JP2013208032A - 系統連系電源装置の制御装置および系統連系電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】商用電力系統へ流れ込む電流波形の歪を抑えた上で、インバータ回路の変調率を一定に制御することにより、スイッチング素子のスイッチング損失を低減して従来よりも高効率で信頼性の高い系統連系電源装置を提供する。
【解決手段】直流電源１０から供給される電圧を昇圧する昇圧部２と、昇圧部２の出力電圧ＶＤを制御する制御装置６と、出力電圧ＶＤを交流に変換するインバータ部３と、インバータ部３の最大変調率を計測する最大変調率計測部９１を有する。制御装置６が、出力電圧ＶＤが所定の基準電圧となるように昇圧部２の昇圧比を調整する。基準電圧生成部９２は、インバータ部３の変調率を一定レベル以下に抑えるための目標変調率と、所定の基準電圧と最大変調率とに基づいて、新たな基準電圧を生成する。
【選択図】図２

Description

本発明の実施形態は、太陽電池等の直流電源を商用電力系統へ連系する系統連系電源装置の制御装置に関し、特に直流電圧の制御に関する。

太陽電池等の直流電源から得られた出力電圧を、昇圧してインバータ部で交流に変換して商用電力系統へ供給する系統連系電源装置が知られている。この系統連系電源装置は、直流電源の出力電圧を商用電力系統に対して逆潮流可能な高さまで昇圧する昇圧部と、昇圧された直流電圧を交流に変換するインバータ部を有する。

ところで、昇圧部で昇圧した電力を商用電力系統へ逆潮流するには、昇圧部が出力する直流電圧の電圧値が商用系統電圧のピーク値よりも高い必要がある。もし、直流電圧が低下し、系統電圧のピーク値よりも低くなった場合には、図８に示すように商用電力系統へ流れ込む電流Ｉは波形歪Ｗを生じてしまう。例えば、商用系統電圧２ＶがＡＣ２００Ｖの場合では、直流電圧は、（２００×√２）Ｖよりも高く（例えば３００Ｖ）しなければならない。

このような波形歪Ｗを抑えるために、波形歪Ｗを検出して、その後に歪が生じないように直流電圧を上昇させるように制御する方法が開示されている。この制御方法は、具体的には、インバータ部の出力電流を検出して、検出した電流をバンドパスフィルタに通して高調波成分を検出する。そして、この高調波成分から実効値を検出し、この実効値を利用して直流電圧の昇圧比を制御することで、商用電力系統へ流れ込む電流Ｉの歪を抑えるように制御している。

特許第３３５４３６９号公報

ところが、この制御方法では、波形歪を検出してから直流電圧を上昇させている。このため、直流電圧を上昇させる制御は歪検出に対して遅れることとなり、確実に波形歪を抑制するためには、直流電圧を系統電圧のピーク値に対して充分に高くしなければならない。しかし、このように直流電圧を高くすると、インバータ回路におけるスイッチング素子の損失が増加したり、スイッチング素子の電圧マージンが少なくなり、効率低下や信頼性が低下するといった問題があった。

本発明の実施形態は、上記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものであり、商用電力系統へ流れ込む電流波形の歪を抑えた上で、インバータ回路の変調率を一定に制御することにより、スイッチング素子の損失を低減して従来よりも高効率で信頼性の高い系統連系電源装置を実現する制御装置、および系統連系電源装置を提供することを目的としている。

上記の目的を達成するため、実施形態の系統連系電源装置の制御装置は、直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧部と、前記昇圧部の出力電圧を交流に変換するインバータ部とを有する系統連系電源装置の制御装置であって、前記昇圧部の出力電圧が所定の基準電圧となるように制御する昇圧制御部と、前記昇圧部の出力電圧と前記所定の基準電圧に基づいて、前記インバータ部が出力する交流を制御するインバータ制御部と、前記インバータ部の最大変調率を計測する最大変調率計測部と、前記インバータ部の変調率を一定レベル以下に抑えるための目標変調率を設定する設定部と、前記所定の基準電圧と前記最大変調率と前記目標変調率とに基づいて、新たな基準電圧を生成する基準電圧生成部と、を有すること、を特徴とする。

前記最大変調率計測部は、前記交流の半周期毎に前記最大変調率を計測するようにしてもよい。また、前記基準電圧生成部が、前記最大変調率の前記目標変調率に対する比を算出し、現在の基準電圧に前記比を乗じて前記新たな基準電圧を生成するようにしてもよい。前記最大変調率は移動平均に基づいて算出されたものであってもよい。

前記基準電圧生成部が、前記最大変調率と前記目標変調率との差に基づいて新たな基準電圧を生成するようにしてもよい。また、前記新たな基準電圧を一定範囲に規制する基準電圧規制部をさらに有しても良い。

前記基準電圧生成部は、前記最大変調率が１を超えたか否かを判断する判断部と、前記最大変調率が１を超えた回数をカウントするカウント部と、前記判断部が１を超えたと判断した場合に、その超えた回数に応じた仮想変調率を設定する仮想変調率設定部と、を有し、前記基準電圧生成部は、前記判断部が１を超えたと判断した場合に、前記最大変調率として前記仮想変調率を使用するようにしてもよい。

前記交流の電圧波形における最大値および最小値の少なくとも１つのタイミングを検知する交流ピーク検知部又は位相検知部を有し、前記最大変調率計測部は、前記タイミングを含む当該タイミング付近のみで最大変調率を計測するようにしてもよい。また、前記昇圧制御部は、前記出力電圧が上昇または下降する変化率を制限する変化率制限部を有してもよい。また、前記目標変調率が０．９〜０．９８であってもよい。

なお、上記実施形態の制御装置を有する系統連系電源装置も本発明の実施形態の一態様である。

以上のような実施形態では、インバータ部の変調率が一定となるように制御することにより、商用電力系統に流れ込む電流の歪発生を抑制するとともに、インバータ部におけるスイッチング素子の損失を抑えて、高効率で信頼性の高い系統連系電源装置を実現する制御装置を提供する。

第一の実施形態に係る系統連系電源装置の構成を示す図である。 第一の実施形態の制御装置の構成を示す図である。 最大変調率の計測方法を示す図である。 第二の実施形態の制御装置の構成を示す図である。 第三の実施形態の制御装置の構成を示す図である。 仮想変調率の説明図である。 昇圧部に昇降圧チョッパ回路を用いた構成を示す図である。 出力電圧が低下した場合の系統電流の波形を示す図である。

［第一の実施形態］
以下、本発明の第一の実施形態について図１乃至３を用いて詳細に説明する。
（構成）
（１．全体構成）
図１に示すように、本実施形態の系統連系電源装置１は、直流電源１０と商用電力系統１００とに接続される。直流電源１０は、直流電力を供給するものであり、例えば、太陽電池、風力発電装置、バッテリーなどである。商用電力系統１００は、電力需要者の受電設備に電力を供給するための電力系統である。

本実施形態の系統連系電源装置１は、昇圧部２、インバータ部３、制御装置６を有している。昇圧部２は、電流検出器４、リアクトル２１、スイッチング素子２２、ダイオード２３、コンデンサ２４を有している。電流検出器４は、直流電源１０からリアクトル２１へ流れる電流Ｉ１を検出する装置である。リアクトル２１とスイッチング素子２２とダイオード２３は、昇圧チョッパ回路を構成している。コンデンサ２４は、昇圧チョッパ回路で昇圧された直流電圧ＶＤを充電する。

インバータ部３は、スイッチング素子３１〜３４、電流検出器５、リアクトル３５、３６、コンデンサ３７を有している。スイッチング素子３１〜３４は、インバータブリッジ回路を構成するパワー素子であり、例えば、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどである。電流検出器５は、リアクトル３５に流れる電流Ｉ２を検出する装置である。リアクトル３５、３６およびコンデンサ３７は、インバータブリッジ回路と商用電力系統１００との間に設けられ、スイッチング素子３１〜３４のスイッチングに伴うリップル電流を吸収するためのフィルタ回路を構成している。

制御装置６には、電流検出器４で検出された電流Ｉ１、コンデンサ２４に充電された直流電圧ＶＤ、電流検出器５で検出された電流Ｉ２、商用電力系統１００の電力Ｖ１がそれぞれ入力される。制御装置６は、昇圧部２の昇圧比を制御するための信号Ｇ５を生成する。また、制御装置６は、インバータ部３のインバータブリッジ回路を制御する信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。

（２．制御装置の詳細構成）
図２は、制御装置６の詳細構成を示す図である。本実施形態の制御装置６は、昇圧制御部７、インバータ制御部８、最大変調率計測部９１、基準電圧生成部９２、設定部９３、リミット制御部９４を有している。

昇圧制御部７は、昇圧部２の昇圧比を調整する処理部である。この昇圧制御部７は、加算器７０、減算器７１、７３、増幅器７２、７４、三角波発生器７５、比較器７６を有している。

加算器７０には、直流基準電圧ＶＤ^＊と付加電圧αが入力され、両電圧が加算された目標値ＶＤ^＊＋αが減算器７１へ出力される。この付加電圧αは、昇圧部２が出力する直流電圧ＶＤの目標値を直流基準電圧ＶＤ^＊よりも少し高め（＋α）に設定するためのものである。このようにすることで、後述するインバータ制御部８は直流基準電圧ＶＤ^＊を目標値として、インバータ部２を制御することができる。付加電圧αとしては、例えば、直流基準電圧ＶＤ^＊が３００Ｖの場合において１〜２Ｖ程度でよい。

減算器７１には、目標値ＶＤ^＊＋αと直流電圧ＶＤが入力され、差分信号が増幅器７２へ出力される。増幅器７２は、入力された差分信号を所定のゲインで増幅するように構成されている。増幅器７２が増幅した信号は、減算器７３へと入り、電流検出器４から入力された電流Ｉ１が減算される。減算器７３の出力信号は、増幅器７４で所定のゲインで増幅されて比較器７６へと入力される。

三角波発生器７５は、所定周期を有した三角波信号を生成して比較器７６へと出力する。比較器７６は、昇圧部２のスイッチング素子２２を制御するための信号Ｇ５を出力する。昇圧制御部７は、このような構成により、電流マイナーループを有したＰＷＭ制御を実現している。

インバータ制御部８は、インバータ部３のインバータブリッジ回路を制御する処理部である。このインバータ制御部８は、減算器８１、８６、増幅器８２、８７、力率調整回路８３、正弦波発生器８４、掛算器８５、三角波発生器８８、ＰＷＭ回路８９を有している。

減算器８１には、直流基準電圧ＶＤ^＊と直流電圧ＶＤとが入力され、差分信号が増幅器８２へ出力される。増幅器８２は、入力された差分信号を所定のゲインで増幅するように構成されている。増幅器８２が増幅した信号は、掛算器８５へと入力される。力率調整回路８３には、商用電力系統１００の電圧Ｖ１が入力される。力率調整回路８３は、入力された電圧Ｖ１から、力率を１とするような位相調整信号を正弦波発生器８４に入力する。正弦波発生器８４は、この位相調整信号に合わせて正弦波を生成し、掛算器８５へ入力する。

掛算器８５は、入力される２つの信号を掛け合わせることにより、インバータブリッジ回路の基準交流電流を生成する。減算器８６は、基準交流電流から電流検出器５で検出された電流Ｉ２を減算して、差分信号を生成している。増幅器８７はこの差分信号を所定のゲインで増幅して変調信号ｅ_ｓを生成しＰＷＭ回路８９へ入力する。三角波発生器８８は、所定周期を有した三角波信号ｅ_ｃを生成してＰＷＭ回路８９へ出力する。ＰＷＭ回路８９は三角波信号ｅ_ｃと変調信号ｅ_ｓとの比較結果に基づいて、方形波上の信号Ｇ１〜Ｇ４を出力する。

最大変調率計測部９１は、インバータ部３におけるインバータブリッジ回路の最大変調率Ｍ_ｍａｘを計測する。この最大変調率計測部９１には、ＰＷＭ回路８９が出力する信号Ｇ１〜Ｇ４のいずれかの信号と、三角波発生器８８から三角波信号ｅ_ｃが入力される。最大変調率計測部９１は、この２つの入力信号に基づいて最大変調率Ｍ_ｍａｘを計測して基準電圧生成部９２へ出力する。

設定部９３には、インバータブリッジ回路の変調率を一定レベル以下に抑えるための目標値として、目標変調率Ｍ_ｋが予め設定されている。この目標変調率Ｍ_ｋとしては、例えば０．９５と設定することができる。ただし、目標変調率Ｍｋは、使用するスイッチング素子の特性等によって異なるため、使用条件に合わせて理想値を選択すべきであり、例えば、目標変調率Ｍ_ｋは０．９〜０．９８の範囲で設定してもよい。

基準電圧生成部９２は、設定部９３から目標変調率Ｍ_ｋを入力する。この基準電圧生成部９２は、図示しない保持部を有している。基準電圧生成部９２は、保持部で保持している現在の直流基準電圧ＶＤ^＊と最大変調率Ｍ_ｍａｘと目標変調率Ｍ_ｋとに基づいて、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを生成する。この新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎはリミット制御部９４を介して昇圧制御部７およびインバータ制御部８へ出力される。すなわち、昇圧制御部７およびインバータ制御部８へ入力される直流基準電圧ＶＤ^＊は、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎに変更されることとなる。

リミット制御部９４は、基準電圧生成部９２から出力されて昇圧制御部７およびインバータ制御部８へ入力される新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを、一定範囲に規制する処理部である。具体的には、基準電圧生成部９２から出力される新たな直流電圧基準ＶＤ^＊ _Ｎが、予め設定されている下限値〜上限値の範囲内の場合には直流電圧基準ＶＤ^＊ _Ｎを出力し、下限値または上限値を超える値の場合には、予め設定された下限値または上限値を新たな直流電圧基準ＶＤ^＊ _Ｎとして出力するといった態様をとることができる。

なお、この制御装置６は、専用の電子回路若しくはソフトウェアによって制御されるマイコン等によって実現できる。ハードウェアで処理する範囲、データを含むソフトウェアで処理する範囲をどのように構成するかは自由である。

（作用）
以上のような構成を有する本実施形態の作用について説明する。
（１．最大変調率の計測）
最大変調率計測部９１における、最大変調率Ｍ_ｍａｘの計測方法について、図３を用いて説明する。（ａ）は交流出力電圧ＶＡＣの波形を示している。Ｐ点は、交流出力電圧ＶＡＣの振幅最大値を示している。（ｂ）、（ｃ）は、いずれも（ａ）と同じタイミングにおける、三角波信号ｅ_ｃおよび信号Ｇ１および直流電圧ＶＤの関係を示している。

（ｂ）では、信号Ｇ１のＯＮ時間は三角波信号ｅ_ｃの周期と等しい状態である。この場合、直流電圧ＶＤが三角波信号ｅ_ｃのピーク値と等しいことになるため、最大変調率Ｍ_ｍａｘは１ということになる。（ｃ）では、信号Ｇ１のＯＮ時間は三角波信号ｅ_ｃの１／２周期となっているため、最大変調率Ｍ_ｍａｘは０ということになる。最大変調率Ｍ_ｍａｘは、この（ｂ）と（ｃ）の間で変化することがわかる。なお、図のＰ点は、正の振幅最大値を示しているが、負の振幅最大値についても同様である。

このように、最大変調率Ｍ_ｍａｘは、三角波信号ｅ_ｃと変調信号ｅ_ｓとを用いて演算することなく、交流出力電圧ＶＡＣの振幅最大値であるＰ点を含む信号Ｇ１のＯＮ時間すなわちデューティから算出することができる。

特にマイコンでＰＷＭ制御している場合には、信号Ｇ１のデューティ値は容易に得ることができる。そのため、このような方法で最大変調率Ｍ_ｍａｘは簡単に計測が可能であり、最短で交流出力電圧ＶＡＣのＰ点毎、すなわち交流の１／２周期毎に最大変調率Ｍ_ｍａｘ計測することができる。

（２．直流基準電圧の生成）
本実施形態における、基準電圧生成部９２は、現在の直流基準電圧ＶＤ^＊、最大変調率Ｍ_ｍａｘおよび目標変調率Ｍ_ｋについて、以下の計算式（１）を実行することで、新たな基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを逐次算出する。
ＶＤ^＊ _Ｎ＝ＶＤ^＊×（Ｍ_ｍａｘ／Ｍ_ｋ）・・・（１）

ここで、直流電圧ＶＤに最大変調率Ｍ_ｍａｘを掛け合わせた値は、交流出力電圧ＶＡＣのピーク値を示す。この関係を式で表すと以下の通りである。
ＶＤ×Ｍ_ｍａｘ＝ＶＡＣ・・・（２）
次に、ＶＤ＝ＶＤ^＊となるようにＰＩ制御をすると、目標変調率をＭ_ｋとして以下の関係が成り立つ。
ＶＤ^＊×Ｍ_ｋ＝ＶＡＣ・・・（３）

上記２つの式より、以下の関係が導出できる。
ＶＤ^＊＝ＶＤ×（Ｍ_ｍａｘ／Ｍ_ｋ）・・・（４）
ここで、新たな基準電圧をＶＤ^＊ _Ｎとすることにより以下の式を得ることができる。
ＶＤ^＊ _Ｎ≒ＶＤ^＊×（Ｍ_ｍａｘ／Ｍ_ｋ）・・・（５）

以上の導出過程からわかるように、式（１）を用いて、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを逐次算出し更新して直流電圧ＶＤを制御した場合には、最大変調率Ｍ_ｍａｘが目標変調率Ｍ_ｋとなるようにインバータブリッジ回路が逐次制御されることになる。

すなわち、目標変調率を０．９５と設定して、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを式（１）で逐次算出し更新することにより直流電圧ＶＤを制御した場合、最大変調率Ｍ_ｍａｘが０．９５で一定となるようにインバータブリッジ回路が制御されることになる。つまり、インバータブリッジ回路は制御マージン５％で動作することになる。

（３．昇圧比制御）
昇圧制御部７は、昇圧部２が昇圧して出力する直流電圧ＶＤが、直流基準電圧ＶＤ^＊よりも少し高め（＋α）となるように、信号Ｇ５を生成してスイッチング素子２２を駆動する。昇圧制御部７には、基準電圧生成部９２によって生成された新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎが、リミット制御部９４を介して入力される。

昇圧制御部７は、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎが入力されると、直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを直流基準電圧ＶＤ^＊として、上述のように、直流電圧ＶＤが直流基準電圧ＶＤ^＊よりも少し高め（＋α）となるように信号Ｇ５を調整する。このように、昇圧制御部７は、基準電圧生成部９２によって逐次生成される新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎに直流電圧ＶＤを合わせるように信号Ｇ５を調整し、スイッチング素子２２を駆動する。

（４．インバータ制御）
インバータ制御部８は、直流電圧ＶＤが直流基準電圧ＶＤ^＊となるように減算器８１で差分信号を生成し、この差分信号に基づいてインバータブリッジ回路を制御する信号Ｇ１〜４を生成しスイッチング素子３１〜３４を駆動する。インバータ制御部８には、基準電圧生成部９２によって生成された新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎが、リミット制御部９４を介して入力される。

インバータ制御部８は、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎが入力されると、直流電圧ＶＤが新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎとなるように減算器８１で差分信号を生成する。インバータ制御部８は、この差分信号に基づいて信号Ｇ１〜４を調整する。このように、インバータ制御部８は、基準電圧生成部９２によって逐次生成される新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎに基づいて信号Ｇ１〜４を調整し、スイッチング素子３１〜３４を駆動する。
（効果）

以上のように、本実施形態では、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを上記式（１）に基づいて逐次算出し、この新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎに基づいて、昇圧制御部７およびインバータ制御部８に入力する直流基準電圧ＶＤ^＊は逐次変更される。昇圧制御部７とインバータ制御部８は、この逐次変更される直流基準電圧ＶＤ^＊に基づいて昇圧部２およびインバータ部３を制御することにより、インバータ部３の最大変調率Ｍ_ｍａｘが、目標変調率Ｍ_ｋで一定となるように制御することができる。

上記制御により、直流電圧ＶＤは、交流出力電圧ＶＡＣのピーク値に対して一定のマージンをもって昇圧比が制御されることになる。このため、交流出力電圧ＶＡＣが直流電圧ＶＤを超えて生成されることは起こりづらい。従って、系統電流に波形歪が発生することを抑制しながら、インバータ部３のスイッチング損失を抑えて高効率、高信頼性な運転を実現できる。

さらに、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎは、最短で交流出力電圧ＶＡＣの１／２周期の期間毎に更新することができるため、応答性の良い制御を実現することができる。これにより、目標変調率Ｍ_ｋを高く、すなわち制御マージンを低くして運転することができるとともに、直流電圧ＶＤを低くして運転できるため、より高効率で高信頼性な運転が可能となる。

［第二の実施形態］
以下、本発明の第二の実施形態について説明する。第二の実施形態は、第一の実施形態から新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎの生成方法を変更したものである。図４は、第二の実施形態の制御装置６の構成を示す図である。第一の実施形態と同一の構成については同一符号を付して詳細な説明を省略する。

（構成）
本実施形態の制御装置６は、昇圧制御部７、インバータ制御部８、最大変調率計測部９１、設定部９３、減算器９５、増幅器９６、リミット制御部９４を有している。

減算器９５には、最大変調率計測部９１から最大変調率Ｍ_ｍａｘが入力されるとともに、設定部９３から目標変調率Ｍ_ｋが入力されている。減算器９５は、最大変調率Ｍ_ｍａｘと目標変調率Ｍ_ｋとの差を常時検出し、その差分信号を増幅器９６に出力する。増幅器９６は、最大変調率Ｍ_ｍａｘと目標変調率Ｍ_ｋとの差分がゼロになるように常に差分信号の増幅を行うことで新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを生成して、リミット制御部９４を介して昇圧制御部７とインバータ制御部８に出力する。

（作用効果）
以上のような構成を有する本実施形態では、増幅器９６は、常に最大変調率Ｍ_ｍａｘを目標変調率Ｍ_ｋに一致させるように、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを出力する。この新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎに基づいて、昇圧制御部７およびインバータ制御部８に入力する直流基準電圧ＶＤ^＊は逐次変更される。

昇圧制御部７とインバータ制御部８は、この逐次変更される直流基準電圧ＶＤ^＊に基づいて昇圧部２およびインバータ部３を制御することにより、インバータ部３の最大変調率Ｍ_ｍａｘが、目標変調率Ｍ_ｋで一定となるように制御することができる。

これにより、第一の実施形態と比べて、制御の応答性は落ちるが、より高精度に最大変調率Ｍ_ｍａｘを目標変調率Ｍ_ｋにあわせることができる。最大変調率Ｍ_ｍａｘは、平均値制御に近い形で制御されることになる。

従って、本実施形態では、より高い（１に近い）目標変調率Ｍ_ｋの設定が可能となるため、インバータ部のスイッチング損失を大幅に抑えることができ、高効率、高信頼性な運転が可能となる。

［第三の実施形態］
以下、本発明の第三の実施形態について説明する。第三の実施形態は、第一の実施形態または第二の実施形態から、新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎの生成方法を変更したものである。以下の説明は、第一の実施形態に第三の実施形態の構成を追加した図５を用いておこなう。第一の実施形態と同一の構成については同一符号を付して詳細な説明を省略する。
（構成）
本実施形態の制御装置６は、昇圧制御部７、インバータ制御部８、最大変調率計測部９１、判断部９７、カウント部９８、仮想変調率設定部９９、基準電圧生成部９２、設定部９３、リミット制御部９４を有している。

判断部９７は、最大変調率計測部９１から入力される最大変調率Ｍ_ｍａｘが１を超えているか否かを判断する処理部である。最大変調率Ｍ_ｍａｘが１未満の場合には、入力された最大変調率Ｍ_ｍａｘは、そのまま基準電圧生成部９２に出力される。一方、最大変調率Ｍ_ｍａｘが１以上の場合には、入力された最大変調率Ｍ_ｍａｘは、仮想変調率設定部９９に入力される。

また、判断部９７は、１以上の最大変調率Ｍ_ｍａｘが入力される毎にカウント部９８に通知する。カウント部９８は、判断部９７からの通知を受けて、判断部９７に最大変調率Ｍ_ｍａｘが１を超えて入力された回数をカウントする。このカウント値Ｃは、仮想変調設定部９９へと入力される。

仮想変調設定部９９は、最大変調率Ｍ_ｍａｘが入力されると、そのときに入力されているカウント値Ｃに基づいて仮想変調率を算出して、この仮想変調率を最大変調率Ｍ_ｍａｘとして基準電圧生成部９２へと出力する。以下の処理は、第一の実施形態と同様である。

（作用効果）
図６は、仮想変調率の説明図である。最大変調率計測部９１が、信号Ｇ１のデューティを用いて最大変調率Ｍ_ｍａｘの計測を行う場合、交流出力電圧ＶＡＣが直流電圧ＶＤを超えてしまうと、信号Ｇ１のデューティが１００％となってしまう。そのため、この方法においては、交流出力電圧ＶＡＣが直流電圧ＶＤを超えると、最大変調率Ｍ_ｍａｘは全て１となる。

そこで、本実施形態では、最大変調率Ｍ_ｍａｘが１を超えた場合に、その超えた回数をカウント部９８でカウントして、そのカウント値Ｃを使用して仮想変調率を算出して、その仮想変調率を最大変調率Ｍ_ｍａｘとして新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを算出するようにした。

例えば、以下の式で仮想変調率を算出して最大変調率Ｍ_ｍａｘとすることができる。
Ｍ_ｍａｘ＝１＋（Ｃ−１）×０．０１・・・（６）
式（６）を使用すると、最大変調率Ｍ_ｍａｘが１を連続して超えた回数が２回の場合Ｍ_ｍａｘ＝１．０１、連続して３回の場合Ｍ_ｍａｘ＝１．０２、という形で仮想的に最大変調率Ｍ_ｍａｘを算出することができる。

以上のように、本実施形態では、交流出力電圧ＶＡＣが直流電圧ＶＤを超えるような場合であっても、仮想的に最大変調率Ｍ_ｍａｘを算出して直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを算出するため、制御の連続性を保つことができる。従って、特に最大変調率Ｍ_ｍａｘが１を超えることが想定されるような場合に有効である。

これにより、最大変調率Ｍ_ｍａｘが１を超えた場合であっても、第一の実施形態や第二の実施形態で説明した制御が継続して行われるため、信頼性の高い系統連系電源装置を実現することができる。

［その他の実施形態］
本発明の実施形態は、上記実施形態に限定されるものではなく、下記の様な他の実施形態も包含する。

（１）上記実施形態では、最大変調率計測部９１で計測された最大変調率Ｍ_ｍａｘをそのまま基準電圧生成部９２や、減算器９５に入力しているがこのような態様に限定するものではない。例えば、最大変調率計測部９１は、最大変調率Ｍ_ｍａｘの移動平均を取るようにしてもよい。この場合、直流電圧ＶＤの変化を緩やかにすることができる。

（２）上記実施形態では、昇圧部２に昇圧チョッパ回路を使用しているが、このような態様に限定するものではない。昇圧制御部７は、例えば、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、スイッチング素子２２、２５を用いた昇降圧チョッパ回路を制御するようにしてもよい。このような構成は、直流電源１０がバッテリーなど蓄電可能な電源である場合に、有効である。

（３）上記実施形態では、リミット制御部９４によって新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを一定範囲に規制しているが、この規制は必須の構成ではない。基準電圧生成部９２から出力される新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎを昇圧制御部７およびインバータ制御部８へそのまま入力する構成でもよい。

（４）昇圧制御部７には、出力電圧ＶＤの変化率を制限する変化率制限部を設けるようにしてもよい。例えば、基準電圧生成部９２若しくは増幅器９６から直接入力される新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎに基づいて、直流電圧ＶＤが上昇または下降する変化率を制限してもよいし、リミット制御部９４を介して入力される新たな直流基準電圧ＶＤ^＊ _Ｎに基づいて直流電圧ＶＤの変化率を制限するようにしてもよい。これにより、直流電圧ＶＤの変化を緩やかにすることができる。

（５）交流の電圧波形における最大値および最小値の少なくとも１つのタイミングを検知する交流ピーク検知部、又は位相検知部を設けて、変調率計測部９１による最大変調率Ｍ_ｍａｘの計測を交流出力電圧ＶＡＣのピーク付近のタイミングのみに行うようにしても良い。最大変調率Ｍ_ｍａｘの計測タイミングを限定することにより、最大変調率Ｍ_ｍａｘの計測処理の負荷を抑えて制御処理全体を効率的におこなうことができる。

（６）上記実施形態は、単相交流の電力系統に基づいて説明したが、これに限定するものではなく、三相交流の電力系統に適用できることはもちろんである。

（７）本明細書において、本発明に係る複数の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであって、発明の範囲を限定することを意図していない。具体的には、各実施の形態を全て又はいずれかを組み合わせたものも包含される。これらの実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の範囲を逸脱しない範囲で、種々の省略や置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１ 系統連系電源装置
２ 昇圧部
２１、３５、３６ リアクトル
２２、３１、３２、３３、３４ スイッチング素子
２３ ダイオード
２４、３７ コンデンサ
３ インバータ部
４、５ 電流検出器
６ 制御装置
７ 昇圧制御部
７０ 加算器
７１、７３、８１、８６、９５ 減算器
７２、７４、８２、８７、９６ 増幅器
７５、８８ 三角波発生器
７６ 比較器
８ インバータ制御部
８３ 力率調整回路
８４ 正弦波発生回路
８５ 掛算器
８９ ＰＷＭ回路
９１ 最大変調率計測部
９２ 基準電圧生成部
９３ 設定部
９４ リミット制御部
１０ 直流電源
１００ 商用電力系統
α 付加電圧
ＶＤ 直流電圧
ＶＡＣ 交流出力電圧
ＶＤ^＊ 直流基準電圧
ＶＤ^＊ _Ｎ 新たな直流基準電圧
Ｍ_ｍａｘ 最大変調率
Ｍ_ｋ 目標変調率
ｅ_ｓ 変調信号
ｅ_ｃ キャリア信号
Ｃ カウント値

Claims (11)

1. 直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧部と、前記昇圧部の出力電圧を交流に変換するインバータ部とを有する系統連系電源装置の制御装置であって、
   前記昇圧部の出力電圧が所定の基準電圧となるように制御する昇圧制御部と、
   前記昇圧部の出力電圧と前記所定の基準電圧に基づいて、前記インバータ部が出力する交流を制御するインバータ制御部と、
   前記インバータ部の最大変調率を計測する最大変調率計測部と、
   前記インバータ部の変調率を一定レベル以下に抑えるための目標変調率を設定する設定部と、
   前記所定の基準電圧と前記最大変調率と前記目標変調率とに基づいて、新たな基準電圧を生成する基準電圧生成部と、
   を有することを特徴とする系統連系電源装置の制御装置。
2. 前記最大変調率計測部は、
   前記交流の半周期毎に前記最大変調率を計測すること、
   を特徴とする請求項１に記載の系統連系電源装置の制御装置。
3. 前記基準電圧生成部が、
   前記最大変調率の前記目標変調率に対する比を算出し、現在の基準電圧に前記比を乗じて前記新たな基準電圧を生成すること、
   を特徴とする請求項１または２に記載の系統連系電源装置の制御装置。
4. 前記最大変調率は移動平均に基づいて算出されたものであること、
   を特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の系統連系電源装置の制御装置。
5. 前記基準電圧生成部が、
   前記最大変調率と前記目標変調率との差に基づいて新たな基準電圧を生成すること、
   を特徴とする請求項１または２に記載の系統連系電源装置の制御装置。
6. 前記新たな基準電圧を一定範囲に規制する基準電圧規制部をさらに有すること、
   を特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の系統連系電源装置の制御装置。
7. 前記基準電圧生成部は、
   前記最大変調率が１を超えたか否かを判断する判断部と、
   前記最大変調率が１を超えた回数をカウントするカウント部と、
   前記判断部が１を超えたと判断した場合に、その超えた回数に応じた仮想変調率を設定する仮想変調率設定部と、
   を有し、
   前記基準電圧生成部は、
   前記判断部が１を超えたと判断した場合に、前記最大変調率として前記仮想変調率を使用すること、
   を特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の系統連系電源装置の制御装置。
8. 前記交流の電圧波形における最大値および最小値の少なくとも１つのタイミングを検知する交流ピーク検知部または位相検知部を有し、
   前記最大変調率計測部は、前記タイミングを含む当該タイミング付近のみで最大変調率を計測すること、
   を特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の系統連系電源装置の制御装置。
9. 前記昇圧制御部は、
   前記出力電圧が上昇または下降する変化率を制限する変化率制限部を有すること、
   を特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の系統連系電源装置の制御装置。
10. 前記目標変調率が０．９〜０．９８であること、
    を特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の系統連系電源装置の制御装置。
11. 直流電源を商用電力系統に連系する系統連系電源装置であって、
    前記直流電源の出力電圧を昇圧する昇圧部と、
    前記昇圧部の出力電圧を交流に変換するインバータ部と、
    請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の制御装置と、
    を有することを特徴とする系統連系電源装置。

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