JP2013229934A

JP2013229934A - 信号処理装置

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Publication number: JP2013229934A
Application number: JP2013145335A
Authority: JP
Inventors: Hideyuki Tokuhisa; 英之徳久
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2013-07-11
Filing date: 2013-07-11
Publication date: 2013-11-07
Anticipated expiration: 2029-10-16
Also published as: JP5652515B2

Abstract

【課題】奇数次、偶数次高調波をリアルタイムに発生させる信号処理装置を提供する。
【解決手段】高調波発生部１４は、入力信号ｘのべき乗（３乗および４乗）演算を行う。３乗演算により入力信号ｘの１次（基音）成分、３次（３倍音）成分が生成され、４乗演算により入力信号ｘの０次（直流）成分、２次（２倍音）成分、４次（４倍音）成分が生成される。出力信号ｙは、後段のバンドパスフィルタにより、不要帯域が除かれ、奇数次、偶数次高調波が入力信号に加算される。
【選択図】図３

Description

この発明は、入力された信号に種々の演算を行う信号処理装置に関し、特に低域成分を拡張する技術に関する。

口径の小さいスピーカは、物理的に低域成分を出力することができない場合がある。そこで、低域成分の高調波を発生させて元の信号に加算することにより、ミッシングファンダメンタルと言われる現象を利用して、物理的には出力されていない低域成分が出力されているように聴取させる技術が用いられている（例えば特許文献１参照）。

特表平１１−５０９７１２号公報

高調波は、入力信号をクリップさせるあるいは整流を行う、等の手法で発生させることができるが、これらの２手法では、奇数次あるいは偶数次の成分しか発生しないという課題がある。一方、積分演算であれば奇数次、偶数次の成分ともに発生させることもできるが、応答性が悪いという課題がある。

そこで、この発明は、奇数次および偶数次の高調波をリアルタイムに発生させることができる信号処理装置を提供することを目的とする。

この発明の信号処理装置は、オーディオ信号を入力する入力部と、入力部からオーディオ信号を取得する取得部と、べき乗演算を行うべき乗演算部と、べき乗演算部の出力信号を入力部のオーディオ信号に加算して出力する加算手段と、を備えている。べき乗演算部は、取得部で取得したオーディオ信号に、例えば３乗および４乗演算を行う。ｃｏｓの３倍角および４倍角公式によると、３乗演算により入力信号の１次（基音）成分、３次（３倍音）成分が生成され、４乗演算により入力信号の０次（直流）成分、２次（２倍音）成分、４次（４倍音）成分が生成される。したがって、これらの信号を加算することにより、奇数次および偶数次の高調波をリアルタイムに発生させることができる。なお、直流成分は後段のハイパスフィルタ等で取り除けばよい。

ミッシングファンダメンタルの効果は、倍音成分の差周波数（実際には存在しない低音）を感知するというものであるため、偶数次成分（または奇数次成分）のみを単独で元の信号に加えたとしても、差周波数は元の周波数の２倍となり、ファンダメンタル（基音）の感知はやや劣ることになる。しかし、本発明では、奇数次および偶数次両方の高調波を元の信号に加えるため、差周波数が基音と一致し、低音の量感を強く感知させることが可能となる。

また、上記発明において、取得部で取得したオーディオ信号のダイナミックレンジ圧縮を行い、圧縮信号を生成する圧縮部を備える態様も可能である。この場合、べき乗演算部は、前記圧縮信号と前記取得部で取得したオーディオ信号を乗算することにより行う。例えば、３乗演算であれば、圧縮信号を自乗し、これに前記取得部で取得したオーディオ信号を乗算する。単に信号をべき乗すると振幅値もべき乗されるため、ダイナミックレンジが非常に大きな信号となってしまうが、圧縮信号をべき乗することにより、べき乗後の信号のダイナミックレンジを抑えることができる。なお、圧縮信号だけをべき乗すると、逆にダイナミックレンジが圧縮され過ぎたり、歪み感が増してしまう可能性もあるため、元の信号（取得部で取得したオーディオ信号）をある程度乗算する信号として用いる態様としている。

なお、上記のようなダイナミックレンジ圧縮は、べき乗演算後の信号について行ってもよい。この場合、加算手段は、ダイナミックレンジ圧縮されたべき乗演算後の信号を前記入力部に入力したオーディオ信号に加算して出力する。入力信号のレベルが低く、べき乗演算後の信号のレベルが低すぎる場合、低域拡張の効果が得られない（聴感上、ミッシングファンダメンタルの効果を感じない）、または入力信号のレベルが高すぎる場合、べき乗演算後の信号のレベルが高すぎて歪み音として認識されるおそれがあるが、ダイナミックレンジ圧縮されたべき乗演算後の信号を元のオーディオ信号に加算する態様とすることで、低域の音圧感を好適に補うことができる。

さらに、ダイナミックレンジ圧縮は、入力された信号を時間軸上で平滑化（例えば移動平均）し、この平滑化した信号に基づいて、ゲイン調整値を算出し、算出したゲイン調整値で入力された信号のレベルを調整する態様としてもよい。入力された信号のレベルが急激に上昇または急激に低下した場合、ダイナミックレンジが急激に変化し、圧縮による歪み音が目立つおそれがあるが、移動平均した信号でゲイン調整を行うことで、入力された信号に急激なレベル上昇やレベル低下があったとしても、ダイナミックレンジ圧縮の態様が急激に変化することがないため、圧縮による歪み音を目立たなくすることができる。

また、信号処理装置は、前記取得部で取得したオーディオ信号のレベルを検出するレベル検出部と、前記べき乗演算部と前記加算手段との間に設けられ、オーディオ信号の低域を抽出して出力する低域抽出部と、前記低域抽出部の低域抽出機能を有効又は無効とする制御を行う制御部と、を備え、前記制御部は、前記レベル検出部がオーディオ信号のレベルが所定値以上である場合、前記低域抽出部の低域抽出機能を無効とし、前記レベル検出部がオーディオ信号のレベルが所定値未満である場合、前記低域抽出部の低域抽出機能を有効としてもよい。

オーディオ信号のレベルが大きくなるにつれて、べき乗演算部により生成される高調波のレベルも大きくなるが、この構成では、オーディオ信号のレベルが大きい場合、高調波は低域抽出部を通過しにくくなる。

また、前記オーディオ信号は、センタチャンネルを含む複数のチャンネルのオーディオ信号からなり、前記レベル検出部は、前記センタチャンネルのオーディオ信号のレベルを検出してもよい。

この構成では、セリフを多く含むセンタチャンネルのレベルが大きい場合、すなわちセリフが検出された場合、高調波は低域抽出部を通過しにくくなる。したがって、セリフは、高調波の影響を受けにくくなる。

この発明によれば、奇数次および偶数次の高調波をリアルタイムに発生させることができる。

スピーカ装置の構成を示したブロック図である。信号処理部の構成を示したブロック図である。高調波発生部の構成を示したブロック図である。ＤＲＣテーブルの一例を示した図である。ダイナミックレンジ圧縮部の構成を示したブロック図である。高調波成分が加算された場合の信号の変化（時間軸の信号の変化）を示した図である。

本発明の信号処理装置に係る実施形態について説明する。図１は、本発明の信号処理装置を内蔵したスピーカ装置の構成を示すブロック図である。スピーカ装置は、入力部１、信号処理部２、および放音部３を備えている。

入力部１には、複数チャンネル（Ｃ：センタチャンネル、Ｌ：フロント左、Ｒ：フロント右、ＳＬ：サラウンド左、ＳＲ：サラウンド右、ＳＢＬ：サラウンドバック左、ＳＢＲ：サラウンドバック右、ＬＦＥ：サブウーファ）のオーディオ信号が入力される。なお、チャンネル数は、同図に示す７．１ｃｈに限るものではなく、さらに多数のチャンネルが入力される例であってもよいし、モノラルであってもよい。

信号処理部２は、本発明の信号処理装置に相当し、入力部１から入力されたオーディオ信号Ｓｉｎに低域拡張処理を施し、放音部３にオーディオ信号Ｓｏｕｔとして出力する。放音部３は、信号処理部２から入力されたオーディオ信号Ｓｏｕｔに音場付与処理等を施し、増幅した後にスピーカ（不図示）から音声を放音する。スピーカは、各チャンネルに対応して独立して設けられたものであってもよいし、多数の小口径スピーカユニットを配列したスピーカアレイであってもよい。スピーカアレイである場合、各チャンネルのオーディオ信号をすべて（または一部）のスピーカユニットに分配してディレイ制御することにより、放音した音声をビーム化して聴取者に直接、または壁面を反射して到達させるものであってもよい。

図２は、信号処理部２の構成を示すブロック図である。図中左側に示す「Ｌｃｈｉｎ」等の表記は、各チャンネルのオーディオ信号の入力を示し、入力部１から入力されるオーディオ信号（Ｓｉｎ）を示す。図中右側に示す「Ｌｃｈｏｕｔ」等の表記は、各チャンネルのオーディオ信号の出力を示し、放音部３に出力されるオーディオ信号（Ｓｏｕｔ）を示す。

取得部１１は、各チャンネルのオーディオ信号を取得し、これらオーディオ信号を加算してＬＰＦ１２に出力する。このとき、取得部１１は、加算したチャンネル数で加算後のオーディオ信号を除算し、正規化しておくものとする。なお、チャンネル間の加算レベルは同一であってもよく、一部のチャンネルのレベルを上昇させてから加算し、一部のチャンネルを強調するようにしてもよい。また、すべてのチャンネルのオーディオ信号を加算する例に限らず、一部のチャンネルのオーディオ信号を加算する例であってもよい。

ＬＰＦ１２は、ローパスフィルタであり、取得部１１から出力されたオーディオ信号の遮断周波数以上の帯域成分を減衰させてＨＰＦ１３に出力する。ＬＰＦ１２は、例えば２次のＩＩＲフィルタにより実現される。

ＨＰＦ１３は、ハイパスフィルタであり、ＬＰＦ１２から出力されたオーディオ信号の遮断周波数以下の帯域成分を減衰させて高調波発生部１４に出力する。ＨＰＦ１３も、例えば２次のＩＩＲフィルタにより実現される。

ＬＰＦ１２およびＨＰＦ１３により、バンドパスフィルタが実現され、オーディオ信号の一部帯域のみが抽出され、信号Ｓａとして高調波発生部１４に出力される。なお、バンドパスフィルタとしての通過帯域は、拡張すべき低音の帯域に応じて設定する。例えば、スピーカが出力することが可能である最低周波数が１００Ｈｚであるとき、ＬＰＦ１２の遮断周波数を１００Ｈｚとする。また、ＨＰＦ１３の遮断周波数は、聴感特性に応じて設定すればよい（例えば２０Ｈｚとする）。

高調波発生部１４は、ＨＰＦ１３から出力された信号Ｓａの高調波を生成し、信号ＳｂとしてＬＰＦ１５に出力する。図３に示すように、高調波発生部１４は、絶対値演算部（ＡＢＳ）１４１、移動平均演算部１４２、ゲイン計算部１４３、レベル調整部１４４、３乗演算部１４５、および４乗演算部１４６を備えている。

入力信号（ＨＰＦ１３から出力された信号）Ｓａは、絶対値演算部１４１、レベル調整部１４４、３乗演算部１４５、および４乗演算部１４６にそれぞれ入力される。

絶対値演算部１４１は、入力信号Ｓａの振幅の絶対値を算出し、移動平均演算部１４２に出力する。移動平均演算部１４２は、絶対値化された値の移動平均（例えば数サンプル〜数百サンプル程度の移動平均）を算出する。これにより、包絡線に類似した成分が抽出される。なお、移動平均に限らず、時間軸の平滑化であれば他の演算を用いてもよく、例えば二乗平均平方根の演算でもよい。

ゲイン計算部１４３は、上記絶対値化され移動平均をとった値を包絡線とみなし、所定のテーブルや関数に従ってゲイン値を算出する。例えば、図４に示すダイナミックレンジ圧縮（ＤＲＣ）テーブルに従ったゲイン値を算出する。図４の例では、入力側のレベルが大きい（同図の例では−８ｄＢ以上）場合には出力成分を小さくし、入力側のレベルが小さい（同図の例では−８から−２１ｄＢまで）場合には出力成分を大きくするテーブルとなっている。また、入力側のレベルが小さ過ぎる（同図の例では、−２１ｄＢ以下）場合は、ノイズ成分であるとみなし、逆にレベルを下げように調整する。無論、ＤＲＣの手法は、この例に限るものではなく、他の手法を用いてもよい。

レベル調整部１４４は、ゲイン計算部１４３で算出されたゲイン値で入力信号Ｓａのレベル調整を行い、３乗演算部１４５および４乗演算部１４６に圧縮信号ｃｏｍｐ（Ｓａ）として出力する。なお、圧縮信号ｃｏｍｐ（Ｓａ）は、移動平均により時間軸上で平滑化された信号に応じてゲイン制御される信号であり、入力信号に急激なレベル上昇やレベル低下があったとしても、ダイナミックレンジが急激に変化することがないため、圧縮による歪み音を目立たなくすることができる。

３乗演算部１４５および４乗演算部１４６は、それぞれ入力された信号の３乗演算、４乗演算を行う。これにより、入力信号Ｓａの奇数次成分および偶数次成分の高調波をリアルタイムに生成する。すなわち、ｃｏｓの３倍角、および４倍角公式は、それぞれｃｏｓ３θ＝４ｃｏｓ^３θ−３ｃｏｓθ、ｃｏｓ４θ＝８ｃｏｓ^４θ−８ｃｏｓ２θ＋１で表されるため、これらの公式によれば、３乗演算により入力信号の１次（基音）成分、３次（３倍音）成分が生成され、４乗演算により入力信号の０次（直流）成分、２次（２倍音）成分、４次（４倍音）成分が生成される。したがって、加算器１４７で３乗演算部１４５および４乗演算部１４６の出力信号を加算して出力することにより、高調波発生部１４は、０次から４次までの連続した高調波成分を含む信号（出力信号Ｓｂ）を出力することができる。

ただし、単に入力信号をべき乗すると振幅値もべき乗されるため、ダイナミックレンジが非常に大きな信号となってしまう。そこで、本実施形態では、３乗演算部１４５および４乗演算部１４６で圧縮信号ｃｏｍｐ（Ｓａ）をべき乗することにより、ダイナミックレンジを抑える態様としている。すなわち、３乗演算部１４５は、圧縮信号ｃｏｍｐ（Ｓａ）を自乗し、これに入力信号Ｓａを乗算することで３乗演算を行う。また、４乗演算部１４６は、圧縮信号ｃｏｍｐ（Ｓａ）を３乗し、これに入力信号Ｓａを乗算することで４乗演算を行う。これにより、べき乗後の信号のダイナミックレンジを抑えることができる。なお、圧縮信号ｃｏｍｐ（Ｓａ）だけをべき乗すると、逆にダイナミックレンジが圧縮され過ぎてしまうため、歪み音が目立つ可能性がある。そこで、３乗演算部１４５および４乗演算部１４６は、入力信号Ｓａをある程度（上記例では、１つ）乗算信号に用いることで、ダイナミックレンジの増大を抑えつつも圧縮し過ぎない態様としている。

なお、上記の手法では、３次成分および４次成分は、１次成分および２次成分よりも低レベルとなり、５次以上の成分を含んでいないが、無論、５乗演算を行って、５次以上の成分を算出してもよい。ただし、本実施形態の高調波発生部１４では、４次成分の生成までに抑え、かつ３次および４次成分のレベルを抑えることで、高調波成分が歪み音として聴覚されることを防止しながらも、ミッシングファンダメンタルとしての低域拡張を目立たせるようにしている。

以上のようにして生成された出力信号Ｓｂは、ＬＰＦ１５、ＨＰＦ１６、およびＬＰＦ１７を経てＤＲＣ１８に入力される。

ＬＰＦ１５は、高調波生成時に発生した高次成分を除去するためのローパスフィルタであり、高調波発生部１４から出力された信号の遮断周波数（例えば２００Ｈｚ）以上の帯域成分を減衰させてＨＰＦ１６に出力する。特に、入力信号Ｓｉｎに非整数倍の成分が入力される場合（例えば入力信号がｃｏｓω１、ｃｏｓω２の２波入力され、ｎ・ω１≠ω２である場合）、高調波発生部１４において、不要な高次倍音成分（例えばｃｏｓ（ω１＋ω２）のような混変調成分）が発生するおそれがあり、ＬＰＦ１５は、これらの不要な高次倍音成分を除去するための機能を有する。ＬＰＦ１５も、２次のＩＩＲフィルタにより実現される。

ＨＰＦ１６は、主に上記直流成分や低域側の非整数倍成分を除去するためのハイパスフィルタであり、ＬＰＦ１５から出力されたオーディオ信号の遮断周波数（例えば５０Ｈｚ）以下の帯域成分を減衰させてＬＰＦ１７に出力する。ＨＰＦ１６も、例えば２次のＩＩＲフィルタにより実現される。

これらＬＰＦ１５およびＨＰＦ１６によりバンドパスフィルタが実現され、高調波成分が含まれた信号Ｓｂから不要となる成分が取り除かれる。

ＬＰＦ１７は、本発明において必須ではないが、微調整用のローパスフィルタであり、このＬＰＦ１７と前段のＬＰＦ１５の組み合わせにより、遮断周波数やＱ値を調整し、高周波数側の減衰のさせ方をなだらかにさせたり急峻にしたりすることができる。また、例えば、取得部１１が取得したオーディオ信号に台詞等の音声が含まれる場合、当該台詞の音声帯域に高調波成分が加算されないようにＬＰＦ１５およびＬＰＦ１７の周波数を調整することにより、台詞の音声を聞きやすくすることもできる。台詞の音声が含まれるか否かは、Ｃｃｈ信号のレベルから判断すればよい。例えば、Ｃｃｈ信号のレベル検出部を設け、Ｃｃｈ信号のレベルが所定値以上であればＬＰＦ１７の処理をオンし、Ｃｃｈ信号のレベルが所定値未満であればＬＰＦ１７をオフすればよい。

次に、ＤＲＣ１８は、図４に示すように、絶対値演算部（ＡＢＳ）１８１、移動平均演算部１８２、ゲイン計算部１８３、およびレベル調整部１８４を備えている。すなわち、図３に示した高調波発生部１４の絶対値演算部（ＡＢＳ）１４１、移動平均演算部１４２、ゲイン計算部１４３、およびレベル調整部１４４と同じ構成、機能を有する。そのため、同図においては各構成の詳細な説明は省略する。

ＤＲＣ１８においては、ＬＰＦ１７から出力された信号Ｓｃのダイナミックレンジ圧縮を行い、高調波成分のレベルを適性に制御するものである。すなわち、入力信号のレベルが低く、高調波成分を含む信号Ｓｃのレベルが低すぎる場合、低域拡張の効果が得られない（聴感上、ミッシングファンダメンタルの効果を感じない）、または入力信号のレベルが高すぎる場合、高調波成分を含む信号Ｓｃのレベルが高すぎて歪み音として認識されるおそれがあるが、ダイナミックレンジ圧縮された信号Ｓｄに変換し、元の信号Ｓｉｎに加算する態様とすることで、低域の音圧感を好適に補うことができる。また、信号Ｓｄは、移動平均により時間軸上で平滑化された信号に応じてゲイン制御された信号であり、入力信号に急激なレベル上昇やレベル低下があったとしても、ダイナミックレンジ圧縮の態様が急激に変化することがないため、圧縮による歪み音を目立たなくすることができる。

図２に戻り、ＤＲＣ１８から出力された信号Ｓｄは、加算部１９に入力される。加算部１９は、ＤＲＣ１８から入力された信号Ｓｄを各チャンネルの元の信号（Ｃｉｎ、Ｌｉｎ、Ｒｉｎ、ＳＬｉｎ、ＳＲｉｎ、ＳＢＬｉｎ、ＳＢＲｉｎ、ＬＦＥｉｎ）に加算する。なお、各チャンネルに同じ信号Ｓｄが入力されると、高調波成分だけが大きくなり過ぎるため、加算部１９は、加算するチャンネル数で信号Ｓｄを除算しておくものとする。なお、チャンネル間の加算レベルは同一であってもよく、一部のチャンネルについては信号Ｓｄ（除算後の信号）のレベルを上昇させてから加算し、一部のチャンネルを強調するようにしてもよい。また、すべてのチャンネルのオーディオ信号に加算する例に限らず、一部のチャンネルのオーディオ信号に加算する例であってもよい。

また、ＬｉｎおよびＲｉｎについては、信号Ｓｄが加算された後に、ＰＥＱ２１にて周波数特性の調整がなされる。ＰＥＱ２１は、本発明において必須ではないが、高調波成分を強調するために所定帯域のレベルを上昇させるものである。特に、入力信号Ｓｉｎに非整数倍の成分が入力される場合、ＬＰＦ１５およびＨＰＦ１６の通過帯域内にも高調波の非整数倍成分が残り、不要な歪み音として含まれる可能性がある。この場合、歪み音を目立たせないように信号Ｓｄのレベルを下げる必要がある。そこで、ＰＥＱ２１で、所定周波数成分のレベルを上昇させる（または他の帯域を下げる）ことにより、高調波成分を強調するように周波数特性を調整する。ただし、高調波発生部１４に入力される信号Ｓａが単一周波数成分であれば必要ない処理であるため、例えば単一周波数成分検出部を設け、単一周波数成分が入力された場合には、信号Ｓｄのレベル制御およびＰＥＱの機能を停止するようにしてもよい。

以上の様な手法で高調波成分が加算された場合の信号の変化（時間軸の信号の変化）を図６に示す。同図（Ａ）は、正弦波（一例として５０Ｈｚ）の信号を示している。この正弦波が信号処理部２に入力信号Ｓｉｎとして入力された場合の出力信号Ｓｏｕｔを同図（Ｂ）に示す。同図（Ｂ）に示すように、出力信号Ｓｏｕｔは、正負非対称となっている。すなわち、奇数次成分に加え、偶数次成分も含まれていることを意味する。よって、本実施形態の信号処理部２によれば、低次から連続した倍音成分を生成することができ、奇数次成分のみ、あるいは偶数次成分のみを生成する態様に比べ、ミッシングファンダメンタルとしての効果をより強調することができる。また、時間軸上の信号のべき乗演算で高調波を生成することができるため、周波数軸上の演算をする必要がなく、リアルタイムに奇数次および偶数次の高調波を生成することができる。なお、信号処理部の能力（ＤＳＰやＣＰＵの演算能力）により、聴感上知覚することができる程度の処理遅延が発生する場合、元の信号Ｓｉｎに遅延処理を行い、時間的なずれを補正してもよい。

１…入力部
１１…取得部
１２…ＬＰＦ
１３…ＨＰＦ
１４…高調波発生部
１４１…絶対値演算部
１４２…移動平均演算部
１４３…ゲイン計算部
１４４…レベル調整部
１４５…３乗演算部
１４６…４乗演算部
１４７…加算器
１５…ＬＰＦ
１６…ＨＰＦ
１７…ＬＰＦ
１８…ＤＲＣ
１８２…移動平均演算部
１８３…ゲイン計算部
１８４…レベル調整部
１９…加算部
２…信号処理部
２１…ＰＥＱ
３…放音部

Claims

オーディオ信号を入力する入力部と、
前記入力部に入力したオーディオ信号を取得する取得部と、
前記取得部で取得したオーディオ信号にべき乗演算を行うべき乗演算部と、
前記べき乗演算部で演算されたべき乗後の信号を前記入力部に入力したオーディオ信号に加算して出力する加算手段と、
前記取得部で取得したオーディオ信号のレベルを検出するレベル検出部と、
前記べき乗演算部と前記加算手段との間に設けられ、オーディオ信号の低域を抽出して出力する低域抽出部と、
前記低域抽出部の低域抽出機能を有効又は無効とする制御を行う制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記レベル検出部がオーディオ信号のレベルが所定値以上である場合、前記低域抽出部の低域抽出機能を無効とし、前記レベル検出部がオーディオ信号のレベルが所定値未満である場合、前記低域抽出部の低域抽出機能を有効とする、
信号処理装置。
前記オーディオ信号は、センタチャンネルを含む複数のチャンネルのオーディオ信号からなり、
前記レベル検出部は、前記センタチャンネルのオーディオ信号のレベルを検出する、
請求項１に記載の信号処理装置。