JP2013165520A

JP2013165520A - 通信装置、処理装置および通信方法

Info

Publication number: JP2013165520A
Application number: JP2013101092A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Izumi; 誠一泉
Original assignee: Sony International Europe GmbH
Current assignee: Sony Deutschland GmbH
Priority date: 2000-04-18
Filing date: 2013-05-13
Publication date: 2013-08-22
Also published as: JP2015167385A; JP6060210B2; EP1148659B1; JP2001358626A; ES2242560T3; EP1148659A1; JP2012010385A; US20010033547A1; DE60021524D1; USRE45269E1; US7414962B2; JP2013211881A; DE60021524T2

Abstract

【課題】通信装置、処理装置および通信方法を提供する。
【解決手段】複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号を他の通信装置に送信するための複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子を用いて送信される前記直交周波数分割多重信号を生成する処理装置と、を備え、前記処理装置は、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成する、通信装置。
【選択図】図５

Description

本発明は、通信装置、処理装置および通信方法に関する。

下記特許文献１には、図８に示すような単一キャリヤ最大比合成ダイバーシチ伝送装置（ｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒｍａｘｉｍｕｍ−ｒａｔｉｏｎｓｙｎｔｈｅｔｉｃｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｄｉｖｅｒｓｉｔｙｄｅｖｉｃｅ）が開示されている。このダイバーシチ伝送装置では、Ｎ個のアンテナ素子３１１〜３１Ｎは、λ／２以上の間隔で配列されている。アンテナ素子３１１〜３１Ｎで受信された信号は、アンテナマルチプレクサ（ａｎｔｅｎｎａｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）３２を介して受信機３３に供給される。受信機３３は、受信信号を復調し、得られる復調信号を位相／電力検出器３４に供給する。位相／電力検出器３４は、復調信号の位相及び電力を検出する。制御回路３５は、この検出結果に基づいて、送信信号の位相及び電力を算出する。送信信号生成回路３７は、算出された位相及び電力に基づいて、送信信号を生成し、この送信信号を送信機３７に供給する。送信機３７は、送信信号を変調し、得られる変調信号をアンテナマルチプレクサ３２を介してアンテナ素子３１１〜３１Ｎに供給する。

欧州特許公開公報ＥＰ０８８１７８２Ａ２号米国特許第５，９３７，６４２号

ここで、欧州特許公開公報ＥＰ０８８１７８２Ａ２号に開示されているダイバーシチ伝送装置では、２つ以上のキャリヤが存在すると、受信信号の位相を測定できないため、各アンテナ素子に対する送信信号の位相は、マルチキャリヤ（ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ）システムでは算出することができず、単一キャリヤ（ｓｉｎｇｌｅｃａｒｒｉｅｒ）システムのみでしか算出することができない。

単一キャリヤシステムでは、信号の位相は、連続して伝送されるシンボルに応じて頻繁に変化する。したがって、位相が規則正しく変化しないため、異なるアンテナ素子間で位相を比較することは困難である。したがって、単一キャリヤシステムでは、位相比較は、例えば位相が規則的に変化する又は位相が予め判っているパイロットシンボルを用いて行われる。

特許文献２には、同一チャンネル干渉（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）がある直交周波数分割多重（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下、ＯＦＤＭという。）方式用の適応型アンテナアレイ（ａｄａｐｔｉｖｅａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙ）が開示されている。ここでは、同一チャンネル干渉があるＯＦＤＭ方式における適応型アンテナアレイのチャンネルパラメータを推定する方法が説明されている。チャンネルパラメータの推定は、パラメータ推定処理において、時間的範囲（ｔｅｍｐｏｒａｌｓｃｏｐｅ）を拡張し、過去、現在及び将来の時間的チャンネル推定を行う２つパス処理（ａｔｗｏｐａｓｓｐｒｏｃｅｓｓ）を行うことにより実行される。チャンネルパラメータは、信号を高速フーリエ変換し、時間的フィルタ（ｔｅｍｐｏｒａｌｆｉｌｔｅｒ）によりフィルタリングし、逆高速フーリエ変換することにより推定される。時間的フィルタは、受信信号の瞬間的相関に基づき、パラメータの推定値を最適化する。これらの処理は、全てＯＦＤＭシステムにおける受信機側で行われる。

本発明は、上述の実情に鑑みてなされたものであり、マルチキャリヤシステム、特にＯＦＤＭシステムの送信機に適応でき、ダイバーシチ伝送技術により好ましくないマルチパス効果を低減できる通信装置及び通信方法を提供することを目的とする。

本発明のある観点によれば、複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号を他の通信装置に送信するための複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子を用いて送信される前記直交周波数分割多重信号を生成する処理装置と、を備え、前記処理装置は、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成する、通信装置が提供される。

前記処理装置は、生成する前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、ベースバンドでの処理により調節してもよい。

前記処理装置は、生成する前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、デジタル処理により調節してもよい。

前記処理装置は、サブキャリアのシンボルベクトルの処理により、サブキャリアを調節してもよい。

前記処理装置は、アンテナ素子ごとに、複数サブキャリアの位相を調節する１つの位相調整回路を有してもよい。

前記処理装置は、前記複数のアンテナ素子の各々から送信するための直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、前記複数のアンテナ素子の各々について得たサブキャリアに関する情報に基づいて調節してもよい。

前記サブキャリアに関する情報は、各アンテナ素子による受信信号間の位相比較に基づいて得られてもよい。

また、本発明の他の観点によれば、複数のアンテナ素子から他の通信装置に送信するための複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号を生成する処理装置であって、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成する、処理装置が提供される。

また、本発明の他の観点によれば、複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号を生成することと、生成された前記直交周波数分割多重信号を複数のアンテナ素子を用いて送信することと、を含み、前記直交周波数分割多重信号を生成することは、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成することを含む、通信方法が提供される。

送信ダイバーシチシステムの構成を示す図である。異なるアンテナ素子から送信されたサブキャリヤの位相差を表す図である。異なるアンテナ素子によって受信されたＯＦＤＭ信号の時間領域を示す図である。受信機及び送信機の複数のアンテナ素子間のパス差を示す図である。本発明に基づいてサブキャリヤを処理する送信機の構成を示すブロック図である。送信の調整に関する具体例を示す図である。サブキャリヤの位相を調整する具体例を示す図である。従来の送信ダイバーシチ受信機の構成を示す図である。

以下、本発明に係るダイバーシチ伝送装置、ダイバーシチ伝送方法及びコンピュータプログラムについて、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、ダイバーシチ伝送システムの構成を示す図であり、このダイバーシチ伝送システムは、複数の、例えばＮ個のアンテナ素子２１〜２Ｎを有し、例えば基地局である送信機１を備えている。なお、図１では、アンテナ素子２の数を２として表している。送信機１は、各アンテナ素子２１，２２から、マルチキャリヤ伝送技術（ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）により、アンテナ７を有し、例えば移動端末装置である受信機６に信号を送信する。周知のように、受信機６は、送信機１の離れて設けられた２つのアンテナ素子２１，２２から送信され、図２に示すように異なる位相を有する信号４，５を受信する。本発明は、この図２に示すように、対応するサブキャリヤが位相シフトされるマルチキャリヤシステムに関する。

図３は、対応する直交周波数分割多重（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：ＯＦＤＭ）信号の時間領域信号を示す図である。本発明を適用しないときには、アンテナ素子２１，２２から出力され、受信機６で受信される２つのサブキャリヤは、図３に示すように、位相が異なり、その位相差は、２πｄ／Ｔで表される。ここで、ｄは、アンテナ素子２１，２２間の遅延時間である。

そして、本発明では、送信機１からサブキャリヤを送信するときに、図４に示すように、異なるサブキャリヤが受信機６のアンテナ７に到着するときに相対的な位相シフトがないように調整される。なお、この図４では、アンテナ素子２の数を５として表現している。

すなわち、本発明では、例えばマルチパス効果により生じるフェージングの問題を回避するために、送信ダイバーシチ技術（ＴＸｄｉｖｅｒｓｉｔｙｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）を用いている。換言すると、本発明では、図５を用いて説明するように、直交信号（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｓｉｇｎａｌｌｉｎｇ）が不要となるように、送信機１側において位相及び／又は振幅の調整値を算出するようにしている。なお、送信機１側のアンテナ素子２の数を増加させることにより、より急峻なビーム（ビーム成形（ｂｅａｍｓｈａｐｉｎｇ））を得ることができる。

図５は、送信ダイバーシチを実現するために、移動端末装置（受信機６）からのアップリンク信号を受信する基地局（送信機１）内に設けられた受信回路の具体的な構成を示すブロック図である。図５に示すように、例えばＮ個のアンテナ素子２１，２２，・・・２Ｎによって受信された信号は、それぞれダウンコンバータ２３によってダウンコンバートされ、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）２４によってデジタル信号に変換され、高速フーリエ変換器８によって高速フーリエ変換される。各アンテナ素子２１，〜２Ｎで受信されたＯＦＤＭ信号のＮ個のシンボルからなるベクトルは、マトリックス回路９によって行列に変換される。

各アンテナ素子２１，〜２Ｎからのシンボルから構成されるこの行列は、位相比較器１０に供給され、位相比較器１０は、アンテナ素子２１，〜２Ｎからの各サブキャリヤの位相を比較する。これにより、例えば選択された基準となるアンテナ素子のサブキャリヤと比較された各サブキャリヤの相対位相の行列が生成され、この行列は、位相差調整回路１１に供給される。なお、基準アンテナ素子は、この基準アンテナ素子に対する他のアンテナ素子の位相差を表すためのものであり、任意に選択することができる。

位相差調整回路１１は、サブキャリヤの位相を調整して、各サブキャリヤの周波数差を補償する。平均値算出回路１２は、サブキャリヤの位相差の平均値を算出し、この平均値に対する各アンテナ素子の位相差、あるいは選択された基準アンテナ素子に対する各アンテナ素子の公称位相差（ｎｏｒｍｉｎａｌｐｈａｓｅｄｅｆｆｅｒｅｎｃｅ）、すなわち相対遅延（ｒｅｌａｔｉｖｅｄｅｌａｙ）を生成する。そして、基準アンテナ素子に対する各アンテナ素子の公称位相差（又は相対遅延）は、図６及び図７を用いて説明するように、後のサブキャリヤの送信の際に用いられる。

また、マトリックス回路９により生成された行列は、サブキャリヤの周波数差を補償するために、位相調整回路１３にも供給される。位相調整回路１３は、アンテナ素子２１，〜２Ｎ間の遅延差を補償するために位相を調整する。すなわち、位相調整回路１３は、１つのアンテナ素子からのＯＦＤＭ信号内のサブキャリヤ間の相対位相を維持しながら、各アンテナ素子２１，〜２Ｎの位相を基準アンテナ素子の位相に揃える。この処理は、基地局内の受信機ダイバーシチに対応している。なお、アンテナ素子２１，〜２Ｎ間の遅延差が大きいときは、位相補償の際にサブキャリヤ間の周波数差も補償する。また、遅延差が重要ではない場合には、各アンテナ素子２１，〜２Ｎのサブキャリヤの位相は、規則的に補償することができる。

演算回路１４は、アンテナ素子２１，〜２Ｎの各位相の平均値又は総和を求め、そして、各サブキャリヤの、例えば総和の平均値は、復調器１５によって復調される。そして、復調されたシーケンスは、チャンネルデコーダ（図示せず）に供給される。

図５に示す処理におけるベクトル及び行列を数学的に表現すると以下のようになる。

ここで、ＳＮは、各サブキャリヤのコンステレーションベクトル（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎｖｅｃｔｏｒ）を表す。Ｓｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ，ａｎｔｅｎｎａは、各サブキャリヤとアンテナ素子のコンステレーションを表す。Ｐｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ，ａｎｔｅｎｎａは、基準アンテナ素子に対する各サブキャリヤの相対位相差を表す。Ｐ’ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ，ａｎｔｅｎｎａは、公称周波数（中心周波数）に調整された位相差を表す。Ｐ’ａｎｔｅｎｎａは、公称周波数における基準アンテナ素子からの平均位相差を表す。ｄａｎｔｅｎｎａは、基準アンテナ素子に対する各アンテナ素子の遅延を表す。

図６は、図５に示す位相比較処理の後に行われる送信処理を説明するための送信機１の送信回路の具体的な構成を示すブロック図である。

逆高速フーリエ変換処理が施されたデジタルベースバンド信号は、デジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器という。）１６に供給されてアナログ信号に変換され、アップコンバータ１７においてアップコンバートされ、遅延器１８において遅延された後に、異なる複数のアンテナ素子２１，〜２Ｎに供給される。遅延器１８は、図５に示す平均値算出回路１２から出力される公称位相差に対応する遅延処理を行う。このように、図６に示す具体例では、アップコンバートした信号を遅延させる。

図７は、送信機１の送信回路の他の具体的な構成を示すブロック図である。図７に示す具体例では、各サブキャリヤシンボルのシンボルベクトルは、それぞれ図５に示す平均値算出回路１２の出力に対応する位相調整回路１９に供給され、個別に位相を調整される。位相を調整された各サブキャリヤシンボルのシンボルベクトルは、逆高速フーリエ変換処理回路２０において逆高速フーリエ変換され、Ｄ／Ａ変換器２１においてアナログ信号に変換され、アップコンバータ２２においてアップコンバートされた後、複数のアンテナ素子のうちの対応する１つのアンテナ素子２１，〜２Ｎにそれぞれ供給される。

したがって、本発明に基づく処理は、以下のように説明することもできる。基地局（送信機１）側では、アップリンク信号を用いて、各アンテナ素子の相対位相を比較する。この位相比較は、様々な方法で行うことができる。

例えば、各サブキャリヤの位相差の平均値を算出して、平均値に対する各アンテナ素子のサブキャリヤの位相を比較する。また、例えば、選択された（又は信頼できる）サブキャリヤの位相と各アンテナ素子のサブキャリヤの位相を比較してもよい。さらに、例えば、時間領域で受信データの相関を求め、キャリヤ周波数をｆｃとして、相関結果に２πｆｃを乗算することにより位相差を算出することもできる。原理的には、ｆｃは、各サブキャリヤ毎に異なるものであるが、多くの場合、ｆｃは、代表的周波数又は中心周波数とすることができる。この場合に生じる誤差は、位相差調整回路１１により補償することができる。

平均値算出処理の前に、各サブキャリヤの位相は、周波数調整され、これによりサブキャリヤの周波数差が補償される。また、例えば、基準となるサブキャリヤを定めることもできる。基準サブキャリヤは、中心サブキャリヤであってもよく、ＯＦＤＭシンボルを表すいかなるサブキャリヤであってもよい。全ての位相差及び振幅差は、この基準サブキャリヤを基準に測定される。

次に、基地局側、すなわち送信機１側の送信処理において、端末装置である受信機６が全ての信号を同じ位相で受信するように、各アンテナ素子における信号の位相を調整する。この処理は、各アンテナ素子からの送信タイミングの調整に相当する。

また、例えば、送信機１が次の受信処理を行った後に、送信機１が、送信信号の位相を再び調整するようにしてもよい。送信機１にメモリが設けられている場合、受信機６側は、同じＯＦＤＭシンボルを用いて位相を調整することができる。そして、次の送信処理のために新たな位相差が算出される。

また、例えば、複数回の調整値の平均値を算出して、より信頼度の高い調整値を得るようにしてもよい。さらに、例えばフェージング等に起因して、送信機１の１つ以上のアンテナ素子がアップリンク信号を受信できない場合、又は、所定の閾値を超える信号を受信できない場合、そのアンテナ素子の値は、ダウンリンクの送信には使用しないようにする。

さらに、例えば、位相比較に加えて、位相の比較結果に基づき、各アンテナ素子において振幅を調整してもよい。なお、上述した処理は、無線伝送リンクにおける両側、すなわち、送信機１と受信機６のいずれにおいても実行することができる。

本発明によれば、受信端末装置又は移動端末装置は、異なるアンテナ素子からの各パスを測定する必要がない。したがって、各チャンネルは、直交信号を必要としない。直交符号化が不要であるため、送信機１側のアンテナ素子数は、使用可能な直交信号の数によっては制限されず、原理的には、送信機１のアンテナ素子数を制限なく多くすることができる。したがって、より急峻なビームを実現する適応アレイアンテナ（ａｄａｐｔｉｖｅａｒｒａｙａｎｔｅｎｎａｓ）を構成することができる。すなわち、本発明によれば、送信側及び受信側の両側において、送信電力を低くすることができるとともに、フェージング及び干渉を低減させることができる。

（発明の効果）
以上のように、本発明に係るダイバーシチ伝送装置は、マルチキャリヤ伝送用に設計され、マルチキャリヤのうちの少なくとも１つのサブキャリヤの位相を、少なくとも１つの他のアンテナ素子における少なくとも１つのサブキャリヤの位相と比較し、位相を調整して送信する。これにより、マルチキャリヤシステムの送信機に適用できるダイバーシチ伝送装置を実現し、望ましくないマルチパス効果を低減することができる。

また、本発明に係るダイバーシチ伝送方法は、アンテナ素子で受信された信号の位相を比較し、比較結果に基づいて、アンテナ素子から送信する信号の位相を調整する。この際に、各アンテナ素子のマルチキャリヤ伝送における少なくとも１つのサブキャリヤの位相を、少なくとも１つの他のアンテナ素子における少なくとも１つのサブキャリヤの位相とを比較し、位相を順次調整して送信する。これにより、望ましくないマルチパス効果を低減することができる。

８高速フーリエ変換器
９マトリックス回路
１０位相比較器
１１位相差調整回路
１２平均値算出回路
１３位相調整回路
１４演算回路
１５復調器

Claims

複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号を他の通信装置に送信するための複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子を用いて送信される前記直交周波数分割多重信号を生成する処理装置と、
を備え、
前記処理装置は、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成する、通信装置。
前記処理装置は、生成する前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、ベースバンドでの処理により調節する、請求項１に記載の通信装置。
前記処理装置は、生成する前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、デジタル処理により調節する、請求項１または２に記載の通信装置。
前記処理装置は、サブキャリアのシンボルベクトルの処理により、サブキャリアを調節する、請求項３に記載の通信装置。
前記処理装置は、アンテナ素子ごとに、複数サブキャリアの位相を調節する１つの位相調整回路を有する、請求項１〜４のいずれか一項に記載の通信装置。
前記処理装置は、前記複数のアンテナ素子の各々から送信するための直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、前記複数のアンテナ素子の各々について得たサブキャリアに関する情報に基づいて調節する、請求項１〜５のいずれか一項に記載の通信装置。
前記サブキャリアに関する情報は、各アンテナ素子による受信信号間の位相比較に基づいて得られる、請求項６に記載の通信装置。
複数のアンテナ素子から他の通信装置に送信するための複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号を生成する処理装置であって、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成する、処理装置。
前記処理装置は、生成する前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、ベースバンドでの処理により調節する、請求項８に記載の処理装置。
前記処理装置は、生成する前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、デジタル処理により調節する、請求項８または９に記載の処理装置。
前記処理装置は、サブキャリアのシンボルベクトルの処理により、サブキャリアを調節する、請求項１０に記載の処理装置。
前記処理装置は、アンテナ素子ごとに、複数サブキャリアの位相を調節する１つの位相調整回路を有する、請求項８〜１１のいずれか一項に記載の処理装置。
前記処理装置は、前記複数のアンテナ素子の各々から送信するための直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、前記複数のアンテナ素子の各々について得たサブキャリアに関する情報に基づいて調節する、請求項８〜１２のいずれか一項に記載の処理装置。
前記サブキャリアに関する情報は、各アンテナ素子による受信信号間の位相比較に基づいて得られる、請求項１３に記載の処理装置。
複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号を生成することと、
生成された前記直交周波数分割多重信号を複数のアンテナ素子を用いて送信することと、
を含み、
前記直交周波数分割多重信号を生成することは、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成することを含む、通信方法。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することは、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、ベースバンドでの処理により調節することを含む、請求項１５に記載の通信方法。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することは、前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、デジタル処理により調節することを含む、請求項１５または１６に記載の通信方法。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することは、サブキャリアのシンボルベクトルの処理によりサブキャリアを調節することを含む、請求項１７に記載の通信方法。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することは、アンテナ素子ごとに１つ設けられた位相調整回路により複数サブキャリアの位相を調節することを含む、請求項１５〜１８のいずれか一項に記載の通信方法。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することは、前記複数のアンテナ素子の各々から送信するための直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、前記複数のアンテナ素子の各々について得たサブキャリアに関する情報に基づいて調節することを含む、請求項１５〜１９のいずれか一項に記載の通信方法。
前記サブキャリアに関する情報は、各アンテナ素子による受信信号間の位相比較に基づいて得られる、請求項２０に記載の通信方法。
直交周波数分割多重信号を受信する通信装置であって、
複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成された前記直交周波数分割多重信号を受信する受信部を備える、通信装置。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアは、ベースバンドでの処理により調節される、請求項２２に記載の通信装置。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアは、デジタル処理により調節される、請求項２２または２３に記載の通信装置。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアは、サブキャリアのシンボルベクトルの処理により調節される、請求項２４に記載の通信装置。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアは、アンテナ素子ごとに１つ設けられた位相調整回路により調節される、請求項２２〜２５のいずれか一項に記載の通信装置。
前記直交周波数分割多重信号のサブキャリアは、直交周波数分割多重信号のサブキャリアを、送信装置側の複数のアンテナ素子の各々について得られたサブキャリアに関する情報に基づいて調節される、請求項２２〜２６のいずれか一項に記載の通信装置。
前記サブキャリアに関する情報は、各アンテナ素子による受信信号間の位相比較に基づいて得られる、請求項２７に記載の通信装置。
複数サブキャリアからなる直交周波数分割多重信号のサブキャリアを調節することによりビーム生成された前記直交周波数分割多重信号を受信することを含む、通信方法。