JP2013201870A

JP2013201870A - 電力変換器

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Publication number: JP2013201870A
Application number: JP2012069886A
Authority: JP
Inventors: Yukimori Kishida; 行盛岸田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-03-26
Filing date: 2012-03-26
Publication date: 2013-10-03

Abstract

【課題】連系する系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子の熱破壊を防ぐことができる電力変換器を得ること。
【解決手段】系統への出力目標電流である交流電流指令と検出された出力交流電流の瞬時値との偏差が、上下限のしきい値幅内に往復する形で収まるように、上アームと下アームの各スイッチング素子のオン・オフを切り替えて出力電圧の極性を変更することで、系統への出力交流電流を制御するヒステリシス電流制御型の電力変換器において、前記スイッチング素子の素子温度と使用限界温度とを比較し、素子温度が使用限界温度を超える状況である場合に、前記上アームと前記下アームの各スイッチング素子のオン・オフ制御を停止する手段を備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、ヒステリシス電流制御により直流電力を交流電力へ変換する電力変換器に関するものである。

ヒステリシス電流制御により直流電力を交流電力へ変換する電力変換器は、実際の出力である交流電流瞬時値が、出力目標である交流電流指令の上下に定めた上下限閾値の間に往復する形で収まるように、変換対象の直流電源が印加されるインバータ部の出力電圧の極性およびその極性での電圧出力期間をスイッチング素子のスイッチング動作により切り替えることで、出力交流電流を制御する（例えば非特許文献１参照）。

ヒステリシス電流制御を用いた電力変換器は、太陽光発電システムを商用の配電系統（系統交流電源）に連系させる電力変換器としても用いられている（例えば特許文献１参照）が、この系統連系用の電力変換器では、インバータ部の出力端がＡＣフィルタを介して配電系統と接続される。ＡＣフィルタは、制御リアクトルとフィルタコンデンサとで構成される。

特許第３０８６５７４号

"半導体電力変換回路"（電気学会、１９８７年３月３１日発行）

ところで、ヒステリシス電流制御型の電力変換器では、ＡＣフィルタの制御リアクトルを小さくした場合において、または、連系する配電系統のインピーダンスが小さい場合において、その連系する配電系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生ずると、配電系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し上下限閾値を超える頻度が増える。つまり、スイッチング周波数が増加する。

Ｓｉ（シリコン）製のスイッチング素子では、スイッチング周波数が増加すると、素子温度（ジャンクション温度）の上昇によるスイッチング損失が増えるので、系統連系電力変換器の効率を低下させるという問題がある。放置すると、スイッチング損失がスイッチング素子の電力耐量を規定する使用限界温度を超えることが起こり、スイッチング素子の熱破壊を招来する。

この場合、ＳｉＣ（シリコンカーボン）製のスイッチング素子は、スイッチング周波数が増加すると、Ｓｉ製のスイッチング素子とは逆に素子温度（ジャンクション温度）が低下していき、スイッチング損失が減少するという特性があるので、スイッチング素子をＳｉ製からＳｉＣ製に変更することが考えられる。しかし、ＳｉＣ製のスイッチング素子では、スイッチング周波数が或る限度を超えてさらに増加すると、Ｓｉ製のスイッチング素子と同様にスイッチング損失が増加するので、系統連系電力変換器の効率を低下させるという問題がある。放置すると、上記したように、スイッチング損失がスイッチング素子の電力耐量を規定する使用限界温度超えることが起こり、スイッチング素子の熱破壊を招来するが、今の場合はスイッチング周波数が或る限度を超えないように制御できればよいので、対応方法は、上記Ｓｉ製スイッチング素子の場合とは少し異なる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、連系する配電系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子の熱破壊を防ぐことができるヒステリシス電流制御型の電力変換器を得ることを目的とする。

また、本発明は、上記の発明において、スイッチング素子をＳｉＣ製に変更した場合に生ずる効率低下を防止できる電力変換器を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、商用の配電系統への出力目標電流である交流電流指令と検出された出力交流電流の瞬時値との偏差が、上下限の閾値幅内に往復する形で収まるように、上アームと下アームの各スイッチング素子のオン・オフを切り替えて出力電圧の極性を変更することで、前記系統への出力交流電流を制御するヒステリシス電流制御型の電力変換器において、前記スイッチング素子の素子温度と使用限界温度とを比較し、素子温度が使用限界温度を超える状況である場合に、前記上アームと前記下アームの各スイッチング素子のオン・オフ制御を同時に停止する手段を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、ヒステリシス電流制御型の電力変換器において、連系する系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子の熱破壊を防止できるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。図２は、図１に示すヒステリシス電流制御回路の動作を説明するヒステリシス図である。図３は、ヒステリシス電流制御により出力電流を制御する動作を説明する波形図である。図４は、本発明の実施の形態２による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。図５は、本発明の実施の形態３による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。図６は、Ｓｉ製スイッチング素子におけるジャンクション温度とスイッチング周波数との関係を示す特性図である。図７は、本発明の実施の形態４による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。図８は、本発明の実施の形態５による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。図９は、ＳｉＣ製スイッチング素子におけるジャンクション温度とスイッチング損失との関係を示す特性図である。図１０は、ＳｉＣ製スイッチング素子におけるスイッチング周波数とスイッチング損失との関係を示す特性図である。

以下に、本発明にかかる電力変換器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。図１において、電力変換器１ａは、本実施の形態１に関わる構成として、スイッチング回路２と、駆動回路３と、ヒステリシス電流制御回路４と、減算器５と、電流検出器６と、ＡＣフィルタ７と、温度判定回路８と、ＡＮＤ回路９とを備えている。なお、スイッチング回路２と駆動回路３は、全体として、直流電力を交流電力へ変換するインバータ部を構成している。説明の便宜から、２つに分けて示した。

スイッチング回路２は、図１では、説明を容易にするため、上アームと下アームのそれぞれに１個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を用いた単相ハーフブリッジで構成されるとしている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。スイッチング回路２としては、その他、上アームと下アームのそれぞれに２個のスイッチング素子を用いた単相フルブリッジや、上アームと下アームのそれぞれに３個のスイッチング素子を用いた三相フルブリッジなどによって構成してもよい。

スイッチング回路２の構成方法は任意であるが、本実施の形態１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれに温度センサ１０ａ，１０ｂが取り付けられている。温度センサ１０ａ，１０ｂが検出した素子温度は、温度判定回路８に入力される。

変換対象の直流電源は、スイッチング回路２の上アームと下アームのそれぞれに配置されるスイッチング素子の直列回路の両端間に設定される。この変換対象直流電源は、太陽電池が発生した直流電圧自体による直流電源である場合と、太陽電池の出力電圧を昇圧または降圧して形成した直流電源である場合とがある。

図１では、スイッチング回路２は、単相ハーフブリッジで構成されるので、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端間に設定する変換対象直流電源は、等容量に２分割した直流電源１１ａ，１１ｂで構成してある。そのことを示すため、図１では、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の両端間に設定する変換対象直流電源の出力電圧をＥとした場合、直流電源１１ａ，１１ｂの出力電圧は、それぞれ「Ｅ／２」であると表記してある。そして、スイッチング回路２の出力端は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２同士の接続端２ａ（以下、接続端２ａを出力端２ａと記す。）である。

要するに、単相ハーフブリッジで構成されるスイッチング回路２の出力端２ａがＡＣフィルタ７を介して連系する系統交流電源１２の一端に接続され、系統交流電源１２の他端は、直流電源１１ａ，１１ｂ同士の直列接続端（図１に示す例では、直流電源１１ａの負極と直流電源１１ｂの正極との接続端）に接続されている。

ＡＣフィルタ７は、制御リアクトル７ａとフィルタコンデンサ７ｂとを備えている。制御リアクトル７ａは、一端がスイッチング回路２の出力端２ａに接続され、他端が系統交流電源１２の一端に接続されている。フィルタコンデンサ７ｂは、制御リアクトル７ａの他端と、系統交流電源１２の他端と直流電源１１ａ，１１ｂ同士の接続端との接続ラインとの間に設けられている。ここで、制御リアクトル７ａの他端から系統交流電源１２の一端に至る配電系統には系統インピーダンス１２ａが存在する。

電流検出器６は、スイッチング回路２の出力端２ａと制御リアクトル７ａの一端との接続ラインに設けられている。図１では、電流検出器６を計器用変流器（ＣＴ）で構成した場合が示されている。電流検出器６にて検出された実際の出力電流（出力電流瞬時値）ｉは、減算器５の減算入力端（−）に入力される。減算器５の加算入力端（＋）には、図示しない信号処理部から出力目標である交流電流指令Ｉ^＊が入力される。減算器５は、交流電流指令Ｉ^＊と実際の出力電流ｉとの偏差ｅを求めヒステリシス電流制御回路４に出力する。

まず、図１〜図３を参照して、ヒステリシス電流制御型電力変換器の一般的な動作について簡単に説明する。なお、図２は、図１に示すヒステリシス電流制御回路の動作を説明するヒステリシス図である。図３は、ヒステリシス電流制御により出力電流を制御する動作を説明する波形図である。

図２に示すように、ヒステリシス電流制御回路４では、交流電流指令Ｉ^＊に対して所定のヒステリシス幅Ｉ_Ｔを定めて上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔ及び下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔが設定され、その上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔ及び下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔと減算器５にて算出された偏差ｅとの比較に基づき、スイッチング回路２が出力する交流電流の瞬時値ｉが上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔ及び下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔの間に往復する形で収まるように、スイッチング回路２が出力する電圧の極性及びその極性の切り替えタイミング（つまり、その極性の電圧を出力している時間）を指定する指令信号ｇをＡＮＤ回路９経由で駆動回路３に出力する。

駆動回路３は、ヒステリシス電流制御回路４からの指令信号ｇに基づき、上アームのスイッチング素子Ｑ１と下アームのスイッチング素子Ｑ２とのそれぞれに相補的なスイッチング動作を行わせる駆動信号ｇ１，ｇ２を生成し、それぞれのゲート端子に印加する。

スイッチング素子Ｑ１がオンし、スイッチング素子Ｑ２がオフしている期間では、出力電圧はＥ／２であり、出力する交流電流の瞬時値ｉは下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔから上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔに向かって上昇する。逆に、スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ２がオンしている期間では、出力電圧は−Ｅ／２であり、出力する交流電流の瞬時値ｉは上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔから下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔに向かって下降する。

要するに、図３に示すように、スイッチング回路２が出力する交流電流の瞬時値ｉは、上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔと下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔとの間において上昇と下降とを繰り返すように制御される。出力電圧は、出力交流電流の瞬時値ｉが下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔから上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔに到達するまでの期間内「Ｅ／２」であり、出力交流電流の瞬時値ｉが上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔから下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔに到達するまでの期間内「−（Ｅ／２）」である。このように交流電流瞬時値ｉが上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔと下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔとの間において上昇と下降とを繰り返すように制御される交流電力が系統交流電源１２へ供給される。その際に、ＡＣフィルタ７により、系統交流電源１２へ供給される交流電力に含まれる高周波成分が除去される。

さて、ＡＣフィルタ７の制御リアクトル７ａのインダクタンス値が小さい場合、或いは系統インピーダンス１２ａのインダクタンス値が小さい場合において、系統交流電源１２に、瞬時電圧低下や、多相回路における電圧不平衡などの動揺が生じた場合、検出される交流電流瞬時値ｉが大きく変化する。そのため、ヒステリシス電流制御回路４では、上下限の閾値を超える頻度が多くなるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフを切り替える頻度（つまり、スイッチング周波数）が高くなる。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＣＴ、ＩＥＧＴ、パワートランジスタ等の自己消弧型スイッチング素子であり、Ｓｉ（シリコン）製である。Ｓｉ製のスイッチング素子は、スイッチング周波数が高くなると、ジャンクション温度（接合部温度）が上昇する。そうすると、電力損失（スイッチング損失）が増加し、電力変換器の効率が悪くなる。これを放置すると、スイッチング損失がスイッチング素子の電力耐量を超えることが起こり、スイッチング素子の熱破壊を招来する。

そこで、本実施の形態１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれに温度センサ１０ａ，１０ｂを取り付け、温度判定回路８とＡＮＤ回路９とを追加してある。

温度判定回路８は、温度センサ１０ａ，１０ｂにて検出されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２それぞれの素子温度と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２それぞれの使用限界温度とを比較し、素子温度が使用限界温度以下である間、出力を例えば “１”レベルに維持し、素子温度が使用限界温度を超えると出力を直ちに“０”レベルにする。

ＡＮＤ回路９は、温度判定回路８の出力が“１”レベルである間、ヒステリシス電流制御回路４が出力する指令信号ｇを駆動回路３に出力し、温度判定回路８の出力が“０”レベルになると、指令信号ｇの通過を禁止し駆動回路３に“０”レベルを出力する。

駆動回路３は、ＡＮＤ回路９の出力が“０”レベルになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共にオフさせる駆動信号ｇ１，ｇ２を生成し、それぞれのゲート端子に印加し、スイッチング回路２の交流電力出力動作を停止させる。

これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の熱破壊を防ぐことができる。そして、系統交流電源１２の動揺が収まれば、ヒステリシス電流制御回路４では、ヒステリシス電流制御を安定的に実施できるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の素子温度が使用限界温度以下に低下すれば、自動的にスイッチング回路２を交流電力出力動作に復帰させ得る。

以上のように、本実施の形態１によれば、スイッチング素子の素子温度を計測し、素子温度が使用限界温度を超える場合、スイッチング素子をオフさせるようにしたので、連系する配電系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子を熱破壊から保護できる。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。なお、図４では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないし同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

図４において、本実施の形態２による電力変換器１ｂは、図１（実施の形態１）に示した構成において、温度判定回路８の出力が、符号を変えたヒステリシス電流制御回路１４に入力され、ＡＮＤ回路９が削除され、ヒステリシス電流制御回路１４の出力ｇが駆動回路３に直接入力されている。その他の構成は、図１と同様である。

ヒステリシス電流制御回路１４は、温度判定回路８の出力が“１”レベルである間は、ヒステリシス電流制御回路４と同じに、実施の形態１にて説明したヒステリシス幅Ｉ_Ｔを用いた上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔ及び下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔによって指令信号ｇを生成するが、温度判定回路８の出力が“０”レベルに変化すると、ヒステリシス幅Ｉ_ＴをΔＩ_Ｔ増加させて上下限閾値を、上限閾値Ｉ^＊＋（Ｉ_Ｔ＋ΔＩ_Ｔ）及び下限閾値Ｉ^＊−（Ｉ_Ｔ＋ΔＩ_Ｔ）と変更設定し、それに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ切替タイミングを設定し、それを内容とする指令信号ｇを生成する。

そうすると、オン・オフ切り替わり間隔が短くなるように駆動されていたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、そのオン・オフ切り替わり間隔が長くなる駆動に変更されるので、スイッチング周波数が低下し素子温度が使用限界温度以下に下がっていく。

以上のように、本実施の形態２によれば、スイッチング素子の素子温度を計測し、その計測した素子温度が使用限界温度を超える場合、閾値幅を広げてスイッチング素子のスイッチング周波数を低下させるようにしたので、連系する配電系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、配電系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子を熱破壊から保護できる。

実施の形態３．
図５は、本発明の実施の形態３による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。なお、図５では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないし同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。

図５において、本実施の形態３による電力変換器１ｃは、図１（実施の形態１）に示した構成において、スイッチング回路２に代えて、温度センサ１０ａ，１０ｂが削除されたスイッチング回路１６が設けられている。そして、温度判定回路８の入力段に、スイッチングカウンタ回路１７と素子温度推定回路１８とが設けられている。

スイッチングカウンタ回路１７は、ヒステリシス電流制御回路４が実施の形態１にて説明した方法で出力する指令信号ｇに示されているスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ切替タイミングをカウントしてスイッチング周波数を求め、それを素子温度推定回路１８に出力する。

図６は、Ｓｉ製スイッチング素子におけるジャンクション温度とスイッチング周波数との関係を示す特性図である。図６において、横軸がスイッチング周波数［Ｈｚ］、縦軸がジャンクション温度ＴＪ［Ｋ］である。図６の縦軸において、温度２２は、導通損による温度上昇分に周囲温度を加算した温度である。また、温度２３は、温度判定回路８が用いる使用限界温度である。

図６では、或る出力電流Ｉ（図６では、Ｉ＝１０Ａ、Ｉ＝２０Ａ、Ｉ＝３０Ａの３つを示す）において、ジャンクション温度が、温度２２からスイッチング周波数の増加に伴い右肩上がりに上昇する素子温度・スイッチング周波数特性２４，２６，２８が示されている。このように、Ｓｉ製スイッチング素子でのジャンクション温度とスイッチング周波数との関係は、正の相関特性を示す。

そして、Ｉ＝１０Ａでの素子温度・スイッチング周波数特性２４と使用限界温度２３との交点でのスイッチング周波数２９が、Ｉ＝１０Ａである場合の使用最大スイッチング周波数である。Ｉ＝２０Ａでの素子温度・スイッチング周波数特性２６と使用限界温度２３との交点でのスイッチング周波数２７が、Ｉ＝２０Ａである場合の使用最大スイッチング周波数である。また、Ｉ＝３０Ａでの素子温度・スイッチング周波数特性２８と使用限界温度２３との交点でのスイッチング周波数２５が、Ｉ＝３０Ａである場合の使用最大スイッチング周波数である。

素子温度推定回路１８は、図６に示す「或る出力電流Ｉにおけるジャンクション温度とスイッチング周波数との関係」を示す素子温度推定用テーブルを備え、その素子温度推定用テーブルに、電流検出器６が検出した出力電流Ｉと、スイッチングカウンタ回路１７にて求められたスイッチング周波数とを適用して素子温度（ジャンクション温度）を求め、それを温度判定回路８へ出力する。

温度判定回路８は、素子温度推定回路１８が推定した素子温度が使用限界温度２３以下である場合はＡＮＤ回路９への出力を“１”レベルにする。また、素子温度推定回路１８が推定した素子温度が使用限界温度２３を超える場合はＡＮＤ回路９への出力を“０”レベルにする。

そうすると、実施の形態１と同様に、ＡＮＤ回路９は、温度判定回路８の出力が“１”レベルである間、ヒステリシス電流制御回路４が出力する指令信号ｇを駆動回路３に出力し、温度判定回路８の出力が“０”レベルになると、指令信号ｇの通過を禁止し駆動回路３に“０”レベルを出力する。

以上のように、本実施の形態３によれば、スイッチング素子の素子温度を推定し、推定した素子温度が使用限界温度を超える場合、スイッチング素子をオフさせるようにしたので、連系する配電系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子を熱破壊から保護できる。

なお、本実施の形態３では、高電圧が印加されるスイッチング回路のスイッチング素子に温度センサを取り付ける必要がないので、絶縁の観点で実施の形態１，２よりも優れていると言える。

実施の形態４．
図７は、本発明の実施の形態４による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。なお、図７では、図５（実施の形態３）に示した構成要素と同一ないし同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。

図７において、本実施の形態４による電力変換器１ｄは、図５（実施の形態３）に示した構成において、温度判定回路８の出力が、符号を変えたヒステリシス電流制御回路１４に入力され、ＡＮＤ回路９が削除され、ヒステリシス電流制御回路１４の出力ｇが駆動回路３に直接入力されている。その他の構成は、図５と同様である。

ヒステリシス電流制御回路１４は、実施の形態２にて説明したように、温度判定回路８の出力が“１”レベルから“０”レベルに変化すると、上下限の閾値を増加させ、それに基づき指令信号ｇを生成する。

以上のように、本実施の形態４によれば、スイッチング素子の素子温度を推定し、その推定した素子温度が使用限界温度を超える場合、閾値幅を広げてスイッチング素子のスイッチング周波数を低下させるようにしたので、連系する配電系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子を熱破壊から保護できる。

なお、本実施の形態４では、実施の形態３と同様に、高電圧が印加されるスイッチング回路のスイッチング素子に温度センサを取り付ける必要がないので、絶縁の観点で実施の形態１，２よりも優れていると言える。

実施の形態５．
図８は、本発明の実施の形態５による電力変換器の要部構成を示すブロック図である。なお、図８では、図４（実施の形態２）に示した構成要素と同一ないし同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、本実施の形態５に関わる部分を中心に説明する。

図８において、本実施の形態５による電力変換器１ｅは、図４（実施の形態２）に示した構成において、スイッチング回路２代えてスイッチング回路３１が設けられ、温度判定回路８に代えてスイッチング損失導出回路３２及びスイッチング周波数導出回路３３が設けられ、ヒステリシス電流制御回路１４に代えてヒステリシス電流制御回路３４が設けられている。その他の構成は、図４と同様である。

スイッチング回路３１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がＳｉＣ製である。ここで、図９と図１０を参照してＳｉＣ製スイッチング素子の本実施の形態に関わる特性について説明する。なお、図９は、ＳｉＣ製スイッチング素子におけるジャンクション温度とスイッチング損失との関係を示す特性図である。図１０は、ＳｉＣ製スイッチング素子におけるスイッチング周波数とスイッチング損失との関係を示す特性図である。

図９において、横軸はジャンクション温度［℃］であり、縦軸はスイッチング一回当たりのスイッチング損失［Ｊ］である。図９では、或る出力電流Ｉ（図９では、Ｉ＝１０Ａ、Ｉ＝２０Ａ、Ｉ＝３０Ａの３つを示す）において、スイッチング一回当たりのスイッチング損失がジャンクション温度の増加に伴い右肩下がりに降下する特性が示されている。このように、ＳｉＣ製スイッチング素子での「スイッチング一回当たりのスイッチング損失」とジャンクション温度との関係は、負の相関特性を示す。

図１０において、横軸はスイッチング周波数［Ｈｚ］であり、縦軸はスイッチング損失［Ｗ］である。図１０では、ＳｉＣ製スイッチング素子でのスイッチング損失は、或る出力電流Ｉ（図１０では、Ｉ＝２０Ａ）における或る素子温度Ｔｃ（図１０では、Ｔｃ＝１００℃、Ｔｃ＝１２０℃、Ｔｃ＝１４０℃の３つを示す）において、スイッチング周波数の増加に伴い減少するが、或るスイッチング周波数３６に到達すると、今度は逆に、スイッチング周波数の増加に伴い増加する特性を有することが示されている。このように、ＳｉＣ製スイッチング素子では、スイッチング損失の最小値を与えるスイッチング周波数３６が存在する。

そこで、スイッチング損失導出回路３２は、図９に示す「或る出力電流Ｉにおけるジャンクション温度とスイッチング一回当たりのスイッチング損失との関係」を示すスイッチング損失導出用テーブルを備え、そのスイッチング損失導出用テーブルに、電流検出器６が検出した出力電流Ｉと、温度センサ１０ａ，１０ｂにて求められ素子温度とを適用してスイッチング一回当たりのスイッチング損失を求め、それをスイッチング周波数導出回路３３へ出力する。

スイッチング周波数導出回路３３は、図１０に示す「或る出力電流Ｉにおけるスイッチング損失とスイッチング周波数との関係を示す」スイッチング周波数導出用テーブルを備えている。

スイッチング周波数導出回路３３は、まず、ヒステリシス電流制御回路３４が実施の形態１にて説明した方法で生成する指令信号ｇに含まれるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ切替タイミングをカウントしてスイッチング周波数（これを「Ａ」とする）を求め、それをスイッチング損失導出回路３２から入力された「スイッチング一回当たりのスイッチング損失」に適用し、スイッチング周波数Ａにおけるスイッチング損失を求める。

次いで、スイッチング周波数導出回路３３は、その求めたスイッチング損失をスイッチング周波数導出用テーブルに適用し、スイッチング損失の最小値を与えるスイッチング周波数（これを「Ｂ」とする）を求め、スイッチング周波数Ａとスイッチング周波数Ｂとをヒステリシス電流制御回路３４に出力する。

ヒステリシス電流制御回路３４は、スイッチング周波数導出回路３３からスイッチング周波数Ａとスイッチング周波数Ｂとを受け取ると、スイッチング周波数Ａをスイッチング周波数Ｂに一致させるように、上限閾値Ｉ^＊＋Ｉ_Ｔ及び下限閾値Ｉ^＊−Ｉ_Ｔにおけるヒステリシス幅Ｉ_Ｔを変更し、それに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ切替タイミングを設定し、それを内容とする指令信号ｇを駆動回路２に出力する。

スイッチング損失導出回路３２、スイッチング周波数導出回路３３及びヒステリシス電流制御回路３４が以上の動作を繰り返すことにより、電力変換器１ｅは、スイッチング損失を最小にするスイッチング周波数となるように運転される。

以上のように、本実施の形態５によれば、スイッチング素子をＳｉＣ製に変更した場合に、電力変換器は、スイッチング損失を最小にするスイッチング周波数となるように運転されるので、電力変換器の効率低下を防止できる。

以上のように、本発明にかかる電力変換器は、連系する系統に瞬時電圧低下や電圧不均衡等の動揺が生じ、系統へ出力する交流電流瞬時値が大きく変化し、スイッチング周波数が増加する場合でも、スイッチング素子の熱破壊を防止できるヒステリシス電流制御型の電力変換器として有用である。

また、本発明にかかる電力変換器は、上記の発明において、スイッチング素子をＳｉＣ製に変更した場合に生ずる効率低下を防止できる電力変換器として有用である。

１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ電力変換器
２，１６，３１スイッチング回路
３駆動回路
４，１４，３４ヒステリシス電流制御回路
５減算器
６電流検出器
７ＡＣフィルタ
７ａ制御リアクトル
７ｂフィルタコンデンサ
８，１９温度判定回路
９，２０ＡＮＤ回路
１０ａ，１０ｂ温度センサ
１１ａ，１１ｂ直流電源
１２系統交流電源
１２ａ系統インピーダンス
１７スイッチングカウンタ回路
１８スイッチング素子温度推定回路
３２スイッチング損失導出回路
３３スイッチング周波数導出回路

Claims

商用の配電系統への出力目標電流である交流電流指令と検出された出力交流電流の瞬時値との偏差が、上下限の閾値幅内に往復する形で収まるように、上アームと下アームの各スイッチング素子のオン・オフを切り替えて出力電圧の極性を変更することで、前記系統への出力交流電流を制御するヒステリシス電流制御型の電力変換器において、
前記スイッチング素子の素子温度と使用限界温度とを比較し、素子温度が使用限界温度を超える状況である場合に、前記上アームと前記下アームの各スイッチング素子のオン・オフ制御を同時に停止する手段
を備えたことを特徴とする電力変換器。
商用の配電系統への出力目標電流である交流電流指令と検出された出力交流電流の瞬時値との偏差が、上下限の閾値幅内に往復する形で収まるように、上アームと下アームの各スイッチング素子のオン・オフを切り替えて出力電圧の極性を変更することで、前記系統への出力交流電流を制御するヒステリシス電流制御型の電力変換器において、
前記スイッチング素子の素子温度と使用限界温度とを比較し、前記素子温度が前記使用限界温度を超える状況である場合に、前記素子温度が前記使用限界温度を超えないように前記上アームと前記下アームの各スイッチング素子のオン・オフを切り替える間隔であるスイッチング周波数を制御する手段
を備えたことを特徴とする電力変換器。
前記スイッチング素子の素子温度は、
計測した素子温度である
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器。
前記スイッチング素子の素子温度は、
前記検出された出力交流電流と前記スイッチング周波数とを用いて推定した素子温度である
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器。
商用の配電系統への出力目標電流である交流電流指令と検出された出力交流電流の瞬時値との偏差が、上下限の閾値幅内に往復する形で収まるように、上アームと下アームの各スイッチング素子のオン・オフを切り替えて出力電圧の極性を変更することで、前記系統への出力交流電流を制御するヒステリシス電流制御型の電力変換器において、
前記出力交流電流が所定値であるときにおける前記スイッチング素子の素子温度でのスイッチング損失を最小にするように、前記上アームと前記下アームの各スイッチング素子のオン・オフを切り替える間隔であるスイッチング周波数を制御する手段
を備えたことを特徴とする電力変換器。
前記スイッチング素子は、ＳｉＣ製である
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換器。