CN102685057A - 发送装置及方法、处理器、ofdm发送装置及方法和无线通信系统 - Google Patents

Abstract

根据本发明的发送装置包括：编码部分；调制部分；根据来自控制部分的控制信息使用可变SF执行扩频的可变SF扩频部分；对扩频部分的输出执行IDFT的IDFT部分；GI插入部分；将GI插入部分的输出转换为串行数据序列的并/串转换部分；数字/模拟转换部分；以及在将信号转换至模拟信号后从天线发射信号、并将该信号控制为适当的发送功率的RF部分。所述控制部分被配置为产生用于确定可变SF的控制信息A并将该控制信息A输入至可变SF扩频部分和RF部分。在控制信息A中，SF根据所需发送功率改变。

Description

发送装置及方法、处理器、OFDM发送装置及方法和无线通信系统

本申请是申请人“夏普株式会社”于2008年09月12日提出的申请号为PCT/JP2008/066532、发明名称为“无线通信方法、无线通信系统和无线发送装置”的PCT申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及无线通信方法和无线发送装置，更具体地，涉及用于在正交频分复用(OFDM)和码分复用(CDM)通信中的无线通信方法、无线通信系统和无线发送装置，在所述正交频分复用(OFDM)和码分复用(CDM)通信中，采用使用正交码来发送扩频数据的CDM-OFDM为代表的多载波信号的组合来执行数据通信。

背景技术

近年来，下一代移动通信系统得到了积极地研究，并且已提出各个单独小区使用相同频带的单频率重复蜂窝系统作为用于改进这种系统中的频率利用率的方案。

对于下行链路(即从基站装置到移动台的通信)，正交频分多址(OFDMA)是最有前途的候选方案。OFDMA是通过在多个移动终端装置间分配时隙并使用OFDM信号来进行通信的系统，所述时隙是由时间轴和频率轴构成的访问单元，所述OFDM信号是通过以64元正交幅度调制(64-QAM)或二进制相移键控(BPSK)对信息数据进行调制而产生的。由于其使用OFDM信号，峰均功率比或PAPR可以变得非常高。高的峰值功率在发送功率放大能力具有相对较大的余量的下行链路通信中不会造成太大的问题，但在发送功率放大能力没有余量的上行链路(即从移动台到基站装置的通信)中可能是一个重要的问题。

此外，为了减小单小区重复中存在的干扰效应，对CDM-OFDM方案进行了研究，CDM-OFDM方案将一段数据分布在多个载波上(该处理被称为“扩频”)并发送多段复用后的数据(即使用正交码对数据进行扩频以进行复用)。据说，在CDM-OFDM信号的产生中，正交码的使用使数据能够在接收机上理想地被解复用，特定于基站的扰码的使用还可以对干扰进行扩频。

以下列出的非专利文献1公开了CDM-OFDM(在该文档中被称为“OFCDM”)。根据该文档，在孤立的小区中，由于这样的小区受干扰的影响小，当不使用频域扩频时获得更好的吞吐量特性，反之，在受干扰影响大的环境中，例如在单频率重复系统中，频域扩频导致较好的特性。

同时，以下示出的专利文献1提供了切换接入方法的方案。在该文档中示出的方案在多载波和单载波间切换。该方案基本意在用于上行链路，并且提出在需要高发送功率时选择单载波方案，在需要低发送功率时选择OFDM方案。

非专利文献1：IEICE TRANS.COMMUN.，VOL.E86-B，NO.1JANUARY 2003″Variable spreading-factor-Orthogonal Frequency and CodeDivision Multiplexing(VSF-OFCDM)for Broadband Packet WirelessAccess″

专利文献1：JP专利公开(Kokai)No.2007-151059A

发明内容

本发明所要解决的问题

非专利文献1提出了考虑通信环境改变CDM-OFDM系统中的扩频因子的方案。然而，由于该方案不考虑信号的PAPR特性，因此仍在覆盖区扩展中遗留了问题。

专利文献1描述了通过在单载波和多载波间切换接入方法来减小PAPR特性的效果，但由于该技术使用在两种方法间的切换，因此存在通信特性变化范围大的问题。

在单载波通信中，通信带宽变宽，由于频率选择性衰落效应的缘故，特性恶化。相应地，在使用宽频带的通信系统中，特性恶化显著，吞吐量下降。换言之，在蜂窝系统的下行链路通信中，覆盖区可能就PAPR特性而言得到了扩展，但特性恶化将对大范围区域产生影响。

鉴于这样的问题，提出了本发明，并且本发明的目的在于，提供一种考虑PAPR特性并使特性恶化最小化的扩展CDM-OFDM方案中的覆盖区的技术。

解决问题的技术方案

根据本发明的一方面，提供了一种用于CDM-OFDM发送中的发送装置，在CDM-OFDM发送中采用CDM方案和OFDM方案的组合来发送数据，所述发送装置包括：可变增益放大器，用于调整发送功率；可变扩频因子扩频部分，用于使用旋转正交码，根据扩频因子将发送数据扩频在多个子载波上；以及控制部分，用于控制可变增益放大器的放大因子和可变扩频因子扩频部分的扩频因子。优选地，所述控制部分执行控制，以在放大因子提高时提高扩频因子。提高扩频因子意味着使用更多的子载波来发送一段数据。此处，扩频因子被定义为SF。对于需要高发送功率的终端，可以通过使用旋转正交码并以大SF发送数据，来执行通信而不引起信号失真。

此外，提供了一种用于CDM-OFDMA发送中的发送装置，在CDM-OFDMA发送中采用CDM方案和OFDMA方案的组合来发送数据，所述OFDMA方案包括多个时间/频率子信道，所述发送装置包括：可变增益放大器，用于调整发送功率；可变扩频因子扩频部分，针对每个频率子信道，使用旋转正交码，根据扩频因子将发送数据扩频在多个子载波上；以及控制部分，用于控制可变增益放大器的放大因子和可变扩频因子扩频部分的扩频因子。优选地，所述控制部分执行控制，以在放大因子提高时提高扩频因子。此外，优选地，所述控制部分执行控制，使得在位于相同时间子信道上的频率子信道上使用相同的扩频因子，所述时间子信道是通过将时间划分为多个时间信道而形成的。然而，扩频因子相同不是严格必须的，并且可以将使扩频因子接近于相同扩频因子作为指导，来控制扩频因子。

此外，优选地，所述发送装置包括：数据插入部分，用于根据所用子载波减少的数量，针对未使用的子载波插入零数据；以及子载波分配部分，用于选择传送扩频数据所使用的子载波以及将所述数据分配至所述子载波。通过减少所用子载波并选择具有小干扰的子载波，可以减小干扰效应。此外，可以改变所用子载波的位置。

优选地，所述子载波分配部分针对通过对扩频数据进行划分而形成的组中的每一组来分配子载波。优选地，所述子载波分配部分根据各个单独子载波的质量确定要使用的子载波。通过选择并将质量好的子载波分配至每组，更有可能选择质量好的子载波，并且可以降低来自其他小区的干扰的相关性。

优选地，所述可变扩频因子扩频部分包括离散傅立叶变换处理，并且通过根据扩频因子选择离散傅立叶变换处理级之一的输出，来实现利用可变扩频因子的扩频。

还提供了一种用于数据CDM-OFDM发送中的发送装置，在数据CDM-OFDM发送中采用CDM方案和OFDM方案的组合来发送数据，所述发送装置包括：可变扩频因子扩频部分，用于使用旋转正交码在频域中对数据进行扩频；以及RF部分，用于根据扩频因子改变输出功率。优选地，所述可变扩频因子扩频部分包括离散傅立叶变换处理；以及通过根据扩频因子选择离散傅立叶变换处理级之一的输出，来实现利用可变扩频因子的扩频。

根据本发明的另一方面，提供了一种由基站和连接至所述基站的多个终端装置组成的无线通信系统，其中针对从基站到终端装置的通信，采用根据前述方案中任一项所述的发送装置的发送方法；以及针对从终端装置到基站的通信，采用DFT-s-OFDM通信。优选地，多个终端装置中的第一终端装置具有从基站和不同于第一终端装置的第二终端装置接收数据以及向基站和不同于第一终端装置的第二终端装置发送数据的功能。优选地，连接至基站的多个终端装置中的第一终端装置具有：接收使用旋转正交码从基站发送的数据、以及使用DFT-s-OFDM通信方案将接收到的数据发送至另一终端装置的功能。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于以CDM方案和OFDM方案的组合来发送数据的CDM-OFDM发送方法，包括步骤：使用旋转正交码作为用于CDM方案中的频率扩频的扩频码，以及根据发送功率改变扩频因子。

还提供了一种用于以CDM方案和OFDMA方案的组合来发送数据的CDM-OFDMA发送方法，所述OFDMA方案包括多个时间/频率子信道，所述方法包括步骤：使用旋转正交码作为用于CDM方案中的频率扩频的扩频码，以及根据发送功率改变每个频率子信道的扩频因子。

在该发送方法中，可以采用由特定于上述发送装置的配置中的任一种来实现的方法。

此外，还可以提供一种用于以CDM方案和OFDMA方案的组合来发送数据的CDM-OFDMA发送方法，所述OFDMA方案包括多个时间/频率子信道，所述方法包括以下步骤：使用旋转正交码作为用于CDM方案中的频率扩频的扩频码，并根据每个频率子信道的发送功率设置扩频因子；以及改变所用子载波的数量。或者还可以提供一种用于以CDM方案和OFDM方案的组合来发送数据的CDM-OFDM发送方法，包括：放大步骤，调整发送功率；以及可变扩频因子扩频步骤，用于使用旋转正交码，根据扩频因子将发送数据扩频在多个子载波上，其中在放大步骤中所用的放大因子以及在可变扩频因子扩频步骤中所用的扩频因子是受控制的。或者还可以提供一种用于以CDM方案和OFDMA方案的组合来发送数据的CDM-OFDMA发送方法，所述OFDMA方案包括多个时间/频率子信道，所述方法包括：放大步骤，调整发送功率；以及可变扩频因子扩频步骤，针对每个频率子信道，使用旋转正交码，根据扩频因子将发送数据扩频在多个子载波上，其中在放大步骤中所用的放大因子以及在可变扩频因子扩频步骤中所用的扩频因子是受控制的。

一种使微处理器(如计算机)执行发送方法和/或发送装置的功能的程序也被包含在本发明的范围内，或者还可以想到在其上存储着用于执行该程序的微处理器可读程序的记录介质。

技术效果

对于需要高发送功率的终端，可以使用旋转正交码并以高SF发送数据来执行通信，而不产生信号失真。通过根据所需发送功率改变SF，可以实现更灵活的通信，同时最小化因在宽频带中执行通信而引起的特性恶化。

附图说明

图1A示出了高输出放大器的输入/输出功率特性的示例。

图1B是示出了采用根据本发明实施例的通信技术的发送装置的示例的功能框图。

图2是示出了图1B的可变SF扩频部分3的细节的示例功能框图。

图3是示出了图2所示的扩频部分的示例操作的示意图。

图4示出了当采用总共64个子载波时，针对各种SF的PAPR特性。

图5示出了减小电路规模的可变SF扩频部分的示例配置。

图6示出了接收机的示例模块配置。

图7示出了在图6所示的可变SF解扩部分68中使用IDFT的情形。

图8是示出了根据本发明的第二实施例的发送装置的示例配置的功能框图。

图9是示出了根据本发明的第二实施例的接收装置的示例配置的功能框图。

图10是示出了根据本发明的第二实施例的发送装置的示例配置的功能框图。

图11示出了对连续子载波进行分配以及对4子载波的组进行分配的示例。

图12示出了当如前述实施例一样子载波总数为64并使用32个子载波时，以用于分组的各种子载波数量获得的PAPR特性。

图13是示出了根据第二实施例的接收装置的示例配置的功能框图。

图14示出了用于第二实施例的帧格式的示例。

图15示出了用于通信的小区布局的示例，其中每个小区被划分为三个区域A、B和C。

图16示出了实现了时间干扰协调的各个单独扇区中的发送功率的变化。

图17是示出了DFT-s-OFDM发射机的示例配置的功能框图。

图18示出了当执行中继时使用的帧格式的示例。

符号说明

1...编码部分、2...调制部分、3...可变SF扩频部分、4...IDFT部分、5...保护间隔(GI)插入部分、6...并/串(P/S)转换部分、7...数字/模拟(D/A)转换部分、8...RF部分、10...控制部分、85...可变增益放大器、86...高输出放大器。

具体实施方式

下面将以MC-CDM(多载波CDM)作为具有可变扩频因子(以下将扩频因子称为″SF″)的码分复用(CDM)多载波通信方案的示例，描述根据本发明实施例的通信技术。由于OFDM(正交频分复用)用作多载波方案的示例，此处有时可以将其称为CDM-OFDM。此处的描述假定针对OFDM信号总共存在64个子载波，并且可以使用取值为1(即常规OFDM)、4、16和64的SF。SF指示多少个子载波被用于发送一段数据。此外，除非特别指出，以下描述的实施例示出的是复用与SF相同数量的数据的情形(即，使用与SF相同数量的正交码)。此外，实施例构想了下行链路通信，除非特别指出，下行链路通信一般指从基站到移动台的通信。

下面，将参照附图，描述根据本发明第一实施例的通信技术。本发明的第一实施例以局域内的服务为前提。对于局域内的服务，干扰效应不是一个重要的考虑因素。以上示出的非专利文献1还描述了：在这样的区域内干扰效应很小，并且使用将SF设置为1的OFDM信号(即常规OFDM信号)是获得最高吞吐量的方式。由于允许将SF设置为1，假定可以使基站的高输出放大器保持高度的线性特性并且可以发送具有高PAPR(峰均功率比)的OFDM信号而不引起失真。下面将参照图1A描述由放大器引起的信号失真。

图1A示出了高输出放大器的输入/输出功率特性的示例。在该图中，横轴代表输入功率，纵轴代表输出功率，并且黑体箭头表示信号瞬时输入功率的变化。当例如在图1A中放大器的平均输入功率被设置为I1时，放大器具有高度的线性特性(以下这样的区域将被称为“线性区域”)。换言之，对于输入信号的任意瞬时输入功率，获得恒定的增益。另一方面，当放大器的平均输入功率被设置为I2时，关于瞬时输入功率的变化，无法获得恒定的增益(即瞬时输入功率高时的增益低于瞬时输入功率低时的增益)。这导致了诸如信号失真或信号泄漏至频带外等问题(以下，这样的区域将被称为“非线性区域”)。

对通信的常规讨论假定信号未失真，也就是说，在如非专利文献1所示的基站上，处理是线性的。然而，为了扩展每个基站的覆盖区，需要进一步提高发送功率，并且由于放大器性能改进受限的缘故，必须考虑非线性区中的操作。为了实现非线性区中的操作，将信号PAPR(即图1A中黑体箭头所示的变化)限制为小范围是很重要的。常规OFDM信号方案使用该黑体箭头范围宽的信号，由此可知是不适用于放大器的非线性操作的方案。

图1B是示出了采用根据本发明实施例的通信技术的发送装置的示例的功能框图。在该图中，参考数字1表示用于对数据进行编码的编码部分，2表示用于执行调制的调制部分，如BPSK(在该部分中执行的调制有时可以被称为“主调制”)。参考数字3表示用于基于来自控制部分10的控制信息A以可变SF执行扩频的可变SF扩频部分。稍后将更加详细地描述可变SF扩频部分。参考数字4表示用于对扩频部分的输出执行离散傅立叶逆变换(IDFT)的IDFT部分。不用说，通常使用快速傅立叶逆变换(IFFT)。参考数字5表示保护间隔(GI)插入部分。在大多数现有系统中将GI用于OFDM信号，以减小符号间干扰的效应。参考数字6表示用于将GI插入部分5的输出转换为串行数据序列的并/串(P/S)转换部分。参考数字7表示用于将数字数据转换为模拟数据的数字/模拟(D/A)转换部分。参考数字8表示用于在将信号转换至模拟信号发送频带后从天线发射信号、并将该信号控制为适当的发送功率的RF部分。RF部分8包括用于调整输出功率的可变增益放大器85以及前述高输出放大器86。最后，参考数字10表示控制部分，被配置为产生用于确定可变SF的控制信息A并将该控制信息A输入至可变SF扩频部分3和RF部分8。在控制信息A中，SF根据所需发送功率改变。

图2是示出了图1B的可变SF扩频部分3的细节的示例功能框图。在该图中，参考数字31至33表示用于将输入数据从串行转换为并行的第一至第三串/并转换部分(S/P转换部分)；参考数字34至36表示用于对数据进行扩频的第一至第三扩频部分；参考数字37和38表示用于将数据段连接在一起的数据连接部分；参考数字39表示用于根据控制信号A选择SF的数据选择部分。第一、第二和第三S/P转换部分31、32和33具有不同的速率，分别输出64、16和4段并行数据。在第一至第三扩频部分34至36中，根据它们的相应SF进行扩频。稍后将以扩频部分34为例，描述第一至第三数据扩频部分34至36的操作。

由于在此处假定64个子载波，数据连接部分37和38连接来自第二和第二扩频部分35和36的多个输出，以产生针对64个子载波的数据。由于第二扩频部分35的输出是16个数据段，数据连接部分37连接四个输出，以产生与64个子载波等价的数据，并且由于第三扩频部分36的输出是4个数据段，数据连接部分38连接16个输出，以产生与64个子载波等价的数据。有时，实际上，可以将S/P转换部分31的输出输入至数据选择部分39。当产生SF为1的OFDM信号(即常规OFDM信号)时就是这种情况。数据选择部分39根据控制信号A选择并输出所用数据。在图2中，示出了信号流的箭头上指示的数字(4、16和64)表示一次输入或输出的数据段的数量。

图3是示出了图2所示的扩频部分的示例操作的示意图。输入数据Dk是从D1到D64的复数据，由Dk＝ak+bkj表示(k是数据编号)。此处，ak和bk是取决于主调制方案的值；例如当主调制方案是BPSK时，ak＝±1且bk＝0。此外，j×j＝-1。

本实施例采用旋转正交码作为用于CDM的码。码长L的旋转正交码Cm(m是指示码类型的下标，是从1到L的自然数)可以被表示为：Cm＝(e^{j×θ×(m-1)×0}，e^{j×θ×(m-1)×1}，...，e^{j×θ×(m-1)×(L-1)})，其中θ＝2×π/L。

图3示出了L＝64的旋转正交码。将输入Dk与构成Cm的各个单独元素相乘。然而，为简单起见，将使k＝m的对用作用于相乘的对。由此，Dk被划分为64个数据段。针对每个元素将64个结果相加，以产生扩频部分的输出。当该输出信号被表示为CM时，CM＝(∑m(am+bmj)×e^{j×θ×(m-1)×0}，∑m(am+bmj)×e^{j×θ×(m-1)×1}，...，∑m(am+bmj)×e^{j×θ×(m-1)×(L-1)})，其中∑m是关于m的和。

虽然图3示出了64-扩频的示例，但图2的扩频部分35和36分别以L＝16和L＝4执行扩频。接着，可变SF扩频部分选择与控制信号A中指定的SF相对应的信号。

为了表明针对扩频使用旋转正交信号的优点，图4示出了当采用总共64个子载波时，针对各种SF的PAPR特性。在该图中，横轴代表PAPR(dB)，纵轴代表信号具有的PAPR超过横轴上指示的PAPR的概率(％)。然而，该数据表示通过对某些信号的模式进行仿真计算得到的值。此外，CDM-OFDM前的数字指示SF，并且图中以正方形点表示的特性代表SF＝1(即常规OFDM)的PAPR特性，以三角形点表示的特性代表SF＝4的PAPR特性，以圆形点表示的特性代表SF＝16的PAPR特性，以“×”点表示的特性代表SF＝64的PAPR特性。

由图4中的曲线图可见，当SF增加时PAPR特性得到改进。例如，如果作为参考以1％的PAPR特性(即曲线纵轴上的“1”处)设置高输出放大器的输入功率，那么相对于常规OFDM信号，对于4、16和64的SF分别产生了大约0.3dB、1.3dB和3dB的余量。换言之，当使用相同的高输出放大器时，针对4、16和64的SF，分别可以将平均输入功率提高0.3dB、1.3dB和3dB，相应地也可以提高输出功率。

更详细地对此进行描述，当″Iin″表示发送常规OFDM信号发送期间高输出放大器的平均输入功率的极限(电功率的电平，平均输入功率的输入超过该值将使非线性失真不可忽略)，对于SF 4，平均输入功率的极限可以提高到(Iin+0.3)dB，对于SF 16可以提高到(Iin+1.3)dB，对于SF 64可以提高到(Iin+3)dB。

如上所述，当考虑局域内的通信和覆盖区扩展时，对于需要高发送功率的终端，可以通过使用旋转正交码并以高SF发送数据，来执行通信，而不产生信号失真。此外，由于PAPR特性取决于SF，通过根据所需发送功率改变SF，可以是实现更加灵活的通信，同时最小化因在宽频带中执行通信而引起的特性恶化。

图5示出了减小电路规模的可变SF扩频部分的示例配置。该配置通过DFT实现扩频，并且可以利用多个蝶形运算单元和存储器来实现。同上面示出的配置相比，DFT允许高速计算，还可以简化电路。虽然图5示出了时间稀化(thinning)方法，但还可以用频率稀化方法来实现该配置。

图5示出了基(radix)4的蝶形运算单元。虽然为了简化以下描述该图示出16×3(级)＝48个蝶形运算单元(表示为DFT4)是必须的，但由于这些蝶形运算单元具有完全相同的结构，可以用至少一个蝶形运算单元实现该配置。DFT处理具有与基相对应的处理级的概念，64(DFT点数)被表示为4(即基)³。因此，在该实施例中，存在三级处理。

当其输入被表示为X1、X2、X3、X4且输出被表示为Y1、Y2、Y3、Y4时，基-4蝶形运算由等式(1)表示：

Y1＝X1+X2+X3+X4

Y2＝X1-jX2-X3+jX4

                       …(1)

Y3＝X1-X2+X3-X4

Y4＝X1+jX2-X3-jX4

此外，j代表复数。图5中的DFT4是由等式(1)表示的所有运算。此外，在指示DFT4间的数据流的箭头上，将信号示为″Wa″。该″Wa″是要与在每个箭头上流动的数据相乘的、被称为旋转因子的数值。由于在本实施例中DFT的点数是64，旋转因子由等式(2)定义：

Wa＝e^j×2π×a/64…(2)

图5所示的可变SF扩频部分包括：S/P转换部分31、数据重排部分50、数据选择部分39、以及蝶形运算部分(DFT4)。在该图中，对与图2功能框图中具有相同功能的模块赋予了相同的参考数字。

对图5的可变SF扩频部分的数据输入进行S/P转换。图5示出了产生64段并行数据的情形，64与最大子载波数量相等。S/P输出是数据选择部分64的输入，并且对该输出的选择意味着选择SF＝1，即OFDM方案。

接着，对多段并行转换后的数据进行重排。此处，根据控制信号A中指定的SF对数据进行重排。图5示出了以所选的SF为64的重排结果。当SF为16时，重排输出将是：D1，D5，D9，D13，D2，D6...，并且当SF为4时，重排输出将是：D1，D2，D3，D4，D5，D6...

当以此处所示的序列输入时，数据是以良好的顺序放置的。当SF为16时，在第一组16个子载波中D1至D16经历扩频，在下一组16个子载波中D17至D32经历扩频，并且依次地按照它们的下标的顺序对数据进行扩频。当SF为4时，是类似的。当数据的该顺序并非必要时，如果在发射机和接收机间数据顺序是已知的，那么重排不是必须的。

当SF为64时，执行所有级处的处理，并且在数据选择部分64中选择第3级的输出。当选择SF为16时，数据选择部分64选择第2级的输出。当SF为4时，数据选择部分64选择第1级的输出。

因此，通过在一次DFT运行中选择一级的输出，可以产生使用旋转正交码的具有可变SF的CDM信号。

下面，示出接收机的示例配置。注意，此处所示的配置采用了与图5的DFT相对应的IDFT，作为可变SF解扩处理。图6示出了接收机的示例模块配置。在该图中，参考数字61表示RF部分，RF部分具有将接收到的信号转换至在其中该信号可以被转换为数字信号的频带的能力；62表示用于将模拟信号转换为数字信号的A/D转换部分；63表示用于实现OFDM信号的符号同步以及移除在发送侧添加的GI的符号同步部分；64表示用于执行串并行转换以使符号同步后的信号符合DFT输入点数量(在本实施例中转换为64点)的S/P转换部分；65表示用于执行DFT处理的DFT部分。不用说，通常使用快速傅立叶变换(FFT)。在由DFT得到的信号中，将用于信道估计的信号输入至信道估计部分66，在信道估计部分66中执行信道估计处理。将用于数据的信号输入至信道补偿部分67，在信道补偿部分67中关于信道估计信号对该信号进行信道补偿。此处，优选地，执行不易于增加噪声的处理。

在经历了信道补偿后，该信号被输入至可变SF解扩部分68，并在其中进行可变SF解扩处理。从控制部分74向可变SF解扩部分68输入关于SF的控制信息A′，并且基于SF执行可变SF解扩处理。稍后将更详细地描述解扩处理。在可变SF解扩后，在并/串转换部分69中将该信号转换为串行数据。此时，在解调部分70中，该信号经历与在发送装置中应用的主调制相对应的解调，并被输入至解码部分71。解码部分71执行与在发送装置中应用的编码相对应的处理，以获得所发送的数据。还假定控制部分74具有供应SF信息的能力，并且在数据解调时SF是已知的。

图7示出了在图6的可变SF解扩部分68中使用IDFT的情形。同在扩频中一样，该配置基于IDFT，并且使用多个蝶形运算单元和存储器来实现。由于IDFT允许高速算术处理，同传统解扩相比，可以简化电路。虽然图7示出了频率稀化方法，但还可以用时间稀化方法来实现该配置。

图7示出了基4的蝶形运算单元。虽然为了简化以下描述该图示出每级存在16个蝶形运算单元(在图7中的表示为IDFT4)，也就是说16×3(级)＝48个蝶形运算单元，但由于这些蝶形运算单元具有完全相同的结构，可以用至少一个蝶形运算单元实现该配置。

当其输出被表示为X1、X2、X3、X4且输入被表示为Y1、Y2、Y3、Y4时，基-4蝶形运算由以下等式3表示：

[等式3]

X1＝(Y1+Y2+Y3+Y4)/4

X2＝(Y1+jY2-Y3-jY4)/4

                        …(3)

X3＝(Y1-Y2+Y3-Y4)/4

X4＝(Y1-jY-Y3+jY4)/4

等式(3)是X1、X2、X3和X4的等式(1)的解。图7中的IDFT4是由等式(3)表示的所有运算。此外，在指示IDFT4间的数据流的箭头上，将信号示为″Wa″(″a″是数字)。该″Wa″是要与在每个箭头上流动的数据相乘的、被称为旋转因子的数值。由于在本实施例中存在64个IDFT点，旋转因子由等式(4)定义：

Wa＝e^{-j×2π×a/64}    …(4)

图7所示的可变SF解扩部分68包括：数据重排部分80、数据选择部分79、以及蝶形运算部分(IDFT4)。

将图7的可变SF解扩部分的数据输入输入至数据选择部分79，并且对该数据的选择意味着选择SF＝1，即OFDM方案。接着，执行第一级中的IDFT处理。该级的输出对应于SF＝4的输出，即解扩值。类似地，第2级的输出对应于SF＝16的解扩值，第3级的输出对应于SF＝64的解扩值。数据重排部分80对数据进行重排。这是由于当Rk表示接收到的数据时，必须根据SF将数据重排为：第1级按照R1，R2，R3，R4，F5...的升序输出数据、第2级按照R1，R5，R9，R13，R2，R6...的顺序输出、以及第3级按照R1，R17，R33，R49，R2，R18...的顺序输出，这同样在图中示出了。这是基于也在发送装置上执行重排的假定，使得数据处于相同的位置关系。

具有这样的可变解扩单元的接收机配置具有有助于根据SF(扩频因子)的解扩的优点。

本实施例构想了下行链路通信，并且其特征在于在OFDM和单载波方案间提供了一些步骤。并且它描述了可以通过使用DFT(离散傅立叶变换)和SF(扩频因子)间的关系来实现该步骤的示例电路配置。

下面，将参照附图描述本发明的第二实施例。上述第一实施例旨在与局域内的服务一起使用，局域内的服务不用考虑干扰，而第二实施例构想了将被用于基于未来公共网络的通信的单频率重复系统。单频率系统是其中构成小区的基站均使用相同频带执行通信的系统，并且相应地其重要问题是确保小区边缘的通信质量。

前述非专利文献1公开了通过在蜂窝系统中执行扩频以及与扰码相乘来减小来自其他小区的影响的方法。在OFDM信号的频域中实现扩频和加扰。如前所述，非专利文献1未考虑PAPR。然而，该文献示出了：通过将数据效率(复用数/SF)设置为大约0.25并使用加扰使得能够通过接收机上的解扩对干扰进行扩频，改进了通信效率。

由于本发明的第一实施例在频域中执行扩频但将数据效率设置为1，当干扰信号具有相似的信号形式时其无法对影响进行扩频，这导致通信质量的恶化。这是由于因在所有引起干扰效应的小区中使用相同的扩频码而导致相关性变高。非专利文献1中还示出了，当只考虑干扰时，乘以扰码是一个选项，但这极大地恶化了信号的PAPR特性。本实施例示出了在不使PAPR特性恶化的情况下减小干扰效应的发送和接收装置的配置。

图8是示出了根据本发明第二实施例的发送装置的示例配置的功能框图。在该图中，对具有与图1所示模块相同功能的模块赋予了相同的参考数字。除了图1B的配置之外，图8中所示的发送装置还包括重复部分11和加扰部分12。从控制部分10向重复部分11输入控制信息B。重复部分11具有将输入信号重复控制信号B中指定的次数的能力。加扰部分12具有用随机码对输入数据加扰的能力。在最简单的情形下，加扰能力可以通过随机地将输入信号与±1相乘来实现。用于加扰的随机信号可以是各种模式中的任一模式，但优选地是与相邻基站不相关的模式。此外，为了避免固定差错，优选地针对每个分组或帧改变该随机信号。

数据重复部分11和加扰部分12使得能够在接收机上将干扰扩频。此外，通过取大的重复次数，改进对干扰的容忍度。本质上，数据重复和加扰不改变主调制的数据模式。因此，PAPR特性变为取决于控制信息A中指定的SF，并且将SF设置为64可以将PAPR特性保持在良好条件下(即图4中64CDM-OFDM的特性)。

数据重复部分11还可以对数据进行复用。例如，虽然以上所示的示例以指定的次数简单地进行重复，然而可以将奇数编号的数据段与正交码相乘，将偶数编号的数据段与用于奇数编号的数据段不同的正交码相乘，并在加扰前将其相加。这样的方法具有的优点在于，可以某种程度地避免由重复造成的数据速率的损失，尽管PAPR特性会稍稍恶化。

图9是示出了根据本实施例的接收装置的示例配置的功能框图。在该图中，对具有与图6中所示模块相同功能的模块赋予了相同的参考数字。除了图6的配置之外，该配置还包括解扰部分75和相加部分76。从控制部分74向相加部分76输入控制信息B′。解扰部分75具有用随机码对输入数据进行解扰的能力。随机码可以将数据除以由通信的另一端使用的随机码来实现。相加部分76根据控制信息B′对数据进行相加。所要相加的数据段的数目与在发送侧使用的重复次数相同。

接收机上的解扰和相加可以对干扰进行扩频，从而提供了即使在强干扰区域(如小区边缘)也可以实现高度精确的通信的优点。

虽然以假定区域具有强干扰对图8和9进行了描述，但在小干扰区域中(如小区的中心)，如果发送侧不执行重复和加扰以及接收侧不执行解扰和相加，该情形将对应于第一实施例中所示的配置，并且可能获得该配置的效果。实际上，如果重复次数被设置为1次，将不存在问题，并且是否执行加扰不具有重要影响。

下面，将示出通过在频域中进行处理来避免干扰的方法。前一示例通过重复时域数据(即调制部分2的输出)对干扰进行扩频，以下示例通过减少所使用的子载波的数量并使用不同位置的子载波来降低干扰。

图10是示出了根据本实施例的发送装置的示例配置的功能框图。在该图中，对具有与图1的功能框图中的模块相同功能的模块赋予了相同的参考数字。除了图1的配置之外，该配置还包括零项插入部分13和子载波分配部分14。从控制部分10向零项插入部分13输入控制信息C，并向子载波分配部分14输入控制信息D。

以下，将描述具有减少数量的所用子载波的信号流。零项插入部分13根据所用子载波减少的数量插入零。作为示例，由于给定64个子载波对本实施例进行了描述，当使用16个子载波时，在输入了来自调制部分2的16段数据后，在零项插入部分13中插入48段“0”数据。

控制信号A也根据所用子载波的数量改变。当使用16个子载波时，控制信号A指定SF为16(即，使所用子载波的数量等于SF)。采用这样的信号处理，可变SF扩频部分3的输出由16段数据后接48个连续的零的序列构成。

由于本实施例减少了所用子载波的数量，当所使用的电功率与就整个频带而言使用了全部子载波时的电功率相同时，可以提高每个子载波的发送功率，因此能够减小干扰的效应。

在这种情况下，如果子载波分配部分14选择了具有尽可能小的干扰的16个连续的子载波，并且将这些子载波分配给可变SF扩频部分3的输出，还可以进一步改进特性。从控制部分10向子载波分配部分14输入此处的分配，作为控制信息D。

可以通过减少所使用的子载波的数量并选择具有低干扰的子载波来减小干扰效应，但由于针对扩频使用了其他小区中相同的码的情形并未改变，干扰中仍保持了相关性。因此，以下将示出进一步减小来自其他小区的干扰的相关性的方法。

直到插入零，该方法都与前一示例相似。接着，子载波分配部分14对零以外的数据进行分组。例如，由于在前一示例中16段输入数据具有信号，将该16段数据置于4组中，每组具有4段数据。接着，选择具有良好质量的子载波，并将该子载波分配至四组中的每一组中。通过进行这样的分配，可以提高能够选择良好质量的子载波的可能性，并且可以减小来自其他小区的干扰的相关性。这是由于在接收机上解扩时执行了数据重排，数据重排减小了与其他小区中使用的旋转正交码的相关性。

图11示出了对连续子载波的分配和对四子载波的组的分配的示例。在图11中，横轴代表频率，每个矩形代表一个子载波。有阴影的方块代表实际具有信号功率的子载波，白色方块代表未分配信号功率的子载波。

图11(a)示出了可变SF扩频部分3的输出，该输出也是子载波分配部分14的输入。利用可变SF扩频部分3的控制，信号功率集中于频域的较低范围内(即阴影线区域内)。子载波分配部分14根据来自控制部分10的控制信息D执行分配。图11(b)示出了对所有连续的16个子载波的分配，图11(c)示出了对四子载波的组的分配。

通过对较少的子载波进行分组，可以提高能够选择良好质量的子载波以及减小干扰影响的效果的可能性，但可能更显著地恶化PAPR特性。

图12示出了当如前述实施例一样子载波总数为64并使用32个子载波时，以各种数量的子载波进行分组所获得的PAPR特性。纵轴和横轴代表与图4相同的含义。图12中的S1的值“1”指示要进行分组的子载波数量。该值为1意味着不对子载波进行分组。OFDM代表具有32个子载波的OFDM信号的PAPR特性，32CDM-OFDM代表当连续配置32个子载波时获得的特性。采用这样的分组，虽然PAPR特性存在恶化，但是当以四子载波分组时(S4)，即使在1％的PAPR特性处进行比较(即在曲线图的纵轴上的“1”处进行比较)，PAPR特性的恶化与大约1.5dB一样小。因此，证明具有减小功率的效果，因此足以适用于向小区边缘的通信。

图13是示出了根据本实施例的接收装置的示例配置的功能框图。在该图中，对具有与图9所示模块相同功能的模块赋予了相同的参考数字。除了图9的配置，该配置还包括提取部分77和零项删除部分78。从控制部分74向零项删除部分78输入控制信息C′，并向提取部分77输入控制信息D′。

以下，将描述使用减少数量的子载波时的信号流。

提取部分77根据控制信息D′提取已在发送装置上对其分配了功率的子载波。这意味着提取在图11(b)或11(c)中所示阴影子载波上的信号。提取部分77还具有将所提取的信号输入至IDFT部分(可变SF解扩部分)68使得在IDFT输入中信号聚集在较低范围内的能力，这意味着如图11(a)中所示的那样输入信号。可变SF解扩部分68根据正在使用的子载波数量设置SF。此后，零项删除部分78删除无关数据。因此，这些部分具有与发送装置中的部分相反的功能。

如上所述，本实施例可以通过在接收机上对已向其分配了信号的子载波进行重排来降低与使用相同扩频码相关的干扰相关性。因此，具有即使在强干扰区域(如小区边缘)也可以实现高度精确的通信的优点。

下面，参照附图描述根据本发明第三实施例的通信技术。本发明的第三实施例是将第一或第二实施例中所示的CDM-OFDM信号应用于OFDMA系统的示例。虽然第一和第二实施例示出了具有64个子载波的OFDM系统，但本实施例将关于OFDM系统的OFDMA系统形成为一个频率子信道。此处，这样的系统被称为CDM-OFDMA系统。本实施例示出了具有12个子信道的情况，在这种情况下，总共存在64×12＝768个子载波。

图14示出了用于本实施例的帧格式的示例。在该图中，纵轴代表频率，横轴代表时间。在频率轴上，存在从F1到F12的频率子信道，在时间轴上，存在从T1至T9的时间子信道。虽然在子信道间存在间隔，但这不意味着实际未被使用的子载波或时间是必要的。在图14中，从F1到F12的12个频率子信道和从T1到T9的9个时间子信道构成了一帧，通过重复帧，基站和终端彼此通信。当把由频率子信道和时间子信道构成的单元称为时隙时，在执行通信时分配时隙，并且基站和终端在这些时隙中进行通信。此外，由T1和F1至F12构成的时间子信道是一帧(图14中的阴影时隙)，在一帧中，发送与帧结构等有关的信息作为控制信息，并且需要向整个小区发送数据。

图15示出了用于通信的小区布局的示例，其中每个小区被划分为三个区域A、B和C。通过对小区的这种划分形成的区域A至C被称为扇区，所有扇区使用相同的频率。然而，在图15中，对区域进行配置，使得在相邻扇区中不指定相同区域。当在这种情况下考虑干扰时，对于特定符号，该符号所代表的区域将最多地受到来自由其他符号所代表的区域的信号的影响。也就是说，扇区A更多地受到扇区B和C的影响。

在这样的小区布局中，当在扇区A中，例如用户想要与位于小区边缘的终端通信时，希望扇区B和C的信号功率(即干扰功率)较小。通过定位信号使得形成这样的条件，可以降低干扰。以下，将其中每个扇区或小区考虑其他小区或扇区的发送功率以使得彼此的干扰功率最小化的方法称为干扰协调。

图16示出了实现了时间干扰协调的各个单独扇区中的发送功率的变化。当这些曲线图基于图14所示的帧格式时，数据通信可用的时间子信道是8个时间子信道T2至T9。图16示出了其中每个扇区针对最大、最小和中等发送功率分别具有2个、4个和2个时间子信道，并且扇区的发送功率被控制为降至最小，同时在其他扇区中以最大发送功率发送数据的示例。通过由此实现干扰协调，可以降低扇区间的干扰。还可以使用频率子信道来实现干扰协调。然而，由于本实施例使用旋转正交码作为正交码并且考虑到CDM-OFDM系统中PAPR的减小，在本实施例中希望使用时间子信道执行干扰协调。

在图16中，在以最大发送功率发送数据的时间子信道中(例如扇区A的T2和T3)，在所有频率子信道中SF被设置为64。由此，可以控制PAPR恶化。这是由于如第一实施例中所示，当在CDM-OFDM信号中SF为64时获得良好的PAPR特性。典型地，当子载波数量增加时OFDM信号的PAPR特性恶化。因此，如在该实施例中所示，通过在时间子信道上实现干扰协调并且在各个单独频率子信道以相同的SF执行扩频，可以避免PAPR恶化。

在图16中，针对在其上以中等发送功率发送数据的时间子信道，将SF设置为16，并且针对在其上以最小发送功率发送数据的时间子信道，将SF设置为1。至于T1帧，假定如前所述，所有终端都接收控制信息。因此，优选不降低其发送功率。优选地，当考虑扇区间的切换时也不改变以干扰协调为目标的时间子信道(即不希望改变扇区间时间子信道的位置)。因此，如第二实施例中所示，应当采用减小所用子载波并通过对所用子载波进行配置来对干扰进行扩频的方法。

接下来，将参照附图描述根据本发明第四实施例的通信技术。(在第一实施例中示出的)其采用DFT的电路配置与针对DFT-s-OFDM(DFT-扩频-OFDM)通信方案的电路配置几乎相同。图17是示出了DFT-s-OFDM发射机的示例配置的功能框图。在该图中，对与图2的发射机的模块具有相同功能的模块赋予了相同的参考数字。在图17中，参考数字80表示用于执行时频转换的DFT部分，81表示选择和分配子载波的子载波分配部分。DFT-s-OFDM通信方案具有与单载波调制方案一样良好的PAPR特性，并且已被提出用作上行链路的通信方案。通过该配置可以理解，如果使SF等于子载波的数量，其是与第一实施例中所示的使用旋转正交码的CDM-OFDM系统相同的配置。然而，由于该实施例意在用于上行链路，其构想通过FDM(频分复用)与其他终端进行复用。因此，插入子载波分配部分81，作为用于选择用于发送的子载波的模块。

因此，如果诸如定时等限制允许，第一实施例中所示的接收装置将能够对在DFT-s-OFDM通信方案中产生的信号进行解调。因此，这意味着，如果在下行链路使用第一实施例中所示的发送方案(即使用旋转正交码的CDM-OFDM)的系统中使用DFT-s-OFDM作为上行链路通信方案，能够连接至基站的终端也能够与其他终端通信，这意味着可以容易地实现移动终端的重传。

作为具体示例，根据在第三实施例中示出的OFDMA系统，将描述基站和终端B间的下行链路通信，其中终端A对数据进行中继。图18示出了当执行中继时使用的帧格式的示例，其中，时隙T3处的F1至F3(交叉阴影线时隙)是被分配给从基站到终端A的通信的时隙，时隙F1处的T7至T9(灰色时隙)是被分配给从终端A到终端B的通信的时隙。此处，假定在时隙F1处的T7至T9不执行发送。

将目的地为终端B的数据从基站发送至终端A。对于该发送，不存在最优的特殊SF，并且只要终端A能够接收数据，可以使用任意方案。然而，为了在相同帧中完成重传，优选地，在该帧中在较早阶段(即具有较小时间子信道号的阶段)结束数据发送。因此，如上所述，本实施例使用多个子信道在T3完成发送。终端A对接收到数据进行解调，并使用上行链路通信方案(即DFT-s-OFDM(图17所示的发射机))将数据发送至终端B。一般地，在终端中使用的高输出放大器通常在性能上比基站中的要差。因此，为了最小化PAPR特性的恶化，优选使用较少的子载波。因此，本实施例使用与下行链路的一个子信道相当的子载波(64个子载波)来发送DFT-s-OFDM信号。

相应地，基站为从终端A到终端B的通信分配F1的时隙T7至T9。终端B以下行链路接收方案对将SF设置为64的数据进行解调。然而，当在上行链路和下行链路使用FDD(频分双工)时，有必要在从终端A到终端B的通信期间将RF频率改变为下行链路频率。

如上所述，在蜂窝系统等中，通过将采用旋转正交码的CDM-OFDM作为针对一个方向的通信方案，并将DFT-s-OFDM作为针对另一方向的通信方案，有可能在不必进一步准备解调电路等的情况下进行终端重传。

工业实用性

本发明适用于通信装置。

Claims (16)

1.一种发送装置，其特征在于，

具备：

扩频部分，其使用离散傅立叶变换对发送数据进行扩频，来生成第一多载波信号；

数据选择部分，其基于控制信息来选择所述第一多载波信号、和未被所述扩频部分扩频的第二多载波信号中的任一者；和

RF部分，其从多个频率信道的各频率信道同时发送所述第一多载波信号和所述第二多载波信号中的任一者。

2.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述扩频部分针对每一个所述频率信道，使对所述发送数据进行扩频所使用的子载波的数量不同。

3.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述发送装置还具备：子载波分配部分，其将所选择的所述第一或第二多载波信号分配给子载波；

在所述数据选择部分选择了所述第一多载波信号的情况下，所述子载波分配部分将所述第一多载波信号划分为至少2个组，且将所述至少2个组分别分配给不同的子载波，或者，将所述第一多载波信号分配给连续的子载波。

4.一种发送装置中的发送方法，其特征在于，

具有：

使用离散傅立叶变换对发送数据进行扩频，来生成第一多载波信号的步骤；

基于控制信息，来选择所述第一多载波信号、和未被扩频的第二多载波信号中的任一者的步骤；和

从多个频率信道的各频率信道同时发送所述第一多载波信号和所述第二多载波信号中的任一者的步骤。

5.根据权利要求4所述的发送方法，其特征在于，

在对所述发送数据进行扩频的步骤中，针对每一个所述频率信道，使对所述发送数据进行扩频所使用的子载波的数量不同。

6.根据权利要求4所述的发送方法，其特征在于，

还具有：将所选择的所述第一或第二多载波信号分配给子载波的步骤，

在所述第1多载波信号被选择的情况下，

分配所述第一或第二多载波信号的步骤包括：将所述第一多载波信号划分为至少2个组，且将所述至少2个组分别分配给不同的子载波，或者，将所述第一多载波信号分配给连续的子载波的步骤。

7.一种处理器，其特征在于，

具备：控制部分，其进行控制，以使得从多个频率信道的各频率信道同时发送使用离散傅立叶变换来对发送数据进行扩频而生成的第一多载波信号、和未被扩频的第二多载波信号中的任一者。

8.根据权利要求7所述的处理器，其特征在于，

所述控制部分进行控制，以使得针对每一个所述频率信道，使在所述发送数据的扩频中使用的子载波的数量不同。

9.一种处理器，具备：子载波分配部分，其将基于控制信息而从使用离散傅立叶变换来对发送数据进行扩频而生成的第一多载波信号、和未被扩频的第二多载波信号中选择出来的第一或第二多载波信号分配给子载波，

所述处理器的特征在于，

所述子载波分配部分在所述第一多载波信号被选择的情况下，将所述第一多载波信号划分为至少2个组，且将所述至少2个组分别分配给不同的子载波，或者，将所述第一多载波信号分配给连续的子载波。

10.一种OFDM发送装置，其特征在于，

具备：

可变扩频因子扩频部分，其通过基于离散傅立叶变换的数据信号的变换，来生成至少1个扩频信号；

子载波分配部分，其将由所述可变扩频因子扩频部分生成的所述至少1个扩频信号分配给子载波；

离散傅立叶逆变换部分，其通过离散傅立叶逆变换来对分配给所述子载波的所述至少1个扩频信号进行变换；和

控制部分，其对应于所述至少1个扩频信号的数量来对发送所述数据信号的功率极限进行控制。

11.根据权利要求10所述的OFDM发送装置，其特征在于，

所述控制部分进行控制，以使得在所述至少1个扩散信号的数量为多个的情况下的所述功率极限比在所述至少1个扩频信号的数量为1个的情况下的所述功率极限小。

12.根据权利要求10或11所述的OFDM发送装置，其特征在于，

所述功率极限通过修正值来进行修正。

13.根据权利要求10或11所述的OFDM发送装置，其特征在于，

在所述至少1个扩频信号的数量为多个的情况下，所述子载波分配部分将所述多个扩频信号的至少1个划分为多个组，且将所述多个组的至少1个组的信号分配给不连续的子载波。

14.一种OFDM发送方法，其特征在于，

具有：

通过基于离散傅立叶变换的数据信号的变换，来生成至少1个扩频信号的步骤；

将所生成的所述扩频信号分配给子载波的步骤；

通过离散傅立叶逆变换来对所分配的所述扩频信号进行变换的步骤；和

对应于所述扩频信号的数量来对发送所述数据信号的功率极限进行控制的步骤。

15.一种无线通信系统，包括接收装置和OFDM发送装置，其特征在于，

所述OFDM发送装置具备：

可变扩频因子扩频部分，其通过基于离散傅立叶变换的数据信号的变换，来生成至少1个扩频信号；

子载波分配部分，其将由所述可变扩频因子扩频部分生成的所述扩频信号分配给子载波；

离散傅立叶逆变换部分，其通过离散傅立叶逆变换来对所分配的所述扩频信号进行变换；和

控制部分，其对应于所述扩频信号的数量来对发送所述数据信号的功率极限进行控制，

所述接收装置具备：

RF部分，其接收从所述OFDM发送装置发送来的数据信号。

16.一种处理器，其特征在于，

具备：控制部分，其针对通过基于离散傅立叶变换的数据信号的变换而生成的扩频信号、即分配给子载波并通过离散傅立叶逆变换来进行了变换后的信号，对应于所述扩频信号的数量来对发送所述数据信号的功率极限进行控制。

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