

U１相巻線C１は、ステータティース２１に巻かれている。W２相巻線C５は、ステータティース２２に巻かれている。V１相巻線C２は、ステータティース２３に巻かれている。U２相巻線C４は、ステータティース２４に巻かれている。W１相巻線C３は、ステータティース２５に巻かれている。V２相巻線C６は、ステータティース２６に巻かれている。隣接する２つのローターティースの間の周方向長さに等しい１ロータピッチは、図４に示される電気角３６０度に等しい。

図４は、図３に示される６相SRMを駆動するための６相パワーコンバータ１Sを示す回路構成図である。このパワーコンバータ１Sは、３つの上レグL１-L３と、３つの下レグL４-L６からなる。この６つのレグL１-L６は、SRMの６つの相巻線C１-C６に個別に接続されている。星形結線されたこの６つの相巻線C１-C６は、中性点Nをもつ。

U１相レグL１は、直列接続されたハイサイドトランジスタT１及びローサイドダイオードD１からなる。U１相レグL１の出力端は、U１相巻線C１を通じて、中性点Nに接続されている。V１相レグL２は、直列接続されたハイサイドトランジスタT２及びローサイドダイオードD２からなる。V１相レグL２の出力端は、V１相巻線C２を通じて、中性点Nに接続されている。W１相レグL３は、直列接続されたハイサイドトランジスタT３及びローサイドダイオードD３からなる。W１相レグL３の出力端は、W１相巻線C３を通じて、中性点Nに接続されている。

U２相レグL４は、直列接続されたローサイドトランジスタT４及びハイサイドダイオードD４からなる。U２相レグL４の出力端は、U２相巻線C４を通じて、中性点Nに接続されている。W２相レグL５は、直列接続されたローサイドトランジスタT５及びハイサイドダイオードD５からなる。W２相レグL５の出力端は、W２相巻線C５を通じて、中性点Nに接続されている。V２相レグL６は、直列接続されたローサイドトランジスタT６及びハイサイドダイオードD６からなる。V２相レグL６の出力端は、V２相巻線C６を通じて、中性点Nに接続されている。

６個のレグL１ーL６は、高電位DCリンク線１０Hを低電位DCリンク線１０Lに接続する。U１相レグは、U１相電流IU１をU１相巻線C１に供給する。V１相レグは、V１相電流IV１をV１相巻線C２に供給する。W１相レグは、W１相電流IW１をW１相巻線C３に供給する。電流IAは、相電流IU１、IV１及びIW１からなる。

U２相レグは、U２相電流IU２をU２相巻線C４に供給する。W２相レグは、W２相電流IW２をW２相巻線C５に供給する。V２相レグは、V２相電流IV２をV２相巻線C６に供給する。電流IAに等しい電流IBは、相電流IU２、IW２及びIV２からなる。コントローラ３００は、これら６つの相電流IU１, IV１, IW１, IU２, IV２及びIW２を制御する。

図５は、相巻線C１-C６に個別に供給される６つの相電流IU１-IW２の波形を示すタイミング・チャートである。U１相巻線C１は、インダクタンスLU１をもつ。V１相巻線C２は、インダクタンスLV１をもつ。W１相巻線C３は、インダクタンスLW１をもつ。U２相巻線C４は、インダクタンスLU２をもつ。W２相巻線C５は、インダクタンスLW２をもつ。V２相巻線C６は、インダクタンスLV２をもつ。

図５において実線で示される６個の相電流IU１-IV２は、半正弦波形をもつ６個の相電流IU１-IV２を示す。図５において破線で示される６個の相電流IU１-IV２は、台形波形をもつ６個の相電流IU１-IV２を示す。U１相電流IU１は、期間P１-P３において供給される。W２相電流IW２は、期間P２-P４において供給される。W１相電流IW１は、期間P３-P５において供給される。U２相電流IU２は、期間P４-P６において供給される。W１相電流IW１は、期間P５-P６及び期間P１において供給される。V２相電流IV２は、期間P６及び期間P１-P２において供給される。

６個の相電流IU１、IW２、IV１、IU２、IW１及びIV２の波形は、トランジスタT１-T６のスイッチングにより制御される。コントローラ３００は、トランジスタT１-T６に印加されるスイッチングパターンを決定する。６個の相電流はそれぞれ、半正弦波波形と台形波形のどちらかをもつ。

要求トルクが低い時、実線で示される半正弦波の相電流が選択される。要求トルクが高い時、破線で示される台形の相電流が選択される。したがって、要求トルクが低い時、振動及び音響ノイズが大幅に低減される。期間P１-P６はそれぞれ、電気角６０度をもつ。

図３に示されるように、３相電流IU１、IV１及びIW１は、奇数番目のステータティース２１、２３及び２５の先端部をN極に励磁する。同様に、３相電流IU２、IV２及びIW２は、偶数番目のステータティース２２、２４及び２６の先端部をS極に励磁する。

図３に示される６相６/７SRMのステータ２が、図６-図８に示される。このSRMは、１４個のローターティースと１２個のステータティースとをもつ。しかし、ローターティース４１は、図６-図８において図示されていない。図６-図８において、矢印をもつ破線は、ステータ２及びロータ４内に形成された磁路を示す。図６は、期間P４における磁束を示す。図７は、期間P５における磁束を示す。図８は、期間P６における磁束を示す。磁路は、隣接する３つのステータポールを通じて形成される。したがって、鉄損が低減され、トルク密度が増加される。

図９は、図４に示される６相パワーコンバータ１Sの半正弦波モードを示す模式タイミングチャートである。６個の相電流IU１-IW２は各々、半正弦波形をもつ。図９に示されるように、３相電流IU１、IV１及びIW１の合計電流IAは、３相電流IU２、IW２及びIV２の合計電流IBに等しい。

図１０は、図４に示される６相パワーコンバータ１Sの台形モードを示す模式タイミングチャートである。６個の相電流IU１-IW２は各々、台形波形をもつ。実線は小さい相電流を示し、破線は大きな相電流を示す。図１０に示されるように、３相電流IU１、IV１及びIW１の合計電流IAは、ほとんど一定である。同様に、３相電流IU２、IV２及びIW２の合計電流IBも、ほとんど一定である。さらに、合計電流１Ａは、合計電流１Bに等しい。

その結果、図６-図８に示される回転磁界は、滑らかに回転する。更に、全ステータティースの半分は、常にローターティース４１を引っ張る。したがって、このSRMは、優れたトルク密度をもつ。電流リップルは低減される。パワーコンバータ１Sが、図１に示される従来の３相非対称パワーコンバータ１Yに等しい数のトランジスタ及びダイオードをもつので、パワーコンバータ１Sは、コンパクトになる。

図１１は、図３及び図５-図１０に示される６相SRMを駆動するためのもう一つの６相パワーコンバータ１Tを示す回路構成図である。図１１に示されるこの６相パワーコンバータ１Tは、接続スイッチT９及び２つのコモンレグ１LU、１LLを除いて、図４に示される６相パワーコンバータ１Sに等しい。言い換えれば、このパワーコンバータ１Tは、上ミラー・コンバータ１A、下ミラー・コンバータ１B及び接続スイッチT９をもつ。

この上ミラー・コンバータ１Aは、星形結線された３相巻線C１-C３を駆動するために、U１相レグL１、V１相レグL２、W１相レグL３及び上コモンレグ１LUをもつ。この下ミラー・コンバータ１Bは、星形結線された３相巻線C４-C６を駆動するために、U２相レグL４、W２相レグL５及びV２相レグL６及び下コモンレグ１LLをもつ。

U１相レグL１は、直列接続されたハイサイドトランジスタT１及びローサイドダイオードD１からなる。U１相レグL１の出力端は、U１相巻線C１を通じて、３相巻線C１-C３の上中性点NUに接続されている。V１相レグL２は、直列接続されたハイサイドトランジスタT２及びローサイドダイオードD２からなる。V１相レグL２の出力端は、V１相巻線C２を通じて、上中性点NUに接続されている。W１相レグL３は、直列接続されたハイサイドトランジスタT３及びローサイドダイオードD３からなる。W１相レグL３の出力端は、W１相巻線C３を通じて、上中性点NUに接続されている。上コモンレグ１LUは、直列接続されたハイサイドコモンダイオードD７及びローサイドコモントランジスタT７からなる。上コモンレグ１LUの出力端は、上中性点NUに接続されている。

U２相レグL４は、直列接続されたローサイドトランジスタT４及びハイサイドダイオードD４からなる。U２相レグL４の出力端は、U２相巻線C４を通じて、３相巻線C４-C６の下中性点NLに接続されている。W２相レグL５は、直列接続されたローサイドトランジスタT５及びハイサイドダイオードD５からなる。W２相レグL５の出力端は、W２相巻線C５を通じて、下中性点NLに接続されている。V２相レグL６は、直列接続されたローサイドトランジスタT６及びハイサイドダイオードD６からなる。V２相レグL６の出力端は、V２相巻線C６を通じて、下中性点NLに接続されている。下コモンレグ１LLは、直列接続された下コモンダイオードD８及び上コモントランジスタT８からなる。下コモンレグ１LLの出力端は、下中性点NLに接続されている。

IGBTからなる接続スイッチT９は、上中性点NUを下中性点NLに接続する。上ミラー・コンバータ１AのレグL１-L３は、高電位直流リンクライン１０Hを低電位直流リンクライン１０Lに接続する。同様に、下ミラー・コンバータ１BのレグL４-L６は、高電位直流リンクライン１０Hを低電位直流リンクライン１０Lに接続する。

この６相パワーコンバータ１Tは、非対称モード及び二重ミラーモードからなる２つの動作モードをもつ。この非対称モードによれば、接続スイッチT９がオンされ、コモントランジスタT７及びT８がオフされる。したがって、この非対称モードは、図４に示される６相パワーコンバータ１Sの動作と同じである。この二重ミラーモードによれば、接続スイッチT９はオフされ、コモントランジスタT７、T８は、スイッチングされる。

この二重ミラーモードにおいて、上ミラー・コンバータ１A及び下ミラー・コンバータ１Bは、公知のミラーモードを独立に実行する。２つのミラー・コンバータ１A、１Bの両方は、半正弦波モード及び台形モードのどちらも実行可能である。

図１２-図１５は期間P１における二重ミラーモードの動作を示す。最初に、期間P１における上ミラー・コンバータ１Aの動作が図１２-図１５を参照して説明される。図１２において、トランジスタT１、T７がオンされる。これにより、U１相励磁電流IU１が増加する。W１相フリーホィーリング電流IW１は、巡回により緩慢に低減される。この動作は、磁化モードと呼ばれる。

図１３において、トランジスタT１がオンされ、トランジスタT７がオンされる。これにより、U１相フリーホィーリング電流IU１は、巡回により緩慢に減少する。W１相消磁電流IW１は急速に減少する。この動作は、半消磁モードと呼ばれる。図１４において、トランジスタT１がオフされ、トランジスタT７がオンされる。これにより、フリーホィーリング電流IU１、IW１は、巡回により緩慢に減少する。この動作は、フリーホィーリングモードと呼ばれている。図１５において、トランジスタT１、T７がオフされる。
これにより、消磁電流IU１、IW１が急速に低減される。この動作は、フル消磁モードと呼ばれる。

次に、期間P１における下ミラー・コンバータ１Bの動作が、図１２-図１５を参照して説明される。図１２において、トランジスタT６、T８がオンされる。これにより、V２相励磁電流IV２が増加される。この動作は、磁化モードと呼ばれる。

図１３において、トランジスタT６がオフされ、トランジスタT８がオンされる。これにより、V２相フリーホィーリング電流IV２が、巡回により緩慢に減少する。この動作は、フリーホィーリングモードと呼ばれる。図１４において、トランジスタT６がオンされ、トランジスタT８がオフされる。これにより、V２相フリーホィーリング電流IV２は、巡回によりゆっくり減少する。この動作は、フリーホィーリングモードと呼ばれる。図１５において、トランジスタT６及びT８は、オフされる。これにより、消磁電流IV２が急速に減少する。この動作は、消磁モードと呼ばれる。

半正弦波波形または台形の波形のどちらかをもつ相電流IU１、IW１及びIV２を供給するために、コントローラ３００は、期間P１において、図１２-図１５に示される動作から好適な動作を選択する。期間P２-P６におけるトランジスタT１-T８のスイッチングパターンは、図１２-図１５に示される期間P１におけるトランジスタT１-T８のスイッチングパターンと実質的に同じである。

図１６は、期間P１-P６におけるトランジスタT１-T８のスイチングパターンを示す。期間P１において、トランジスタT１、T６、T７及びT８がスイッチングされる。期間P２において、トランジスタT１、T５、T７及びT８がスイッチングされる。期間P３において、トランジスタT２、T５、T７及びT８が、スイッチングされる。期間P４において、トランジスタT２、T４、T７及びT８が、スイッチングされる。期間P５において、トランジスタT３、T４、T７及びT８が、スイッチングされる。期間P６において、トランジスタT３、T６、T７及びT８が、スイッチングされる。

図１７は、モード選択ルーチンを示すフローチャートである。最初に、モード選択に関連する情報がステップS１００にて収集される。たとえば、SRMのトルク指令値Ti及びロータ速度Ndがこの情報として収集される。次に、ステップS１０２にて、この情報に基づいて半正弦波モードと台形波モードとのどちらかが、選択される。この実施例では、トルク指令値Tiが所定値未満である時、半正弦波波モードがステップS１０４にて選択される。トルク指令値Tiが所定値以上である時、台形波モードがステップS１０６にて選択される。

この半正弦波モードによれば、パワーコンバータ１S又は１Tは、それぞれ半正弦波波形をもつ６相電流IU１, IV１, IW１, IU２, IV２及びIW２を供給する。６相電流はそれぞれ、図９に示されるように、正弦波形の正半波成分を有する。この台形波モードによれば、パワーコンバータ１S又は１Tは、それぞれ台形波形をもつ６相電流IU１, IV１, IW１, IU２, IV２及びIW２を供給する。６相電流はそれぞれ、図１０に示される台形波形をそれぞれ有する。したがって、トルク指令値が高くない時、騒音及び振動は、大幅に抑制される。

次に、SRMの回転速度検出値が所定値より高いかどうかが、ステップS１０８にて判定される。回転速度検出値が所定値より高い時、図１２-図１５に示される二重ミラー・モードが、ステップS１１０にて選択される。SRMの回転速度検出値Ndが所定値より低い時、ステップS１１２にて非対称モードが選択される。

SRMのU相巻線に供給されるU相電流の６個の波形L１１, L１２, L１３, L１４, L１５ 及びL１６が図１８に示される。U相電流IUの各波形L１１, L１２, L１３, L１４は、それぞれ半正弦波波形を示す。U相電流IUの各波形L１５、L１６は、それぞれ台形波形を示す。トルク指令値Tiと速度検出値Ndと図１９に示されるマップとに基づいて好適な波形が選択される。

図１９は、SRMのトルク-速度特性を示す。横線Loは定トルク線である。L１及びL２は、それぞれ定電力線である。横破線L３は、半正弦モードと台形モードとを分割するためのしきい値線である。非対称モードは、領域A、Bで実行される。二重ミラーモードは、領域C、Dで実行される。半正弦波モードは、領域A、Cで実行される。台形波モードは、領域B、Dで実行される。

図３に示される６相６/７スイッチドリラクタンスモータ（SRM)のロータ位置が図２０-２５及び図５を参照して説明される。図２０は、図５に示される時点ｔ１におけるロータ位置を示す。図２１は、図５に示される時点ｔ２におけるロータ位置を示す。図２２は、図５に示される時点ｔ３におけるロータ位置を示す。図２３は、図５に示される時点ｔ４におけるロータ位置を示す。図２４は、図５に示される時点ｔ５におけるロータ位置を示す。図２５は、図５に示される時点ｔ６におけるロータ位置を示す。

第２実施例
３相６/８スイッチドリラクタンスモータ（SRM)が図２６-図３０を参照して説明される。図２６は、６つのステータティース当たり８つのローターティースをもつ３相６/８SRMを示す周方向展開図である。ステータ２及びロータ４は、周方向CXに展開されている。ステータ２は、ステータバックヨーク２０に磁気的に接続されたステータティース２１-２６を有する。ロータ２は、ロータバックヨーク４０に磁気的に接続されたローターティース４１をもつ。U1相巻線C1は、ステータティース２１に巻かれている。V1相巻線C２は、ステータティース２２に巻かれている。W1相巻線C３は、ステータティース２３に巻かれている。U２相巻線C４は、ステータティース２４に巻かれている。V２相巻線C５は、ステータティース２５に巻かれている。W２相巻線C６は、ステータティース２６に巻かれている。

U１相巻線C１に供給されるU１相電流IU１は、U２相巻線C４に供給されるU２相電流IU２と同相である。V１相巻線C２に供給されるV１相電流IV１は、V２相巻線C５に供給されるV２相電流IV２と同相である。W１相巻線C３に供給されるW１相電流IW１は、W２相巻線C６に供給されるW２相電流IW２と同相である。奇数番目のステータティース２１、２３及び２５の先端部は、相電流IU１、IW１及びIV２によりN極に励磁される。偶数番目のステータティース２２、２４及び２６の先端部は、相電流IV１、IU２及びIW２によりS極に励磁される。

図２７は、図３０に示される時点ｔ１における第1のロータ位置を示す。図２８は、図３０に示される時点ｔ２における第２のロータ位置を示す。図２９は、図３０に示される時点ｔ３における第３のロータ位置を示す。図３０は、相巻線C１-C６に供給される３相電流IU１、IV１、IW１、IU２、IV２及びIW２の波形を示すタイミングチャートである。３相電流IU１、IV１、IW１、IU２、IV２及びIW２の波形は、たとえば図１１に示される二重ミラーコンバータ１Tである３相パワーコンバータのトランジスタをスイッチングすることにより制御される。相電流IU１、IV１、IW１、IU２、IV２及びIW２は、半正弦波形及び台形波形のどちらももつ。

相電流C１-C６は、インダクタンス値LU１、LV１、LW１、LU２、LV２及びLW２を個別にもつ。それぞれ半正弦波波形をもつ相電流IU１、IV１、IW１、IU２、IV２及びIW２はインダクタンス増加期間に供給される。相電流C1-C６のインダクタンス値LU１、LV１、LW１、LU２、LV２及びLW２は、図３０に示されるように、インダクタンス増加期間に増加する。相電流IU１、IV１及びIW１の合計電流IAが、図３０に示される。同様に、相電流IU２、IV２及びIW２の合計電流IBが、図３０に示される。

１２個のステータティースと１６個のローターティースとをもつ３相６/８SRMが、図３１-図３３に示される。しかし、ローターティース４１は、図３１-図３３において図示されていない。図３１に示される破線は、期間P1における磁束を示す。図３２に示される破線は、期間P２における磁束を示す。図３３に示される破線は、期間P３における磁束を示す。

図１１に示される二重ミラーコンバータ１Tは、相巻線C１-C６に６つの相電流IU１-IW２からなる３相電流を供給する。二重ミラーコンバータ1Tは、非対称モードと二重ミラーモードとを有する。非対称モードにおいて、接続スイッチT９がオンされ、コモントランジスタT７、T８がオフされる。これにより、非対称モードをもつ二重ミラーコンバータ1Tは、従来の３相非対称パワーコンバータと本質的に同じとなる。

非対称モードによれば、U１相トランジスタT1及びU２相トランジスタT４は互いに同期動作する。同様に、V１相トランジスタT２及びV２相トランジスタT５は互いに同期動作する。W１相トランジスタT３及びW２相トランジスタT６は互いに同期動作する。

３相巻線C１-C６に３相電流を供給する二重ミラーコンバータ1Tの二重ミラーモードが、図３４-図３９を参照して説明される。二重ミラーモードでは、接続スイッチT９はオフされ、コモントランジスタT７、T８がスイッチングされる。この二重ミラーモードにおいて、上ミラーコンバータ１A及び下ミラーコンバータ１Bは、互いに独立に公知のミラーモードを実行する。２つのミラーコンバータ１A及び１Bは両方とも、半正弦波モード及び台形波モードのどちらでも実行可能である。

図３４及び図３５は、図３０に示される期間P1におけるミラーコンバータ１A及び１Bのスイッチングパターンを示す。図３４によれば、トランジスタT１及びT４及びコモントランジスタT７及びT８がオンされる。これにより、U１相電流IU１及びU２相電流IU２が増加される。さらに、W１相フリーホィーリング電流IW１及びW2相フリーホィーリング電流IW２がトランジスタT７及びT８を通じて個別に循環する。結局、U相電流IU１及びIU２が急速に増加する。しかし、W相電流IW１及びIW２は緩慢に減少する。したがって、図３４に示されるスイッチングパターンは、励磁モードと呼ばれる。

図３５によれば、トランジスタT1及びT4がオンされ、コモントランジスタT７及びT８がオフされる。これにより、U１相フリーホィーリング電流IU１及びU２相フリーホィーリング電流IU２がトランジスタT1及びT4を個別に通じて循環する。さらに、W１相消磁電流IW１がダイオードD３及びD７を通じて流れる。同様に、W２相消磁電流IW２がダイオードD８及びD６を通じて流れる。結局、U相電流IU1及びIU２はゆっくりと減少する。しかし、W相電流IW１及びIW２は急速に減少する。したがって、図３５に示されるこのスイッチングパターンは、消磁モードと呼ばれる。
励磁モードと消磁モードとの比率は、半正弦波波形又は台形波波形をもつ相電流IU1、IU２、IW１及びIW２を供給するために、調整される。

図３６、図３７は、図３０に示される期間P２におけるミラーコンバータ１A、１Bのスイチングパターンを示す。図３６によれば、トランジスタT1及びT４とコモントランジスタT７及びT８がオンされる。これにより、U１相電流IU１及びU２相電流IU２が増加される。結局、相電流IU1、IU２は急速に増加する。したがって、図３０に示されるスイチングパターンは、励磁モードと呼ばれる。

図３７によれば、トランジスタT1、T4がオフされ、コモントランジスタT７、T８がオンされる。これにより、U１相フリーホィーリング電流IU１とU２相電流IU２がコモントランジスタT７、T８を個別に通じて巡回される。結局、U相電流IU１、IU２は緩慢に減少する。したがって、図３７に示されるスイチングパターンはフリーホィーリングモードと呼ばれる。励磁モードとフリーホィーリングモードとの比率は、半正弦波波形又は台形波形をもつ相電流IU1、IU2を供給するために調整される。

図３８、図３９は、図３０に示される期間P３におけるミラーコンバータ１A、１Bのスイチングパターンを示す。図３８によれば、トランジスタT２、T５及びコモントランジスタT７、T８がオンされる。これにより、V１相電流IV１とV２相電流IV２が増加される。さらに、U１相フリーホィーリング電流IU１とU２相フリーホィーリング電流IU2がコモントランジスタT７、T８を個別に通じて循環する。結局、V相電流IV１、IV２は急速に増加する。しかし、U相電流IU1、IU２が緩慢に低減される。したがって、図３８に示されるスイチングパターンが励磁モードと呼ばれる。

図３９によれば、トランジスタT2、T5がオンされ、コモントランジスタT７、T８がオフされる。これにより、V１相フリーホィーリング電流IV１及びV２相フリーホィーリング電流IV２がトランジスタT２、T５を個別に通じて循環される。さらに、U1相消磁電流IU１がダイオードD1、D７を通じて流れる。同様に、U２相消磁電流IU２がダイオードD８及びD４を通じて流れる。結局、V相電流IV１及びIV２はゆっくりと減少する。

しかし、U相電流IU１、IU２が急速に減少する。したがって、図３９に示されるスイチングパターンは、消磁モードと呼ばれる。励磁モードと消磁モードとの比率は、半正弦波波形又は台形波形をもつ相電流IU１、IU２、IV１及びIV２を供給するために調整される。同様に、他の期間P４-P６におけるスイチングパターンが実行される。結局、２つのミラーコンバータ１A、１Bは、励磁モード、消磁モード及びフリーホィーリングモードをもつミラーモードを実行する。これらの３つのモードは、相電流の要求波形を実現するために、交互に実行される。

第３実施例
第３実施例が、図４０、図４１を参照して説明される。RAは径方向を示し、AXは軸方向を示す。図４０は、６相横磁束スイッチドリラクタンスモータ（TFSRM)を示す断面図である。図４１は、３相横磁束スイッチドリラクタンスモータ（TFSRM)を示す断面図である。図４に示されるパワーコンバータ１S及び図１１に示されるパワーコンバータ１Tは、図４０に示される６相TFSRMの６つの相巻線C１-C６に６相電流を供給する。同様に、図４１に示される３相TFSRMの６つの相巻線C１-C６に３相電流を供給する。

図４０、図４１に示されるTFSRMは、ステータ２及びロータ４を有する。図４０に示される６相TFSRMは、タンデム配列された６つの単相TFSRMからなる。図４１に示される３相TFSRMは、タンデム配列された３つの単相TFSRMからなる。単相TFSRMはそれぞれ、ステータコア２の環状スロットに収容されたリング状の相巻線C１-C６を有する。ステータ２のステータコア２は、ステータハウジング２Aに固定されている。ロータ４は、ロータハウジング４Aに固定されている。図４１において、U相巻線C１、C４は、同じ環状スロットに収容されている。同様に、V相巻線C２、C５は、同じ環状スロットに収容されている。W相巻線C３、C６は、同じ環状スロットに収容されている。

スイッチドリラクタンスモータに関する３つの技術がこの実施例において開示される。第１の技術は、図５、図９に示される半正弦波波形をもつ相電流を用いるSRM駆動法である。特に、半正弦波波形をもつ６相電流により駆動される６相SRMは、３相シンクロナスリラクタンスモータ（SynRM)のようになる。これにより、たとえモータがスイッチドリラクタンスモータの構造をもつとしても、振動、騒音、鉄損及び電流リップルが大幅に低減される。

図４に示される第２の技術は、星形結線された６相巻線をもつ６相SRMを駆動するための６相パワーコンバータに関連する。図４に示されるこの６相パワーコンバータ１Sは、たとえSRMが６相をもつとしても、より少ないトランジスタとより少ないダイオードをもつことができる。したがって、パワーコンバータ１Sの製造コストが低減される。

第３の技術は、図１１に示される二重ミラー・コンバータ１Tに関する。２つのミラー・コンバータと接続スイッチT９とをもつ６相パワーコンバータ１Tは、二重ミラーモードを実行することができる。好適には、この二重ミラーモードは、高速領域にて採用される。したがって、SRMの逆起電力（バックEMF)は、高速領域にて相対的に低減される。

変形態様が図１１を参照して説明される。コモンレグ１LU、１LLのコモントランジスタT７、T８は、接続スイッチT9がオンされる非対称モードにおいて、オンされる。好適には、コモントランジスタT７は、中性点NU、NLの電位が上昇する時にオンされる。同様に、コモントランジスタT８は、中性点NU、NLの電位が低下する時にオンされる。これにより、中性点NU、NLの電位変化が抑制される。

もう1つの変形態様が以下に説明される。この変形態様によれば、パワーコンバータ１S、１Tは、半正弦波電流成分Iｓ及び台形波電流成分Itのいずれかと、直流電流成分Idcとの合成電流Iをスイッチドリラクタンスモータの各相巻線に供給する。これにより、モータトルクを増加することができる。特に、この直流電流成分の追加は、高速領域において好適である。

すなわち、半正弦波電流成分Iｓが選択される時、モータトルクTは、以下の式で表される。シンボルKは、比例定数である。
T=K*（（Is+Idc）＊（Is+Idc）ー（Idc）＊（Idc））
＝K（Is＊Is+２Is＊Idc)
なお、スイッチドリラクタンスモータがモータとして動作する時、K＊（Is＋Idc）＊（Is＋Idc）は、インダクタンス増加期間の正トルク成分であり、K＊（Idc）＊（Idc）は、インダクタンス減少期間の負トルク成分である。

Claims (12)

1. スイッチドリラクタンスモータと、パワーコンバータ（１S、１T）とコントローラ（３００）とを備えるスイッチドリラクタンスモータ装置において、
   このスイッチドリラクタンスモータは、スイッチドリラクタンスモータの所定のステータティースに個別に巻かれた所定数の相巻線（C１-C６）を有し、
   パワーコンバータ（１S、１T）を制御するコントローラ（３００）は、半正弦波モードを有し、
   パワーコンバータ(１S、１T)は、それぞれ半正弦波波形をもつ所定数の相電流を、この半正弦波モードの間中、相巻線（C１-C６）に個別に供給し、
   それぞれ半正弦波波形をもつこの相電流は、正半波成分と負半波成分とからなる正弦波電流の正半波成分により本質的に構成されることを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ装置。
2. このスイッチドリラクタンスモータは、順番に配列された少なくとも６個のステータティース（２１-２６）に個別に巻かれた少なくとも６つの相巻線（C１-C６）を有し、
   パワーコンバータ(1S、1T)は、６つの相電流（IU１、IV１、IW１、IU２、IV２及びIW２）からなる６相電流を６つの相巻線（C１-C６）に個別に通電し、
   ６つの相電流（IU１、IV１、IW１、IU２、IV２及びIW２）は、互いに異なる位相をもつ請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
3. スイッチドリラクタンスモータは、６つのステータティース（２１-２６）当たり７つのローターティース（４１）をもつロータコアを有する請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
4. スイッチドリラクタンスモータは、順番に配列された少なくとも６つのステータティース（２１-２６）を有し、
   奇数番目のステータティース（２１、２３、２５）に巻かれた奇数番目の相巻線（C１, C２, C３) は、奇数番目のステータティース（２１、２３、２５）の先端部をN極に磁化し、
   偶数番目のステータティース（２２、２４、２６）に巻かれた偶数番目の相巻線（C５, C４, C６) は、偶数番目のステータティース（２２、２４、２６）の先端部をS極に磁化する請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
5. このスイッチドリラクタンスモータは、順番に配列された少なくとも６個のステータティース（２１-２６）に個別に巻かれた少なくとも６つの相巻線（C１-C６）を有し、
   パワーコンバータ(1S、1T)は、６つの相電流（IU１、IV１、IW１、IU２、IV２及びIW２）からなる６相電流を６つの相巻線（C１-C６）に個別に通電し、
   U１相電流（IU１）は、U２相電流（IU２）と同相をもち、
   V１相電流（IV１）は、V２相電流（IV２）と同相をもち、
   W１相電流（IW１）は、W２相電流（IW２）と同相をもつ請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
6. スイッチドリラクタンスモータは、６つのステータティース（２１-２６）当たり８つのローターティース（４１）をもつロータコアを有する請求項５記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
7. コントローラ(３００)は、台形波形の各相電流を相巻線（C１-C６）に供給する台形波モードを有し、
   コントローラ(３００)は、低トルク領域にて半正弦波モードを選択し、かつ、高トルク領域にて台形波モードを選択する請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
8. パワーコンバータ(１S、１T)は、星形結線された６つの相巻線（C１-C６）に個別に接続された３つの上レグ (L１-L３) と３つの下レグ (L４-L６)とを有し、
   直列接続されたハイサイドトランジスタ（T１-T３）とローサイドダイオード（D１-D３）との３つのペアをもつこの３つの上レグ (L１-L３)は、３つの相電流（IU１, IV１, IW１)を３つの相巻線（C１-C３）に供給し、
   直列接続されたローサイドトランジスタ（T４-T６）とハイサイドダイオード（D４-D６）との３つのペアをもつこの３つの下レグ (L４-L６)は、３つの相電流（IU２, IV２, IW２)を３つの相巻線（C４-C６）から吸収し、
   ３つの相電流（IU１, IV１, IW１)の合計電流（IA)は、３つの相電流（IU２, IV２, IW２)の合計電流（IB)に等しい請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
9. パワーコンバータ(１T)はさらに、上コモンレグ（ILU）と下コモンレグ（ILL)と接続スイッチ（T９)とを有し、
   星形結線された３つの相巻線(C１-C３)は、上中性点(NU)を有し、
   星形結線された３つの相巻線(C４-C６)は、接続スイッチ（T９）を通じて上中性点（NU)に接続された下中性点(NL)を有し、
   上中性点(NU)は、直列接続されたハイサイドダイオード（D７)及びローサイドトランジスタ（T７)のペアをもつ上コモンレグ（ILU)の出力点に接続され、
   下中性点(NL)は、直列接続されたハイサイドトランジスタ（T８)及びローサイドダイオード（D８)のペアをもつ下モンレグ（ILL)の出力点に接続されている請求項６記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
10. コントローラ(３００)は、非対称モード及び二重ミラーモードを有し、
    接続スイッチ（T９）は、非対称モードにおいてオンされ、二重ミラーモードにおいてオフされ、
    ３つの上レグ(L１-L３)及び上コモンレグ(１LU)は、二重ミラーモードにおいて１つのミラー・コンバータとして運転され、
    ３つの下レグ(L４-L６)及び下コモンレグ(１LL)は、二重ミラーモードにおいてもう１つのミラー・コンバータとして運転される請求項９記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
11. コントローラ(３００)は、低速領域にてパワーコンバータ(１T)に非対称モードを指令し、かつ、高速領域にてパワーコンバータ(１T)に二重ミラーモードを指令する請求項１０記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。
12. パワーコンバータ（１S、１T）は、半正弦波波形又は台形波波形とのどちらかをもつ基本電流成分と直流電流成分とを含む相電流を供給する請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ装置。

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