JP6286925B2

JP6286925B2 - オーディオ信号処理装置

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Publication number: JP6286925B2
Application number: JP2013169487A
Authority: JP
Inventors: 良太郎青木; 英之徳久
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2013-08-19
Filing date: 2013-08-19
Publication date: 2018-03-07
Anticipated expiration: 2033-08-19
Also published as: EP2840572A2; US20150049881A1; JP2015039120A; EP2840572A3; US9473869B2

Description

この発明は、オーディオ信号に種々の処理を行うオーディオ信号処理装置に関し、特に低域成分を拡張する技術に関する。

口径の小さいスピーカは、物理的に低域成分を出力することができない場合がある。低域成分を補うためには、一般的にサブウーファが用いられる。しかし、サブウーファは、一般的にモノラルスピーカであるため、複数チャンネルのソース音を正しく出力することができない。例えば、左チャンネルにドラム、右チャンネルにベースが配置されている場合であっても、単一のサブウーファから出力されてしまう。

そこで、低域成分の高調波を発生させて元の信号に加算することにより、ミッシングファンダメンタルと言われる現象を利用して、物理的には出力されていない低域成分が出力されているように知覚させる手法が提案されている。

例えば、特許文献１の装置は、オーディオ信号のべき乗演算（例えば３乗および４乗演算）を行い、奇数次および偶数次の高調波をリアルタイムに発生させるものである。

特開２０１１−８７１９２号公報

図１０（Ａ）に示すように、負成分が存在する元の信号に対してべき乗演算（例えば２乗演算）を行うと、図１０（Ｂ）に示すように負成分が正成分に変換されてしまう（全波整流されてしまう）ため、元の信号の波形を維持することができない。特に、図１０（Ｂ）中の破線に示すように、振幅値がゼロとなる箇所においては、元の信号では線形にゼロクロスする波形であったのに対し、２乗演算後では非線形になるため、不要な歪み成分として現れることになる。したがって、例えば歪みが少なく定常的に発生する低音（例えば弦楽器の低音）は、このような波形の変化による歪みが目立つことになる。

そこで、この発明は、元の信号の波形の変化を抑えながら高調波を発生させることができるオーディオ信号処理装置を提供することを目的とする。

この発明のオーディオ信号処理装置は、オーディオ信号を入力する入力部と、前記入力部に入力したオーディオ信号にバイアス成分を加算するバイアス処理部と、前記バイアス処理部でバイアス成分が加算されたオーディオ信号にべき乗演算を行うべき乗演算部と、前記べき乗演算部で演算されたべき乗後の信号を前記入力部に入力した元のオーディオ信号に加算して出力する加算手段と、を備えたことを特徴とする。

べき乗演算部は、オーディオ信号のべき乗演算（例えば２乗演算および３乗演算）を行い、高調波を生成する。このとき、バイアス処理部は、オーディオ信号にバイアス成分を加算し、オーディオ信号の負成分を減少させることで、偶数次の高調波を生成するために行うべき乗演算（例えば２乗演算）により負成分が正成分に変換されないようにする。

なお、バイアス成分は、固定値であってもよいが、理想的には負成分が存在しないように、かつ過剰なバイアス成分が付加されないように、元のオーディオ信号の振幅値に相当するバイアス成分を印加することが望ましい。

ただし、オーディオ信号の振幅値は、時々刻々と変化するため、平滑化処理により急峻な変化を抑えた値をバイアス成分とすることが望ましい。平滑化処理は、瞬時振幅値を平滑化する処理であってもよいし、ピーク値を平滑化するピークホールド処理であってもよい。

この発明によれば、元の信号の波形の変化を抑えながら高調波を発生させることができる。

スピーカ装置の構成を示したブロック図である。信号処理部の構成を示したブロック図である。高調波発生部の構成を示したブロック図である。バイアス成分を付加した場合の信号の変化を示す図である。高調波発生部の他の構成を示したブロック図である。平滑化処理の一例を示した図である。周波数特性の変化を示した図である。ダイナミックレンジ圧縮部の構成を示したブロック図である。ダイナミックレンジ圧縮の一例を示した図である。２乗演算により負成分が正成分に変換される例を示す図である。

本発明のオーディオ信号処理装置に係る実施形態について説明する。図１は、本発明のオーディオ信号処理装置を内蔵したスピーカ装置の構成を示すブロック図である。スピーカ装置は、入力部１、信号処理部２、および放音部３を備えている。

入力部１には、複数チャンネル（Ｃ：センタチャンネル、Ｌ：フロント左、Ｒ：フロント右、ＳＬ：サラウンド左、ＳＲ：サラウンド右、ＳＢＬ：サラウンドバック左、ＳＢＲ：サラウンドバック右、ＬＦＥ：サブウーファ）のオーディオ信号が入力される。なお、チャンネル数は、同図に示す７．１ｃｈに限るものではなく、さらに多数のチャンネルが入力される例であってもよいし、モノラルであってもよい。

信号処理部２は、本発明のオーディオ信号処理装置に相当する。信号処理部２は、入力部１から入力されたオーディオ信号Ｓｉｎに低域拡張処理を施し、放音部３にオーディオ信号Ｓｏｕｔとして出力する。放音部３は、信号処理部２から入力されたオーディオ信号Ｓｏｕｔに音場付与処理等を施し、増幅した後にスピーカ（不図示）から音声を放音する。スピーカは、各チャンネルに対応して独立して設けられたものであってもよいし、多数の小口径スピーカユニットを配列したスピーカアレイであってもよい。スピーカアレイである場合、各チャンネルのオーディオ信号をすべて（または一部）のスピーカユニットに分配してディレイ制御することにより、放音した音声をビーム化して聴取者に直接、または壁面を反射して到達させるものであってもよい。

図２は、信号処理部２の構成を示すブロック図である。図中左側に示す「Ｌｃｈｉｎ」等の表記は、各チャンネルのオーディオ信号の入力を示し、入力部１から入力されるオーディオ信号（Ｓｉｎ）を示す。図中右側に示す「Ｌｃｈｏｕｔ」等の表記は、各チャンネルのオーディオ信号の出力を示し、放音部３に出力されるオーディオ信号（Ｓｏｕｔ）を示す。

図２（Ａ）に示すように、信号処理部２は、チャンネル毎に低域拡張処理部１１（低域拡張処理部１１Ｌ、低域拡張処理部１１Ｒ、低域拡張処理部１１ＳＬ、低域拡張処理部１１ＳＲ、低域拡張処理部１１ＳＢＬ、低域拡張処理部１１ＳＢＲ、低域拡張処理部１１ＬＦＥ、および低域拡張処理部１１Ｃ）およびＰＥＱ２１（ＰＥＱ２１Ｌ、ＰＥＱ２１Ｒ、ＰＥＱ２１ＳＬ、ＰＥＱ２１ＳＲ、ＰＥＱ２１ＳＢＬ、ＰＥＱ２１ＳＢＲ、ＰＥＱ２１ＬＦＥ、およびＰＥＱ２１Ｃ）を備えている。

各チャンネルの低域拡張処理部１１は、図２（Ｂ）に示すように、ＬＰＦ１２、ＬＰＦ１３、高調波発生部１４、ＬＰＦ１５、ＬＣＦ１６、Ｄｅｌａｙ１７、ＤＲＣ１８、および加算部１９を備えている。

なお、この実施形態では、信号処理部２を備えたスピーカ装置について説明するが、本発明のオーディオ信号処理装置は、オーディオアンプ、パーソナルコンピュータ、携帯端末（例えばスマートフォン）等、その他各種装置に実行されるソフトウェア（媒体に記憶されたもの）によっても実現可能である。

低域拡張処理部１１は、各チャンネルのオーディオ信号を取得し、ＬＰＦ１２に出力する。なお、以降の説明においては、各チャンネルのうち１つのチャンネルについての処理を例示するが、実際には各チャンネルの信号は、同じ処理が個別に行われている。

ＬＰＦ１２は、ローパスフィルタであり、入力されたオーディオ信号の遮断周波数（カットオフ周波数）以上の帯域成分を減衰させてＬＰＦ１３に出力する。ＬＰＦ１２は、例えば２次のＩＩＲフィルタにより実現される。

ＬＰＦ１３も、ローパスフィルタであり、２次のＩＩＲフィルタにより実現される。このように、ＬＰＦ１２およびＬＰＦ１３を用いて２次のＩＩＲフィルタを２段にすることで、１段の４次ＩＩＲフィルタと等価とすることができ、急峻な特性を実現することができる。

ＬＰＦ１２およびＬＰＦ１３により、オーディオ信号の低域のみが抽出され、信号Ｓａとして高調波発生部１４に出力される。ＬＰＦ１２およびＬＰＦ１３により実現されるフィルタのカットオフ周波数は、例えば１００Ｈｚとする。

高調波発生部１４は、ＬＰＦ１３から出力された信号Ｓａの高調波を生成し、信号ＳｂとしてＬＰＦ１５に出力する。

図３は、高調波発生部１４の構成を示すブロック図である。図３に示すように、高調波発生部１４は、加算器１４１、べき乗演算部１４２、および加算器１４４を備えている。

入力信号（ＬＰＦ１３から出力された信号）Ｓａは、加算器１４１に入力される。加算器１４１は、本発明のバイアス処理部に相当し、入力信号Ｓａにバイアス成分を加算してから、べき乗演算部１４２に出力する。バイアス成分は、この例では所定の固定値（図中のＤＣ）である。ただし、理想的には入力信号Ｓａから負成分がなくなるように、かつ過剰なバイアス成分が付加されないように、現在の振幅値（振幅の絶対値）を加算する態様が好ましい。

これにより、図４（Ａ）に示すような、負成分が存在する信号（この例では正弦波）であっても、図４（Ｂ）に示すように負成分が全て正側にオフセットされ、負成分のない信号に変換される。バイアス成分が付加された信号は、べき乗演算部１４２に入力される。

べき乗演算部１４２は、入力された信号にべき乗演算を行い、高調波を生成する。すなわち、入力された信号は、乗算器４２１で２乗され、偶数次高調波が生成される。２乗演算で発生する直流成分は後述のＬＣＦ１６で除去される。生成された偶数次高調波を含む信号は、レベル調整器４２２でレベル調整される。

同様に、入力信号Ｓａは、乗算器４２４および乗算器４２５で３乗され、奇数次高調波が生成される。生成された奇数次高調波は、レベル調整器４２２でレベル調整される。

最後に、加算器１４４は、偶数次高調波と、奇数次高調波と、レベル調整器４２８でレベル調整された元の信号と、を加算し、出力信号Ｓｂを生成する。

なお、この例では、バイアス成分として、固定値（ＤＣ）を加算する態様を示したが、図５に示すような変形例も可能である。

図５は、高調波発生部１４の他の構成を示したブロック図である。図３と共通する構成については、同一の符号を付し、説明を省略する。この例では、図３に示した高調波発生部１４に対して、バイアス量計算部１４３と、出力信号Ｓｂの現在の振幅の絶対値を検出するＡＢＳ１４６と、ＡＢＳ１４６で検出された振幅の絶対値を平滑化し、バイアス成分として出力する平滑化処理部１４７と、をさらに備えている。

この例の加算器１４１では、入力信号Ｓａから負成分がなくなるように、かつ過剰なバイアス成分が付加されないように、現在の振幅値（振幅の絶対値）に対応する値を加算する態様となっている。

また、入力信号Ｓａは、実際には安定した正弦波だけでなく、様々な信号が含まれている。したがって、この例では、平滑化処理部１４７により、振幅値を時間軸で平滑化し、時間軸上で平滑化された振幅値に応じたバイアス成分を算出することにより、入力信号Ｓａに急激なレベル上昇やレベル低下があったとしても、バイアス成分が急激に変化することを抑え、歪み音を目立たなくする。

平滑化処理部１４７は、例えば、図６（Ａ）の太い実線に示すように、瞬時振幅値を移動平均処理することにより実現する。また、図６（Ｂ）の太い実線に示すように、ピーク値を所定の時定数で減衰させながら保持するピークホールド処理を行うことで、より急激な変化を抑える手法を用いてもよい。あるいは、ローパスフィルタ処理を行う態様であってもよい。

なお、上述の処理は、サンプル毎に振幅値を検出し、平滑化処理を行うものであるが、ある程度のサンプル数でまとめたブロック単位で最大振幅値を検出し、ブロック毎の最大振幅値を用いる、あるいはこの最大振幅値を平滑化するようにしてもよい。この場合、演算量を低減させることができる。

そして、この例のべき乗演算部１４２は、加算器４２３および加算器４２７を備えている。加算器４２３は、偶数次高調波から不要なバイアス成分を除去する。加算器４２７は、奇数次高調波から、不要なバイアス成分を除去する。

不要なバイアス成分は、バイアス量計算部１４３で計算される。バイアス量計算部１４３は、平滑化処理部１４７から入力されたバイアス成分（現在の振幅の絶対値に対応するもの）を乗算器４３１で自乗し、レベル調整器４３２でレベル調整することで偶数次高調波の不要バイアス成分を算出する。

例えば、現在の振幅の絶対値をＡとすると、べき乗演算部１４２で生成される偶数次高調波の振幅値Ａ’は、Ａ’＝（元の信号の振幅値Ａ＋バイアス成分Ａ）^２＝４・Ａ^２となる。不要なバイアス成分は、偶数次高調波の振幅値の半分であるから、２・Ａ^２となる。したがって、レベル調整器４３２のゲインは２倍となる。

同様に、バイアス量計算部１４３は、平滑化処理部１４７から入力されたバイアス成分（現在の振幅の絶対値に対応するもの）を乗算器４３３および乗算器４３３で３乗し、レベル調整器４３５でレベル調整することで奇数次高調波の不要バイアス成分を算出する。

例えば、現在の振幅の絶対値をＡとすると、べき乗演算部１４２で生成される奇数次高調波の振幅値Ａ’は、Ａ’＝（元の信号の振幅値Ａ＋バイアス成分Ａ）^３＝８・Ａ^３となる。不要なバイアス成分は、奇数次高調波の振幅値の半分であるから、４・Ａ^２となる。したがって、レベル調整器４３５のゲインは４倍となる。

なお、この実施形態では、べき乗演算として、２乗演算および３乗演算を行う例を示しているが、４乗演算あるいは５乗演算等、さらに高次の高調波を生成してもよい。

以上のようにして生成された出力信号Ｓｂは、ＬＰＦ１５、ＬＣＦ１６、およびＤｅｌａｙ１７を経てＤＲＣ１８に入力される。

ＬＰＦ１５は、高調波生成時に発生した高次成分を除去するためのローパスフィルタであり、高調波発生部１４から出力された信号の遮断周波数（例えば３００Ｈｚ）以上の帯域成分を減衰させてＬＣＦ１６に出力する。ＬＰＦ１５も、２次のＩＩＲフィルタにより実現される。

ＬＣＦ１６は、高調波生成時に発生した直流成分や不要なバイアス成分（上述の固定値ＤＣに対応するもの）を除去するためのハイパスフィルタであり、ＬＰＦ１５から出力された信号から所定の周波数（例えば７０Ｈｚ）以下の帯域成分を減衰させる。ＬＣＦ１６も、例えば２次のＩＩＲフィルタにより実現される。

図７は、ＬＣＦ１６から出力される信号の周波数特性の一例を示したものである。図７に示すように、元の信号の周波数特性をフラット（全帯域で０ｄＢ）とすると、ＬＣＦ１６から出力される信号の周波数特性としては、元の信号の低域部分（例えば７０Ｈｚ以下）のエネルギが高調波部分（例えば７０Ｈｚ〜３００Ｈｚ）のエネルギに変化した形になる。聴取者は、この高調波部分（７０Ｈｚ〜３００Ｈｚ）の音を聴取することで、ミッシングファンダメンタルにより低域部分（７０Ｈｚ以下）の音として知覚することになる。

なお、ＬＣＦ１６から出力される信号の周波数特性は、ＬＰＦ１２およびＬＰＦ１３のカットオフ周波数、レベル調整器４２２、レベル調整器４２６、およびレベル調整器４２８のゲイン比率、ならびに、ＬＰＦ１５およびＬＣＦ１６のカットオフ周波数を調整することで変化させることができる。

以上のような信号が、ＬＣＦ１６からＤｅｌａｙ１７に出力される。Ｄｅｌａｙ１７は、音質調整のために設けたものであり、本発明において必須の構成ではない。Ｄｅｌａｙ１７で遅延された信号は、ＤＲＣ１８に入力される。

ＤＲＣ１８は、図８（Ａ）に示すように、絶対値演算部（ＡＢＳ）１８１、セレクタ１８２、遅延器１８３、ゲイン調整部１８４、リミッタ１８５、係数算出部１８６、およびレベル調整器１８７を備えている。

ＤＲＣ１８においては、Ｄｅｌａｙ１７から出力された信号Ｓｃのダイナミックレンジ圧縮を行い、高調波成分のレベルを適性に制御するものである。

ＡＢＳ１８１は、入力された信号Ｓｃの振幅の絶対値を出力する。

セレクタ１８２は、ＡＢＳ１８１から出力される振幅値と、１サンプル前の振幅値と比較し、大きい方の値を出力することで、ピークホールド処理を実現する。

すなわち、セレクタ１８２から出力された値は、遅延器１８３で１サンプル遅延され、ゲイン調整部１８４で所定の時定数（例えば−６ｄＢ／１５０ｍｓ程度の時定数）で減衰されてからセレクタ１８２に入力される。すると、セレクタ１８２の出力波形は、絶対値化された低域成分の信号Ｓｃの大きなピークには瞬時に反応し、その後−６ｄＢ／１５０ｍｓの減衰特性でピークが保持される波形となる。これにより、信号Ｓｃが時間軸上で平滑化されるため、信号Ｓｃに急激な変化があったとしても、ダイナミックレンジ圧縮の態様が急激に変化することがない。

なお、この例においても、ある程度のサンプル数でまとめたブロック単位で最大振幅値を検出し、平滑化処理を行うようにしてもよい。

次に、リミッタ１８５は、セレクタ１８２から出力された値が所定範囲を超えないように制限する演算部である。例えば、出力される値が０ｄＢ〜−４０ｄＢの範囲に収まるように、入力された値が−４０ｄＢ未満である場合、−４０ｄＢの値を出力し、０ｄＢを超える場合、０ｄＢの値を出力する。リミッタ１８５で所定範囲内に制限された値は、係数算出部１８６に入力される。

係数算出部１８６は、入力された値に所定の係数を掛け、レベル調整器１８７の乗算係数を求める。図８（Ｂ）は、係数算出部１８６の構成を示すブロック図である。図９は、ダイナミックレンジ圧縮の一例を示す図である。図９の横軸は入力値であり、縦軸は出力値である。破線は、ＤＲＣなし（リニア出力）の場合の入出力関係を示す。実線は、ＤＲＣを行う場合の入出力関係を示している。

図８（Ｂ）に示すように、係数算出部１８６は、除算部８０１、Ｌｏｇ変換部８０２、比率調整器８０３、Ｌｉｎｅａｒ変換部８０４、およびＬＰＦ８０５を備えている。

除算部８０１は、入力値を所定の閾値で除算したリニア値を出力する。例えば図９に示すように、−２０ｄＢを中心としてダイナミックレンジ圧縮を行う場合、閾値を−２０ｄＢとする。この場合、除算部８０は、−２０ｄＢの値が入力された場合に１を出力する。−２０ｄＢ未満の値は１より大きい値に変換され、−２０ｄＢより大きい値は１未満の値に変換される。

Ｌｏｇ変換部８０２は、除算部８０１から出力されたリニア値をログ値に変換して出力する。比率調整器８０３は、入力されたログ値に所定の圧縮係数（例えば０．５）を掛ける。そして、Ｌｉｎｅａｒ変換部８０４は、比率調整器８０３で算出されたログ値をリニア値に変換する。ＬＰＦ８０５は、急峻な係数変化を抑えるためのものである。

このようにして算出された係数がレベル調整器１８７の乗算係数となり、元の信号Ｓｃがダイナミックレンジ圧縮され、信号Ｓｄとして出力される。

例えば、図９に示すように、−４０ｄＢ〜０ｄＢの信号（ダイナミックレンジ４０ｄＢ）は、−２０ｄＢを中心として上記圧縮係数（０．５）に対応するダイナミックレンジに圧縮され、−３０ｄＢ〜−１０ｄＢの信号（ダイナミックレンジ２０ｄＢ）として出力される。−４０ｄＢ未満の信号は、上述のリミッタ１８５により、−４０ｄＢの乗算係数と同一になるため、入力信号に対する出力信号のゲイン変化は一定（＋１０ｄＢ）になる。

このようなダイナミックレンジ圧縮を行うことにより、高レベル（−２０ｄＢ以上）の高調波成分が抑えられるとともに、低レベルの高調波成分が持ち上げられるため、高調波成分をより強調することができる。ただし、ダイナミックレンジ圧縮は、本発明において必須の構成ではない。

ＤＲＣ１８から出力された信号Ｓｄは、加算部１９に入力される。信号Ｓｄは、チャンネル毎に生成されるため、加算部１９は、ＤＲＣ１８から入力された各チャンネルの信号Ｓｄを元の信号（Ｃｉｎ、Ｌｉｎ、Ｒｉｎ、ＳＬｉｎ、ＳＲｉｎ、ＳＢＬｉｎ、ＳＢＲｉｎ、ＬＦＥｉｎ）に加算する。

なお、低域拡張処理部１１は、複数チャンネルのオーディオ信号を加算してから高調波成分を生成するようにしてもよい。この場合、低域拡張処理部１１は、加算したチャンネル数で加算後のオーディオ信号を除算し、正規化しておく処理を行ってもよい。また、チャンネル間の加算レベルは同一であってもよく、一部のチャンネルのレベルを上昇させてから加算し、一部のチャンネルを強調するようにしてもよい。

また、複数チャンネルのオーディオ信号を加算してから信号Ｓｄを生成している場合、各チャンネルに同じ信号Ｓｄが入力されると、高調波成分だけが大きくなり過ぎるため、低域拡張処理部１１は、加算するチャンネル数で信号Ｓｄを除算しておくものとする。

なお、チャンネル間の加算レベルは同一であってもよく、一部のチャンネルについては信号Ｓｄ（除算後の信号）のレベルを上昇させてから加算し、一部のチャンネルを強調するようにしてもよい。また、すべてのチャンネルのオーディオ信号に加算する例に限らず、一部のチャンネルのオーディオ信号に加算する例であってもよい。

また、この例では、信号Ｓｄが加算された後に、ＰＥＱ２１（ＰＥＱ２１Ｌ、ＰＥＱ２１Ｒ、ＰＥＱ２１ＳＬ、ＰＥＱ２１ＳＲ、ＰＥＱ２１ＳＢＬ、ＰＥＱ２１ＳＢＲ、ＰＥＱ２１ＬＦＥ、およびＰＥＱ２１Ｃ）にて各チャンネルの周波数特性の調整が個別になされる態様を示している。ＰＥＱ２１は、本発明において必須ではないが、高調波成分を強調するために所定帯域のレベルを上昇させるものである。特に、入力信号Ｓｉｎに非整数倍の成分が入力される場合、ＬＰＦ１５およびＬＣＦ１６の通過帯域内にも高調波の非整数倍成分が残り、不要な歪み音として含まれる可能性がある。この場合、歪み音を目立たせないように信号Ｓｄのレベルを下げる必要がある。そこで、ＰＥＱ２１で、所定周波数成分のレベルを上昇させる（または他の帯域を下げる）ことにより、高調波成分を強調するように周波数特性を調整する。

１…入力部
２…信号処理部
３…放音部
１１…取得部
１２…ＬＰＦ
１３…ＬＰＦ
１４…高調波発生部
１５…ＬＰＦ
１６…ＬＣＦ
１７…Ｄｅｌａｙ
１８…ＤＲＣ
１９…加算部
２１…ＰＥＱ
１４１…加算器
１４２…乗演算部
１４３…バイアス量計算部
１４４…加算器
１４５…ＡＢＳ

Claims

オーディオ信号を入力する入力部と、
前記入力部に入力したオーディオ信号にバイアス成分を加算するバイアス処理部と、
前記バイアス処理部でバイアス成分が加算されたオーディオ信号にべき乗演算を行うべき乗演算部と、
前記べき乗演算部で演算されたべき乗後のオーディオ信号を、前記入力部に入力した元のオーディオ信号に加算して出力する加算手段と、
を備えたオーディオ信号処理装置。
前記バイアス処理部は、前記オーディオ信号の振幅値に相当するバイアス成分を加算することを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号処理装置。
前記オーディオ信号の振幅値に平滑化処理を行う平滑化処理部を備え、
前記バイアス処理部は、前記平滑化処理を行った後の振幅値に相当するバイアス成分を加算することを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号処理装置。
前記平滑化処理は、ピークホールド処理を含む請求項３に記載のオーディオ信号処理装置。