JP2013132068A - 送信装置、送信方法及びプロセッサ - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＡＰＲ特性を考慮し、かつ、特性劣化を最小限に抑えながらサービスエリアを広くする。
【解決手段】拡散部は、送信データを、離散フーリエ変換を用いて拡散する。選択部は、制御情報に基づいて、拡散部により拡散された拡散信号と拡散部を介さない信号とからいずれか一方を選択する。逆離散フーリエ変換部は、選択部により選択された信号を逆離散フーリエ変換する。送信部は、逆離散フーリエ変換部により変換されることによって生成されたマルチキャリア信号を送信する。制御部は、周波数チャネル毎又は時間チャネル毎に、マルチキャリア信号を送信する際の送信電力を制御する。
【選択図】図１Ｂ

Description

本発明は、送信装置、送信方法及びプロセッサに関する。

近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行われ、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用する１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。

下りリンク（基地局装置から移動局への通信）においては、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに６４ＱＡＭ（64-ary Quadrature Amplitude Modulation：６４値直交振幅変調）やＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相変調）などの変調をかけたＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸で構成されるアクセス単位であるスロットを複数の移動端末装置で分割して通信を行うシステムである。ＯＦＤＭ信号を使用するため、非常にＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなることがある。送信電力増幅機能に比較的余裕のある下りリンクの通信においては、高いピーク電力がそれほど大きな問題とはならないが、送信電力増幅機能に余裕のない上りリンク（移動局から基地局装置への通信）では大きな問題となってしまう。

また、１セル繰り返しで生じる干渉の影響を低減するため、１つのデータを複数のキャリアに分散し（この作業を「拡散」と称する。）、複数のデータを多重して（多重するため直交符号を用いてデータを拡散する）送信するＣＤＭ−ＯＦＤＭ方式が検討されている。ＣＤＭ―ＯＦＤＭ信号を生成する際、直交符号を用いると、理想的には受信機でデータの分離が可能であり、基地局固有のスクランブル符号を使用することで、干渉をも拡散できると言われている。

下記非特許文献1は、ＣＤＭ―ＯＦＤＭ（文献中では「ＯＦＣＤＭ」と記載されている。）について開示されている。非特許文献１によると、孤立セルでは干渉の影響が少ないため、周波数領域での拡散を使用しない方がスループット特性はよく、１周波数繰り返しシステムのような干渉の影響が大きい環境では周波数領域での拡散を行った方が特性がよいとされている。

一方、下記特許文献１では、アクセス方式を切り替える方式が提案されている。ここで示される方式はマルチキャリア方式とシングルキャリア方式を切り替える方式である。この方式は原則として上りリンクを対象としており、高い送信電力が必要な場合は、シングルキャリア方式を、低い送信電力が必要な場合はＯＦＤＭ方式を選択することを想定している。

特開２００７−１５１０５９号公報

IEICE TRANS. COMMUN., VOL.E86-B, NO.1 JANUARY 2003 "Variable Spreading Factor-Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing (VSF-OFCDM) for Broadband Packet Wireless Access"

上記非特許文献１では、通信環境を考慮してＣＤＭ−ＯＦＤＭシステムにおける拡散率を変える方式が提案されている。しかしながら、信号のＰＡＰＲ特性を考慮していないため、サービスエリアを広げることについては問題が残る。

また、特許文献１では、アクセス方式をシングルキャリア方式とマルチキャリア方式を切り替えることでＰＡＰＲ特性の影響を軽減することが記載されているが、２段階の切り替えであることから、通信特性の変化が大きいという問題点がある。

シングルキャリア通信では、通信帯域が広くなると周波数選択性フェージングの影響を受け特性が劣化する。従って、使用する周波数帯域が広い通信システムでは、特性の劣化が顕著になり、スループットが落ちてしまうといった問題がある。すなわち、セルラシステムにおける下りリンクの通信において、ＰＡＰＲ特性の点からはサービスエリアを広げることは可能であるが、特性劣化の影響が広いエリアにわたるという問題がある。

本発明は、このような問題点を鑑みなされたものであり、ＣＤＭ−ＯＦＤＭ方式おいて、ＰＡＰＲ特性を考慮し、かつ、特性劣化を最小限に抑えながらサービスエリアを広くする技術を提供することを目的とする。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、本発明の一態様は、複数の周波数チャネルを用いてデータを送信する送信装置であって、送信データを、離散フーリエ変換を用いて拡散する拡散部と、制御情報に基づいて、前記拡散部により拡散された拡散信号と前記拡散部を介さない信号とからいずれか一方を選択する選択部と、前記選択部により選択された信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部と、前記逆離散フーリエ変換部により変換されることによって生成されたマルチキャリア信号を送信する送信部と、前記マルチキャリア信号を送信する際の送信電力を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記周波数チャネル毎又は時間チャネル毎に送信電力を制御することを特徴とする送信装置である。
また、本発明の一態様は、複数の周波数チャネルを用いてデータを送信する送信装置における送信方法であって、送信データを、離散フーリエ変換を用いて拡散する拡散過程と、制御情報に基づいて、前記拡散過程で拡散された拡散信号と前記拡散過程を介さない信号とからいずれか一方を選択する選択過程と、前記選択過程で選択された信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換過程と、前記逆離散フーリエ変換過程で変換されることによって生成されたマルチキャリア信号を送信する送信過程と、前記マルチキャリア信号を送信する際の送信電力を制御する制御過程とを少なくとも含み、前記制御過程は、前記周波数チャネル毎又は時間チャネル毎に送信電力を制御することを特徴とする送信方法である。
また、本発明の一態様は、送信データを離散フーリエ変換を用いて拡散する拡散部により拡散された拡散信号と前記拡散部を介さない信号のいずれか一方が、逆離散フーリエ変換されることによって生成されたマルチキャリア信号を送信する際の送信電力を周波数チャネル毎又は時間チャネル毎に制御し、該マルチキャリア信号を送信することを特徴とするプロセッサである。

また、これらの伝送方法や送信装置における各機能をコンピュータなどのマイコンに実行させるためのプログラムも本発明の範疇に入るものであり、このプログラムを実行させるためのマイコンで読みとり可能なプログラムを記憶した記録媒体であっても良い。

高い送信電力が必要な端末に対しては、回転直交符号を用い、高いＳＦで送信することで、信号を歪ませることなく通信ができる。必要となる送信電力に応じてＳＦを変えることにより、通信が広帯域になることによる特性劣化を最小限に抑えながら、より柔軟な通信を実現することができる。

図１Ａは、高出力アンプの入出力電力特性の例を示す図である。 本発明の一実施の形態による通信技術に用いられる送信装置の一例を示す機能ブロック図である。 図１Ｂにおける可変ＳＦ拡散部３の詳細を示す機能ブロック図の一例を示す図である。 図２に示す拡散部の動作例を示す模式図である。 サブキャリア総数が６４の場合におけるＳＦ毎のＰＡＰＲ特性を示す図である。 可変ＳＦ拡散部について、回路規模を削減した構成例を示す図である。 受信機のブロック構成の一例を示す図である。 図６に示す可変ＳＦ逆拡散部６８において、ＩＤＦＴを用いる場合を示す図である。 本発明の第２の実施の形態による送信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 本実施の形態による受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 本実施の形態による送信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 連続したサブキャリアに割り当てる場合と、４サブキャリアずつグルーピングを行う場合のサブキャリア割り当て例について示す図である。 全体のサブキャリア数をこれまでの例と同様に６４とし、使用するサブキャリア数を３２とした場合のグルーピングするサブキャリア数によるＰＡＰＲ特性を示す図である。 本実施の形態による受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 本実施の形態において使用するフレームフォーマットの一例を示す図である。 セルを３つの領域、Ａ、Ｂ、Ｃに分割し、通信を行う場合のセル配置の一例を示す図である。 時間干渉コーディネーションを行う場合の各セクタにおける送信電力の変化を示す図である。 ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの送信機の一構成例を示す機能ブロック図である。 中継を行う場合のフレームフォーマット例を示す図である。

以下の本発明の実施の形態による通信技術は、可変拡散率（以下、拡散率をＳＦ：Spreading Factorと称する。）の符号分割多重（Code Division Multiplexing：CDM）マルチキャリア通信方式として、ＭＣ−ＣＤＭ（Multi-Carrier CDM）を例にして説明する。マルチキャリア方式としては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を例にしているため、本明細書中では、ＣＤＭ−ＯＦＤＭと称する場合もある。ＯＦＤＭ信号のサブキャリア総数を６４として説明する。ＳＦとしては１（通常のＯＦＤＭ）、４、１６、６４が使用可能であるとして説明する。ＳＦとは、１つのデータを送信するに当たり、いくつのサブキャリアを使用するかということを意味する。また、以下に示す実施の形態では、特に限定をしない限りＳＦと同じ数のデータ多重する（ＳＦと同じ数の直交符号を使用する）場合を示す。また、本実施の形態では、特に断りのない限り、一般的に言われる基地局から移動局への通信である下りリンクでの通信をイメージしている。

以下、本発明の第１の実施の形態による通信技術について図面を参照しながら説明を行う。本発明の第１の実施の形態では、ローカルエリアのサービスが前提となる。ローカルエリアのサービスでは、干渉の影響をあまり考慮する必要はない。これは非特許文献１にも干渉の影響は少ないことが記載されており、ＳＦを１、即ち通常のＯＦＤＭ信号を使用することが最も高いスループットを得ることができる方法であると記されている。ＳＦを１に設定できる要因として、基地局では高出力アンプの線形性が高く保てることを前提としており、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：最大瞬時電力対平均電力比）が高いＯＦＤＭ信号を歪みなく送信できると仮定している。アンプによる信号の歪みについて、図１Ａを参照しながら説明を行う。

図１Ａは、高出力アンプの入出力電力特性の例を示す図である。図１Ａにおいて、横軸が入力電力、縦軸が出力電力である。また、図１Ａ中の太い矢印が信号の瞬時入力電力の変化を示している。アンプの線形性が高いとは、図１Ａにおいて、アンプへの入力平均電力をＩ１としたような場合を指す（以後、このような領域を「線形領域」と称する）。すなわち、入力信号のいかなる瞬時入力電力に対しても、一定の利得が得られるという意味である。それに対して、アンプへの入力平均電力をＩ２にしたような場合は、瞬時入力電力変動に対し一定の利得が得られない（瞬時入力電力が高いときには、瞬時入力電力が低いときに比べて利得が少なくなる）。これにより信号が歪んだり、帯域外に信号が漏れこんだりすることが問題となる（以後、このような領域を「非線形領域」と称する）。

これまでは、通信では、非特許文献１に示されるように、基地局では、信号は歪まない、即ち、線形処理であると仮定して議論が行われてきた。しかしながら、１つの基地局あたりのサービスエリアを広くすることを考えると、更に送信電力を上げることが必要であり、アンプの性能改善を図るには限界があるため、非線形領域で動作させることを考慮しなくてはならない。非線形領域での動作を可能にするためには、信号のＰＡＰＲ、すなわち、図１Ａにおける太い矢印の変動範囲を低く抑えることが重要となる。通常のＯＦＤＭ信号方式は、この太い矢印の領域が広い信号を用いており、アンプの非線形動作に弱い方式として知られている。

図１Ｂは、本発明の一実施の形態による通信技術に用いられる送信装置の一例を示す機能ブロック図である。図１Ｂにおいて、符号１はデータの符号化を行う符号化部であり、符号２はＢＰＳＫなどの変調を行う変調部（ここでの変調を1次変調と称する場合がある）である。符号３は制御部１０からの制御情報Ａにより、可変ＳＦにて拡散を行う可変ＳＦ拡散部であるが詳細については後述する。符号４は拡散部の出力に対してＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）を行うＩＤＦＴ部である。もちろん、一般的にはＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）が使用されることが多い。符号５はガードインターバル（Guard Interval：GI）挿入部であり、このＧＩは、ＯＦＤＭ信号ではシンボル間干渉の影響を軽減するため、殆どのシステムで使用されている。符号６はＧＩ挿入部５の出力をシリアルデータ列に変換するパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部である。符号７はディジタルデータをアナログデータに変換するディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部である。符号８はアナログ信号を送信する周波数帯域に変換し、適切な送信電力に制御した後、アンテナから信号を送信するＲＦ部である。このＲＦ部８には出力電力を調整する可変利得アンプ８５と前述の高出力アンプ８６とが含まれる。そして符号１０が制御部であり、可変ＳＦを決定するための制御情報Ａを生成し、可変ＳＦ拡散部３、ＲＦ部８に入力するように構成されている。制御情報Ａにおいては、必要となる送信電力に応じてＳＦを変更する。

図２は、図１Ｂにおける可変ＳＦ拡散部３の詳細を示す機能ブロック図の一例を示す図である。図２において、符号３１から符号３３までは、入力されるデータをシリアルからパラレルに変換する第１から第３までのシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換部）であり、符号３４から符号３６までは、データの拡散を行う第１から第３までの拡散部であり、符号３７、符号３８はデータの結合を行うデータ結合部であり、符号３９は制御信号ＡによりＳＦを選択するデータ選択部である。第１から第３までのＳ／Ｐ変換部３１から３３までは、それぞれレートが異なり、第１のＳ／Ｐ変換部３１では６４のパラレルデータが、第２のＳ／Ｐ変換部３２では１６個、第３のＳ／Ｐ変換部３３では４個のパラレルデータが出力される。第１から第３までの拡散部３４から３６では、それぞれのＳＦに応じて拡散が行われる。第１から第３までのデータ拡散部３４から３６の動作については、拡散部３４を例にして後述する。

ここでは、６４サブキャリアを想定しているため、データ結合部３７・３８では、第２・第３の拡散部３５、３６の出力を複数連結し、６４サブキャリア分のデータを作成する。第２の拡散部３５の出力は１６個であるため、データ結合部３７で４個結合して６４サブキャリアのデータを作成し、第３の拡散部３６の出力は４個であるためデータ結合部３８で１６個のデータを連結し、６４サブキャリアのデータを作成する。また、Ｓ／Ｐ変換部３１の出力がそのまま、データ選択部３９に入力されるケースがあるが、これは、ＳＦが１、即ち通常のＯＦＤＭ信号を生成する場合に相当する。データ選択部３９では、制御信号Ａに応じて、どのデータを使用するかを選択し、出力する。図２において信号の流れを示す矢印に付されている数値（４、１６、６４）は、一度に入出力されるデータ数である。

図３は、図２に示す拡散部の動作例を示す模式図である。入力されるデータＤｋは、Ｄ１からＤ６４までの複素データであり、Ｄｋ＝ａｋ＋ｂｋｊ（ｋはデータ番号）で表される。ここで、ａｋ、ｂｋは1次変調方式により決定される値であり、例えば１次変調方式がＢＰＳＫの場合、ａｋ＝±１であり、ｂｋ＝０となる。また、ｊ×ｊ＝−１である。

本実施の形態では、ＣＤＭに用いる符合に回転直交符号を用いる。符合長Ｌの回転直交号Ｃｍ（ｍは符号の種類を示す添え字であり１からＬまでの自然数）は、Ｃｍ＝（ｅｊ×θ×（ｍ−１）×０、ｅｊ×θ×（ｍ−１）×１、…、ｅｊ×θ×（ｍ−１）×（Ｌ−１））、θ＝２×π／Ｌと表すことができる。

図３には、Ｌ＝６４の場合の回転直交符号が示されている。入力されるＤｋはＣｍを構成する各要素と乗算される。ただし、簡単にするためにｋ＝ｍとなる組を乗算するペアとしている。これにより、Ｄｋが６４個に拡散される。この６４個に拡散された結果をそれぞれの要素ごとに加算し、拡散部の出力とする。この出力される信号をＣＭとした場合、ＣＭ＝（Σｍ（ａｍ＋ｂｍｊ）×ｅｊ×θ×（ｍ−１）×０、Σｍ（ａｍ＋ｂｍｊ）×ｅｊ×θ×（ｍ−１）×１、…、Σｍ（ａｍ＋ｂｍｊ）×ｅｊ×θ×（ｍ−１）×（Ｌ−１））となる。ただし、Σｍはｍに関する加算である。

尚、図３では６４拡散の例を示したが、図２に示される拡散部３５では、Ｌ＝１６とした場合の拡散が、拡散部３６ではＬ＝４とした場合の拡散処理が行われる。そして可変ＳＦ拡散部では制御信号Ａにより選択されたＳＦに基づく信号が選択されることになる。
回転直交符号を拡散に用いるメリットを示すために、図４にサブキャリア総数が６４の場合におけるＳＦ毎のＰＡＰＲ特性を示す。図４において、横軸はＰＡＰＲ（ｄＢ）、縦軸は信号が横軸のＰＡＰＲ以上となる確率（％）である。但し、このデータは、信号の一部のパターンをシミュレーションにより算出した値である。また、ＣＤＭ−ＯＦＤＭの前に付されている数値がＳＦを示し、図中の四角のプロット点で示される特性がＳＦ１（通常のＯＦＤＭ）のＰＡＰＲ特性、三角がＳＦ４、丸がＳＦ１６、×がＳＦ６４の特性である。

図４に示すグラフからわかるように、ＳＦが大きくなるに従って、ＰＡＰＲ特性が改善される。例えば、ＰＡＰＲ特性が１％を基準として（グラフの縦軸が１のところ）、高出力アンプへの入力電力を設定すると考えた場合、通常のＯＦＤＭ信号に対し、ＳＦが４の場合０．３ｄＢ程度、１６の場合１．３ｄＢ程度、６４の場合３ｄＢ程度の余裕が生まれることになる。即ち、同じ高出力アンプを使用した場合、ＳＦが４の場合平均入力電力を０．３ｄＢ、１６の場合１．３ｄＢ、６４の場合３ｄＢ上げることができるので、それに応じて出力電力も高くできるようになる。

更に具体的に示すと、通常のＯＦＤＭ信号送信時の高出力アンプへの入力平均電力限界(それ以上の入力平均電力を入力すると、非線形歪みの影響を無視できなくなる電力)をＩｉｎとした場合、ＳＦ４の場合は（Ｉｉｎ＋０．３）ｄＢ、ＳＦ１６の場合は（Ｉｉｎ＋１．３）ｄＢ、ＳＦ６４の場合は（Ｉｉｎ＋３）ｄＢまで、入力平均電力限界を大きくすることができる。

以上に説明したように、ローカルエリアでの通信を考慮し、サービスエリアを広げることを考慮すると、高い送信電力が必要な端末に対しては、回転直交符号を用い、高いＳＦで送信することで、信号を歪ませることなく通信ができるようになる。また、ＰＡＰＲ特性はＳＦに依存するため、必要となる送信電力に応じてＳＦを変えることにより、通信が広帯域になることによる特性劣化を最小限に抑えながら、より柔軟な通信を実現することができる。

図５は、可変ＳＦ拡散部について、回路規模を削減した構成例を示す図である。これは、拡散をＤＦＴにより構成する方法であり、数個のバタフライ演算器とメモリとで構成することができる。ＤＦＴは高速演算処理が可能であり、かつ、先に示した構成より、回路を簡略化できる。図５では、時間間引き法について書いているが、周波数間引き法でも実現可能である。

図５においては、バタフライ演算器としては基数が４の場合を示している。図中には、以降の説明をわかりやすくするために、１６×３（ステージ）＝４８個のバタフライ演算器（ＤＦＴ４で表す）が必要であるように書かれているが、これらは全く同じ構成であるため、バタフライ演算器は少なくとも１つあれば実現することができる。ＤＦＴ処理では、基数に応じた処理ステージという概念があり、６４（ＤＦＴポイント数）＝４（基数）３と表されることから、本実施の形態では、処理が３ステージあるということになる。
基数４のバタフライ演算は、入力をＸ１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４、出力をＹ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４とした場合、式（１）で表される。

ｊは複素数を示している。図５中のＤＦＴ４は全て（１）式で示される演算処理である。また、ＤＦＴ４間のデータの流れを示す矢印上にＷａと書かれている信号がある。このＷａは、ひねり因子と呼ばれる数値であり、各矢印上を流れるデータに乗ぜられる。本実施の形態では、ＤＦＴのポイント数が６４であるため、ひねり因子は（２）式で定義される。

図５に示す可変ＳＦ拡散部は、Ｓ／Ｐ変換部３１と、データ並び替え部５０、データ選択部３９およびバタフライ演算部（ＤＦＴ４）で構成される。ここで、図２に示す機能ブロック図と同じ機能を有するブロックに対しては、同じ符号を付している。

図５に示す可変ＳＦ拡散部に入力されたデータに対してＳ／Ｐ変換が施される。ここでは、最大サブキャリア数と同じ６４のパラレルデータを生成する例が示されている。このＳ／Ｐ出力がデータ選択部６４に入力されるが、これを選択することはＳＦ１を選択する場合、即ち、ＯＦＤＭ方式を選択することを意味する。

次に、このパラレルに変換されたデータに対して並び替え処理が行われる。この際、制御信号Ａに示されるＳＦに応じて並び替えが行われる。図５では、ＳＦとして６４を選択した場合の並び替え処理の結果が示されている。ＳＦが１６のときは、並び替えされる出力は（Ｄ１、Ｄ５、Ｄ９、Ｄ１３、Ｄ２、Ｄ６、…）となり、ＳＦが４のときは、並び替えされる出力は（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６…）となる。

ここで示した順序で入力すると、データの並び順がきれいになる。ＳＦ１６の場合、最初の１６サブキャリアでＤ１からＤ１６に対して拡散が行われ、次の１６サブキャリアでＤ１７からＤ３２に対して拡散が行われ、以降、データの添え字の順に従って拡散される。ＳＦ４の場合も同様である。このデータ順を必要としない場合は、送受信機間で既知であれば、並び替えについては、必ずしも必要ではない。

ＳＦが６４の場合は全てのステージの処理を行い、データ選択部６４でステージ３の出力が選択される。ＳＦとして１６が選択された場合は、データ選択部６４ではステージ２の出力が選択される。ＳＦが４の場合はデータ選択部６４ではステージ１の出力が選択される。

このように、１つのＤＦＴにおけるステージの出力を選択することで、回転直交符号を用いた可変ＳＦのＣＤＭ信号を生成することが可能となる。

次に、受信機の構成例について示す。ただし、可変ＳＦ逆拡散処理としては、図５に示したＤＦＴに対応するＩＤＦＴを使用する場合について示す。図６は受信機のブロック構成の一例を示す図である。図６において、符号６１は受信した信号をディジタル信号に変換できる周波数帯域まで変換する機能を有するＲＦ部であり、符号６２はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部、符号６３はＯＦＤＭ信号に対してシンボル同期を取り送信側で付加されるＧＩを除去するシンボル同期部、符号６４はシンボル同期が取られた信号をＤＦＴの入力ポイント数にあわせるためシリアルパラレル変換を行うＳ／Ｐ変換部（本実施形態では６４ポイントに変換）、符号６５はＤＦＴ処理を行うＤＦＴ部である。もちろん、一般的にはＦＦＴ（Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）が使用されることが多い。ＤＦＴされた信号のうち、伝搬路推定に使用される信号は伝搬路推定部６６に入力され伝搬路推定処理が行われる。データ用の信号は伝搬路補正部６７に入力され、伝搬路推定信号を基準に伝搬路補正を行う。この際、ノイズ強調が行われにくい処理をすることが好ましい。

伝搬路補正が施された信号は可変ＳＦ逆拡散部６８に入力され可変ＳＦ逆拡散処理が施される。この可変ＳＦ逆拡散部６８には、制御部７４からＳＦに関する制御情報Ａ’が入力され、ＳＦに基づいて可変ＳＦ逆拡散処理が行われる。逆拡散処理について、詳しくは後述する。可変ＳＦ逆拡散された信号はパラレルシリアル変換部６９においてシリアルデータに変換される。そして、復調部７０において、送信装置で施された１次変調に対する復調が行われ、復号部７１に入力される。復号部７１では、送信装置で施された符号化に対する処理が行われ、送信データを得ることができる。また、制御部７４はＳＦの情報を通知する機能を有し、ＳＦはデータを復調する段階では既知であるとする。

図７は、図６に示す可変ＳＦ逆拡散部６８において、ＩＤＦＴを用いる場合を示す図である。これは、拡散処理と同様にＩＤＦＴにより構成する方法であり、ＩＤＦＴを数個のバタフライ演算器とメモリとで構成することが出来る。ＩＤＦＴは高速演算処理が可能であるため、従来の逆拡散処理に対して、回路を簡略化できる。図７では、周波数間引き法を例にして示しているが、時間間引き法でも実現可能である。

図７において、バタフライ演算器としては、基数が４の場合を示している。図７中においては、以降の説明をわかりやすくするために、１ステージ１６個ずつ、すなわち、１６×３（ステージ）＝４８個のバタフライ演算器（図７ではＩＤＦＴ４と記載している。）が設けられているが、これらのバタフライ演算器は全く同じ構成であるため、少なくとも１つあれば実現することができる。

基数４のバタフライ演算は出力をＸ１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４、入力をＹ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４とした場合、式（３）で表される。

上記の（３）式は、（１）式を、Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４について解いたものである。図７中のＩＤＦＴ４は、全て（３）式で示される演算である。また、ＩＤＦＴ４間のデータの流れを示す矢印上にＷａ（ａは数字）と書かれている信号がある。このＷａは、ひねり因子と呼ばれる数値であり、各矢印上を流れるデータに乗ぜられる。本実施の形態では、ＩＤＦＴのポイント数が６４であるため、ひねり因子は（４）式で定義される。

図７に示す可変ＳＦ逆拡散部６８は、データ並び替え部８０、データ選択部７９およびバタフライ演算部（ＩＤＦＴ４）で構成される。

図７に示す可変ＳＦ逆拡散部６８に入力されたデータが、データ選択部７９に入力されるが、これを選択することは、ＳＦ１を選択する場合、即ち、ＯＦＤＭ方式を選択することを意味する。次に、ステージ１のＩＤＦＴ処理が行われる。この出力は、ＳＦが４の場合の出力、即ち、逆拡散値に相当する。同様に、ステージ２の出力がＳＦ１６、ステージ３の出力がＳＦ６４の逆拡散値に相当する。データ並び替え部８０では、データの並び替えを行う。受信データをＲｋとすると、ステージ１では出力データが、上からの順（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５…）で出力され、ステージ２では（Ｒ１、Ｒ５、Ｒ９、Ｒ１３、Ｒ２、Ｒ６…）の順で出力され、ステージ３では図でも示すように（Ｒ１、Ｒ１７、Ｒ３３、Ｒ４９、Ｒ２、Ｒ１８…）の順で出力されるため、ＳＦに応じて並びかえる必要があるからである。送信装置でも、同じデータ位置関係になるように並び替えが行われていることを前提としている。

このような可変逆拡散装置を有する受信機構成とすることで、ＳＦ（拡散率）に応じた逆拡散処理が容易にできるという利点がある。

本実施の形態では、下りリンクを想定しており、ＯＦＤＭ方式とシングルキャリア方式との間に、いくつかのステップがあることが特徴の１つである。そして、ＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）とＳＦ（拡散率）との関係より、上記ステップを実現しうる回路構成例を記載している。

次に、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しながら説明を行う。上記第１の実施の形態では、干渉を考慮する必要がないローカルエリアでのサービスを前提としていた。一方、本実施の形態では、今後、公衆網の通信に用いられる１周波数繰り返しシステムを想定している。１周波数システムでは、セルを構成する基地局が、全て同じ周波数帯域を用いて通信を行うシステムであり、そのため、セルエッジでの通信品質の確保が重要な課題となっている。

上記非特許文献１においては、セルラシステムでは拡散を行い、スクランブル符号を乗じることで、他セルからの影響を軽減する方法が示されている。拡散、スクランブル処理はＯＦＤＭ信号の周波数領域で行われている。先に説明したように、非特許文献１においては、ＰＡＰＲについて考慮していない。しかしながら、データ効率＝（多重数／ＳＦ）を０．２５程度に設定し、スクランブル処理を用いることで、受信機において逆拡散処理により干渉を拡散できるため通信効率が上がることが示されている。

本発明の第１の実施の形態では、周波数領域で拡散は行っているものの、データ効率を１にしているため、干渉信号が同じような信号形態である場合に影響を拡散することができず、通信品質の劣化の要因となる。これは、干渉の影響を与えるセル全てが同じ拡散符号を使用しているため、相関が大きくなってしまうからである。干渉のみを考慮すると非特許文献１でも示されるようにスクランブル符号を乗じる方法があるが、これでは信号のＰＡＰＲ特性が大きく劣化してしまう。本実施の形態では、ＰＡＰＲ特性を劣化させることなく、干渉の影響を軽減する送受信装置の構成について説明する。

図８は、本発明の第２の実施の形態による送信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図１に示した機能ブロックと同じ機能を有するブロックには、同じ番号を付している。図８に示す送信装置では、図１Ｂに対して、繰り返し部１１とスクランブル部１２とが加えられている。また、制御部１０からは制御情報Ｂが繰り返し部１１に入力される。繰り返し部１１では、入力される信号を、制御信号Ｂで指定される回数繰り返す機能を有する。また、スクランブル部１２では、入力されるデータをランダムな符号でスクランブルする機能を有する。このスクランブル機能は、簡単には入力される信号に対しランダムに±１を乗ずることで実現できる。スクランブルするためのランダム信号は、様々なパターンが考えられるが、隣接する基地局で相関がないものが好ましい。また、定常的な誤りを回避するには、パケットやフレーム単位で変更することが好ましい。

このデータ繰り返し部１１とスクランブル部１２により、受信機において干渉を拡散することができる。また、繰り返し回数を多くすることで干渉への耐性が向上する。このデータ繰り返し処理とスクランブル処理とは、１次変調のデータパターンを本質的に変えるものではない。従って、ＰＡＰＲ特性は、制御情報Ａで指定されるＳＦに依存した特性となり、ＳＦを６４とすれば、ＰＡＰＲ特性が良い状態（図４における６４ＣＤＭ−ＯＦＤＭの特性）を維持できる。

また、このデータ繰り返し部１１で、多重することもできる。例えば、先の例では、指定される回数だけ単純に繰り返す場合を示したが、奇数番目のデータを偶数番目のデータと異なる直交符号を乗じて加算してから、スクランブルをかける方法である。このような方法によれば、ＰＡＰＲ特性は若干劣化するものの、繰り返しによるデータレートの損失をある程度防ぐことが可能になるという利点がある。

図９は、本実施の形態による受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図６に示したブロックと同じ機能を有するブロックには同じ番号を付している。図６に対して、デスクランブル部７５と加算部７６とが加えられている。また、制御部７４からは制御情報Ｂ’が加算部７６に入力される。デスクランブル部７５は、入力されるデータをランダムな符号でデスクランブルする機能を有する。このランダムな符号は通信相手が使用しているランダムな符号で除算することで実現できる。加算部７６では制御情報Ｂ’に基づいて、データの加算を行う。この加算するデータ数は送信側で用いた繰り返し回数と同じである。

この受信機でのデスクランブルと加算とにより干渉を拡散することができ、セルエッジのような干渉が大きな領域においても高精度の通信が可能となるという利点がある。

尚、図８、図９では、干渉が大きな領域であることを前提に説明したが、セルの中央など干渉があまりない領域では、送信側における繰り返し、スクランブル、受信側におけるデスクランブル、加算処理を行わなければ、第１の実施の形態で示した構成となり、その効果を得ることができる。実際には繰り返し数を１とすれば問題なく、スクランブルの有無は大きく影響しない。

次に、周波数領域の処理により、干渉を回避する方法について示す。先の例では、時間領域のデータ（変調部２の出力）を繰り返すことにより干渉を拡散したが、以下に示す例では、使用するサブキャリア数を低減し、異なる位置のサブキャリアを使用することで干渉を低減する。

図１０は、本実施の形態による送信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図１Ｂに示した機能ブロック図と同じ機能を有するブロックについては、同じ番号を付している。図１Ｂに対して、０挿入部１３とサブキャリア割り当て部１４とが加えられている。また、制御部１０からは制御情報Ｃが０挿入部１３に、制御情報Ｄがサブキャリア割り当て部１４に入力されるように構成されている。

以下、使用するサブキャリア数を低減する場合の信号の流れについて説明する。０挿入部１３では、使用するサブキャリア数の減少数に応じて０を挿入する。例えば、本実施の形態では、６４サブキャリアを前提として説明しているが、１６サブキャリアを使用する場合は、１６個のデータが変調部２から入力された後、０挿入部１３において４８個の０データを挿入する。

使用するサブキャリア数に応じて、制御信号Ａも変更する。使用するサブキャリア数が１６の場合、制御信号ＡはＳＦ１６を設定する（使用するサブキャリア数とＳＦを同一にする）。このような信号処理をすることで、可変ＳＦ拡散部３の出力はデータが１６個続いた後、０が４８個続いて出力される。

本実施の形態では、使用するサブキャリア数を低減しているため、全てのサブキャリアを使用する場合と帯域全体での電力を同一にすると、サブキャリア当たりの送信電力を大きくできるため、干渉の影響を低減することが可能になる。

この場合、サブキャリア割り当て部１４では、できるだけ干渉の低い連続する１６サブキャリアを選択して、可変ＳＦ拡散部３の出力を割り当てると、より特性を改善することができる。この割り当ては、制御部１０からの制御情報Ｄとして、サブキャリア割り当て部１４に入力されるように構成されている。

使用するサブキャリア数を低減し、干渉の低いサブキャリアを選択することで、干渉の影響を低減させることは可能であるが、他のセルと拡散に使用している符号が同一である状態には変化がないため、干渉に相関が残ることに変わりはない。そこで、他のセルからの干渉の相関を更に低減する方法について以下に示す。

０挿入を行うところまでは、先の例と同様である。サブキャリア割り当て部１４では、入力される０以外のデータに対してグルーピングを行う。例えば、先の例では、入力される１６のデータが信号を有するので、１６のデータを４データずつ４グループに分割する。そして、その４グループ毎に品質のよいサブキャリアを選択し、割り当てる。このような割り当てを行うことで、よい品質のよいサブキャリアを選択できる可能性が高くなり、他のセルからの干渉の相関を低くすることが可能になる。これは、受信機で逆拡散処理を行う際、データの並び替えを行うため、他のセルで使用された回転直交符号との相関が低くなるためである。

図１１に、連続したサブキャリアに割り当てる場合と、４サブキャリアずつグルーピングを行う場合のサブキャリア割り当て例について示す。図１１では、横軸が周波数であり、四角の１つが１本のサブキャリアを示している。網掛けを付された四角が実際に信号電力を有するサブキャリアであり、白い四角が信号電力の割り当てが行われないサブキャリアである。

図１１（ａ）は、可変ＳＦ拡散部３からの出力であってサブキャリア割り当て部１４への入力を示している。可変ＳＦ拡散部３の制御により、周波数領域では低域に信号電力が集中している（ハッチの施されている領域）。サブキャリア割り当て部１４では、制御部１０からの制御情報Ｄに従って割り当てを行う。全てが連続するサブキャリアに割り当てた場合が図１１（ｂ）であり、４サブキャリアずつグルーピングして割り当てた例が図１１（ｃ）である。

グルーピングするサブキャリア数を少なくすることで、品質のよいサブキャリアを選択できる可能性は高くなり、さらに、干渉の影響を軽減する効力も大きくなるが、ＰＡＰＲ特性の劣化が大きくなる懸念がある。

図１２は、全体のサブキャリア数をこれまでの例と同様に６４とし、使用するサブキャリア数を３２とした場合のグルーピングするサブキャリア数によるＰＡＰＲ特性を示す図である。縦軸、横軸は図４と同じである。図１２中のＳ１の“１”は、グルーピングするサブキャリア数を示している。“１”であれば、グルーピングしないことになる。ＯＦＤＭは３２サブキャリアのＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ特性、３２ＣＤＭ−ＯＦＤＭは３２サブキャリアを連続して配置した場合の特性である。このようにグルーピングすることによりＰＡＰＲ特性は劣化しているが、グルーピングするサブキャリア数が４の場合（Ｓ４）、ＰＡＰＲ特性が１％で比較しても（グラフの縦軸が１のところで比較する）、その劣化量は１．５ｄＢ程度と小さいので、電力削減の効果があるため、セルエッジへの通信に十分使用できることがわかる。

図１３は、本実施の形態による受信装置の一構成例を示す機能ブロック図である。図９に示したブロックと同じ機能を有するブロックについては、同じ番号を付している。図９に対して、抽出部７７と０削除部７８とが加えられている。また、制御部７４からは制御情報Ｃ’が０削除部７８に、制御情報Ｄ’が抽出部７７に入力される。

以下、使用したサブキャリア数が低減されている場合の信号の流れについて説明する。

抽出部７７では、制御情報Ｄ’に従って、送信装置で電力が割り当てられたサブキャリアを抽出する。図１１（ｂ）あるいは図１１（ｃ）で示す網掛けのサブキャリアの信号を抽出することを意味する。さらに、抽出部７７では、抽出した信号がＩＤＦＴの入力の低域に集まるように、ＩＤＦＴ部（可変ＳＦ逆拡散部）６８に入力する機能を有する。即ち、図１１（ａ）に示すように信号を入力することを意味する。可変ＳＦ逆拡散部６８では、使用されているサブキャリア数に応じてＳＦを設定する。その後、０削除部７８において、関係のないデータを削除する。これらは、送信装置の逆の機能を有することになる。

以上に説明したように、本実施の形態によれば、受信機で信号の割り当てられたサブキャリアを再配置することにより、同じ拡散符号を使用することによる干渉の相関を低くすることができる。従って、セルエッジのような干渉が大きな領域においても高精度の通信が可能となるという利点がある。

次に、本発明の第３の実施の形態による通信技術について図面を参照しながら説明を行う。本発明の第３の実施の形態は、第１の実施の形態又は第２の実施の形態で示したＣＤＭ−ＯＦＤＭ信号をＯＦＤＭＡシステムに適応する場合の例である。第１及び第２の実施の形態では、サブキャリア数が６４のＯＦＤＭシステムについて示したが、本実施の形態では、このＯＦＤＭシステムを１つの周波数サブチャネルとみなし、ＯＦＤＭＡシステムを形成する。本明細書ではこのようなシステムをＣＤＭ−ＯＦＤＭＡシステムと呼ぶ。サブチャネル数は１２の場合を示し、その場合、サブキャリアの総数は、６４×１２＝７６８となる。

図１４は、本実施の形態において使用するフレームフォーマットの一例を示す図である。図１４において、縦軸が周波数、横軸が時間である。周波数軸にはＦ１からＦ１２までの周波数サブチャネルがあり、時間軸にはＴ１からＴ９までの時間サブチャネルがある。各サブチャネル間には空白が示されているが、実際に使用しないサブキャリアや時間が必要という意味ではない。図１４では、１２個の周波数サブチャネルＦ１からＦ１２までと、９個の時間サブチャネルＴ１からＴ９までで１フレームとなり、これを繰り返すことで、基地局と端末局とが通信することになる。周波数サブチャネルと時間サブチャネルとで構成される単位をスロットと称すると、通信を行う際にはスロットが割り当てられ、そのスロットで基地局と端末局とが通信することになる。また、Ｔ１とＦ１からＦ１２までで構成される時間サブチャネル（図１４中の斜線で示されるスロット）は、制御情報としてフレームの構成などに関する情報が送信され、セル全体にデータを送信する必要があるフレームである。

図１５は、セルを３つの領域、Ａ、Ｂ、Ｃに分割し、通信を行う場合のセル配置の一例を示す図である。このようにセルを分割した領域Ａ〜Ｃをセクタと称するが、全てのセクタは、同じ周波数を使用している。但し、図１５においては、隣接するセクタ間では、同じ領域指定がされないように配置している。この状態で干渉を考慮すると、ある記号で示される領域には、その記号を除く領域の信号が最も大きな影響を及ぼすことになる。即ち、セクタＡに対しては、セクタＢ、セクタＣの影響が最も大きくなる。

このようなセル構成では、例えばセクタＡにおいて、セルエッジの端末と通信しようとした場合、セクタＢ、Ｃの信号電力、即ち干渉電力が小さいことが好ましい。このような状態が形成できるように信号を配置すれば、干渉を削減することができる。以降、各セクタあるいはセルが他のセルあるいはセクタの送信電力を考慮して、互いの干渉電力ができる限り少なくなるようにする方法を干渉コーディネーションと称する。

図１６は、時間干渉コーディネーションを行う場合の各セクタにおける送信電力の変化を示す図である。図１４に示すフレーム構成を前提としているため、データ通信に使用できる時間サブチャネルはＴ２からＴ９までの８個の時間サブチャネルである。図１６では、各セクタにおいて、最大送信電力の時間サブチャネルを２個、最小送信電力のそれを４個、その間の送信電力を２個とし、他のセクタにおいて最大送信電力でデータの送信が行われているときは、送信電力を最小にするように制御される例である。このように、干渉コーディネーションを行うことにより、各セクタ間における干渉を軽減することができる。また、干渉コーディネーションを行うには、周波数サブチャネルを使用する方法もある。しかしながら、本実施の形態では、直交符号に回転直交符号を用い、ＣＤＭ−ＯＦＤＭシステムにおいてＰＡＰＲを削減することを考慮しているため、干渉コーディネーションは時間サブチャネルを用いて行うことが望ましい。

図１６において、最大送信電力でデータを送信する時間サブチャネル（例えば、セクタＡにおけるＴ２、Ｔ３）では、全周波数サブチャネルにおいて、ＳＦを６４に設定する。これにより、ＰＡＰＲ劣化を抑えることができる。これは、実施形態１で示したように、ＣＤＭ−ＯＦＤＭ信号においてＳＦが６４の場合、ＰＡＰＲ特性が優れていることに起因している。通常、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ特性はサブキャリア数が多くなるに従い劣化する。従って、ここで示したように、時間サブチャネルで干渉コーディネーションを行い、各周波数サブチャネルが同一のＳＦで拡散することでＰＡＰＲの劣化を抑えることが可能となる。

尚、図１６において、中間の送信電力でデータを送信する時間サブチャネルではＳＦを１６に設定し、最小の送信電力の時間サブチャネルではＳＦを１に設定することになる。Ｔ１フレームであるが、先述のように制御情報は全ての端末が受信することを前提としている。従って、送信電力を低くすることは好ましくない。また、セクタ間ハンドオーバを考慮すると、干渉コーディネーションの対象時間サブチャネルすることは、好ましくない（各セクタで時間サブチャネルの位置を変えたくない）。従って、第２の実施の形態で示したように、使用するサブキャリアを削減し、使用するサブキャリアの配置により干渉を拡散する方法をとることになる。

次に、本発明の第４の実施の形態による通信技術について図面を参照しながら説明を行う。第１の実施の形態で示したＤＦＴを用いる回路構成は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ（DFT-spread-OFDM）通信方式とほぼ同じ構成になる。図１７は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの送信機の一構成例を示す機能ブロック図である。図２の送信機と同じ機能を有するブロックには同じ番号を付している。図１７において、符号８０は時間―周波数変換を行うＤＦＴ部であり、符号８１はサブキャリアを選択し、割り当てを行うサブキャリア割り当て部である。このＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭという通信方式は、シングルキャリアの変調方式としてＰＡＰＲ特性が良く、上りリンクの通信方式に使用することが提案されている。この構成からわかるように、第１の実施の形態で示した回転直交符号を用いるＣＤＭ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ＳＦをサブキャリア数と同一とした場合と同じ構成になる。但し、上りリンクを想定しているため、他の端末とＦＤＭ（Frequency Division Multiplexing）により多重化することを想定している。従って、サブキャリア割り当て部８１により、送信に使用するサブキャリアを選択するブロックが挿入されている。

従って、第１の実施の形態で示した受信装置は、タイミングなどの制約が合えば、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ通信方式により生成された信号を復調することが可能となる。従って、第１の実施の形態で示した送信方式（回転直交符号を用いたＣＤＭ−ＯＦＤＭ）を下りリンク使用するシステムにおいて、上りリンクの通信方式をＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ方式にすると、基地局に接続可能な端末は、端末間での通信を行うことも可能となることを意味し、移動端末による再送を容易に実現できることになる。

具体的な例として、基地局と端末局Ｂの下りリンクの通信について、端末Ａが中継を行う例を、第３の実施の形態で示したＯＦＤＭＡシステムを前提に示す。図１８は、中継を行う場合のフレームフォーマット例を示す図であり、Ｔ３におけるＦ１からＦ３までのスロット（網掛けで示すスロット）が基地局から端末Ａへの通信に割り当てられたスロットであり、Ｆ１のＴ７からＴ９までのスロット（灰色で塗りつぶしたスロット）が端末Ａから端末Ｂへの通信に割り当てられたスロットであるとする。この際、Ｆ１のＴ７からＴ９までのスロットでは、基地局は送信を行わないものとする。

基地局から端末Ａには、端末Ｂに宛てられたデータが送信されるが、この際、最適なＳＦは特になく、端末Ａが受信できる方式であればよい。ただし、同じフレームで再送を完結するには、フレームの早い段階（時間サブチャネル番号の少ない段階）でデータを送信し終えることが好ましい。従って、本実施の形態では、上記のように、Ｔ３において、複数のサブチャネルを使用して送信を完結している。端末Ａはこの受信したデータを復調し、上りリンクの通信方式、即ちＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ（図１７に示す送信機）を用いて端末Ｂに対しデータを送信する。一般的に、端末で使用される高出力アンプは、基地局のアンプと比較して性能的に劣ることが多い。そこで、出来るだけＰＡＰＲ特性の劣化を抑えるために、使用するサブキャリア数を少なくすることが好ましい。そこで、本実施の形態では、下りリンクの１サブチャネルにあたるサブキャリア（６４サブキャリア）を使用して、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号を送信することとした。

従って、基地局はＦ１のＴ７からＴ９までのスロットを端末Ａから端末Ｂへの通信に割り当てている。端末Ｂでは、下りリンクの受信方式においてＳＦを６４と設定してデータの復調を行う。ただし、上りと下りがＦＤＤ（Frequency Division Duplex）の場合は、端末Ａから端末Ｂへの通信の際、ＲＦ周波数を下りリンクの周波数に変更する必要がある。

このように、セルラシステムなどにおいて、片側の通信方式に回転直交符号を用いるＣＤＭ−ＯＦＤＭ方式を用い、もう片側の通信方式にＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ方式を用いることで、他に復調回路などを用意しなくても、端末による再送が可能になる。

本発明は、通信装置に利用可能である。

１…符号化部、２…変調部、３…可変ＳＦ拡散部で、４…ＩＤＦＴ部、５…ガードインターバル（Guard Interval：GI）挿入部、６…パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部、７…ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部、８…ＲＦ部、１０…制御部、８５…可変利得アンプ、８６…高出力アンプ。

Claims (11)

1. 複数の周波数チャネルを用いてデータを送信する送信装置であって、
   送信データを、離散フーリエ変換を用いて拡散する拡散部と、
   制御情報に基づいて、前記拡散部により拡散された拡散信号と前記拡散部を介さない信号とからいずれか一方を選択する選択部と、
   前記選択部により選択された信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部と、
   前記逆離散フーリエ変換部により変換されることによって生成されたマルチキャリア信号を送信する送信部と、
   前記マルチキャリア信号を送信する際の送信電力を制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記周波数チャネル毎又は時間チャネル毎に送信電力を制御することを特徴とする送信装置。
2. 前記送信部は、前記マルチキャリア信号を、前記周波数チャネル毎に送信相手である受信装置に送信することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記選択部により選択された信号を、サブキャリアに割り当てるサブキャリア割当部を備え、
   前記選択部が前記拡散信号を選択する場合、
   前記サブキャリア割当部は、２つ以上のグループに分割された前記拡散信号を、該グループ毎に異なるサブキャリアに割り当てるか、前記拡散信号を連続するサブキャリアに割り当てるかを切り換え、
   前記逆離散フーリエ変換部は、前記サブキャリア割当部により前記サブキャリアに割り当てられた信号を逆離散フーリエ変換することで、前記マルチキャリア信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載の送信装置。
4. 前記周波数チャネル毎に、前記拡散部、前記選択部、前記逆離散フーリエ変換部、前記送信部及び前記制御部を備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の送信装置。
5. 前記送信部は、前記マルチキャリア信号を、前記各周波数チャネルから同時に送信することを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の送信装置。
6. 複数の周波数チャネルを用いてデータを送信する送信装置における送信方法であって、
   送信データを、離散フーリエ変換を用いて拡散する拡散過程と、
   制御情報に基づいて、前記拡散過程で拡散された拡散信号と前記拡散過程を介さない信号とからいずれか一方を選択する選択過程と、
   前記選択過程で選択された信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換過程と、
   前記逆離散フーリエ変換過程で変換されることによって生成されたマルチキャリア信号を送信する送信過程と、
   前記マルチキャリア信号を送信する際の送信電力を制御する制御過程とを少なくとも含み、
   前記制御過程は、前記周波数チャネル毎又は時間チャネル毎に送信電力を制御することを特徴とする送信方法。
7. 前記送信過程は、前記マルチキャリア信号を、前記周波数チャネル毎に送信することを特徴とする請求項６に記載の送信方法。
8. 前記選択過程で選択された前記マルチキャリア信号を、サブキャリアに割り当てるサブキャリア割当過程を有し、
   前記選択過程で前記拡散信号が選択される場合、
   前記サブキャリア割当過程で、２つ以上のグループに分割された前記拡散信号を、該グループ毎に異なるサブキャリアに割り当てるか、前記拡散信号を連続するサブキャリアに割り当てるかを切り換え、
   前記逆離散フーリエ変換過程で、前記サブキャリア割当過程でサブキャリアに割り当てられた信号を逆離散フーリエ変換することで、前記マルチキャリア信号を生成することを特徴とする請求項６又は７に記載の送信方法。
9. 前記周波数チャネル毎に、前記拡散過程、前記選択過程、前記逆離散フーリエ変換過程、前記送信過程及び前記制御過程を少なくとも含んでいることを特徴とする請求項６から８のいずれか一項に記載の送信方法。
10. 前記送信過程は、前記マルチキャリア信号を、前記各周波数チャネルから同時に送信することを特徴とする請求項６から９のいずれか一項に記載の送信方法。
11. 送信データを離散フーリエ変換を用いて拡散する拡散部により拡散された拡散信号と前記拡散部を介さない信号のいずれか一方が、逆離散フーリエ変換されることによって生成されたマルチキャリア信号を送信する際の送信電力を周波数チャネル毎又は時間チャネル毎に制御し、該マルチキャリア信号を送信することを特徴とするプロセッサ。