JP2013120243A - 光ファイバ及び光ファイバ伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】信号の復元に必要なデジタル処理の負荷を低減できる多モード光ファイバ、及びこれを用いた光ファイバ伝送システムを提供することを目的とする。
【解決手段】光ファイバ伝送システム３０１は、多モード光ファイバ１０と、入力されるデータ信号で変調した信号光を多モード光ファイバ１０に出力する光送信機１１と、多モード光ファイバ１０が伝搬する信号光を受光し、受信信号を出力する光受信機１４と、タップの遅延量とタップ係数を調整して光受信機１４の受信信号から光送信機１１に入力されたデータ信号を復元するＦＩＲフィルタ１５と、を備える。多モード光ファイバ１０は、中心軸から外側に向けて屈折率が階段状に小さくなるコア５０と、コア５０の外側にあり、屈折率がコア５０のいずれの屈折率よりも小さいクラッド５４と、コア５０とクラッド５４との間にあり、屈折率がクラッド５４の屈折率以下の低屈折率層５３と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信容量を拡大できる多モード光ファイバ、及びこれを用いた光伝送システム技術に関する。

光ファイバ通信システムでは、光ファイバ中で発生する非線形効果やファイバヒューズが問題となり、伝送の大容量化が制限されている。これらの制限を緩和するためには、光ファイバに導波する光の密度を低減する必要があり大コアファイバが検討されている（例えば、非特許文献１、２を参照。）。

しかし、曲げ損失低減、単一モード動作領域の拡大、実効断面積の拡大は互いにトレードオフの関係にあり、所定の条件下における実効断面積の拡大量には限界があるという課題があった。

そこで、無線における大容量化技術であるＭｕｌｔｉ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉ−ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）技術を光ファイバ伝送に適用する試みが行われている（例えば、非特許文献３、４を参照。）。

光ＭＩＭＯ技術は伝送媒体として多モード光ファイバを用いることにより伝送容量を拡大できるとともに、先に述べた大コア光ファイバにおける制限要因である単一モード動作条件が不要になるため、さらなる大コア化が可能であることも特徴である。

Ｔ．Ｍａｔｓｕｉ， ｅｔ ａｌ．，"Ａｐｐｌｉｃａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ Ｐｈｏｔｏｎｉｃ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｗｉｔｈ Ｕｎｉｆｏｒｍ Ａｉｒ−Ｈｏｌｅ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｔｏ Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ ａｎｄ Ｗｉｄｅ−Ｂａｎｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｏｖｅｒ Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｂａｎｄｓ，" Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌ．２７， ５４１０−５４１６， ２００９． Ｋ．Ｍｕｋａｓａ， Ｋ．Ｉｍａｍｕｒａ， Ｒ．Ｓｕｇｉｚａｋｉ ａｎｄ Ｔ．Ｙａｇｉ，"Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｓ ｏｆ ｍｅｒｉｔｓ ｏｎ ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ｂｅｔｗｅｅｎ ｕｓｉｎｇ ｅｘｔｒｅｍｅｌｙ ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｓｏｌｉｄ ＳＭＦｓ ｗｉｔｈ Ａｅｆｆ ｏｆ １６０ μｍ２ ａｎｄ ｌｏｓｓ ｏｆ ０．１７５ｄＢ／ｋｍ ａｎｄ ｕｓｉｎｇ ｌａｒｇｅ−Ａｅｆｆ ｈｏｌｅｙ ｆｉｂｅｒｓ ｅｎａｂｌｉｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ ６００ｎｍ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ"， ｔｈｅ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＯＦＣ２００８，ＯＴｈＲ１，Ｆｅｂ．２００８． Ａｋｈｉｌ Ｒ．Ｓｈａｈ， Ｒｉｃｋ Ｃ．Ｊ．Ｈｓｕ， Ａｌｉｒｅｚａ Ｔａｒｉｇｈａｔ， Ａｌｉ Ｈ．Ｓａｙｅｄ， ａｎｄ Ｂａｈｒａｍ Ｊａｌａｌｉ， "Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ ＭＩＭＯ （ＣＯＭＩＭＯ）"， Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌ． ２３， ２４１０−２４１９ （２００５） Ｂ．Ｃ．Ｔｈｏｍｓｅｎ，"ＭＩＭＯ Ｅｎａｂｌｅｄ ４０ Ｇｂ／ｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｍｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｉｎ Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ｆｉｂｅｒ"，ｉｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｆｉｂｅｒ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ＯＳＡ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｄｉｇｅｓｔ （ＣＤ） （Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｏｃｉｅｔｙ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ， ２０１０）， ｐａｐｅｒ ＯＴｈＭ６． Ｍ．Ｔａｙｌｏｒ，"Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｆｉｂｅｒ Ｏｐｔｉｃ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｕｓｉｎｇ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ"，ｉｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ Ｔｈｅｉｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ／Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｄｉｇｅｓｔ （ＣＤ） （Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｏｃｉｅｔｙ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ， ２００６）， ｐａｐｅｒ ＣＴｈＢ１． Ｙ．Ｋａｔｓｕｙａｍａ， Ｍ．Ｔｏｋｕｄａ， Ｎ．Ｕｃｈｉｄａ，ａｎｄ Ｍ．Ｎａｋａｈａｒａ，"Ｎｅｗ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｍｅａｓｕｒｉｎｇ Ｖ−ｖａｌｕｅ ｏｆ ａ ｓｉｎｇｌｅ−ｍｏｄｅ ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｂｅｒ"，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ． Ｌｅｔｔ．，ｖｏｌ．１２，ｐｐ．６６９−６７０，Ｄｅｃ．１９７６． Ｘ．Ｚｈａｏ， Ｆ．Ｓ．Ｃｈｏａ，"Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ １０−Ｇｂ／ｓ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ ｏｖｅｒ ａ １．５−ｋｍ−ｌｏｎｇ ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ ｆｉｂｅｒ ｕｓｉｎｇ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ"，ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ， ｖｏｌ．１４， ｐｐ．１１８７−１１８９， ２００２

しかしながら、光ＭＩＭＯを用いた光ファイバ伝送では、モード間の群遅延差が大きくなると、信号の復元に必要なデジタル処理の計算量が増えてしまうという課題があった。

本発明は、前記の課題に鑑みてなされたものであり、信号の復元に必要なデジタル処理の負荷を低減できる多モード光ファイバ、及びこれを用いた光ファイバ伝送システムを提供することを目的とする。

本発明では、屈折率が階段型プロファイルを有する光ファイバで伝搬モード間の群遅延差を低減することとし、この光ファイバを備えることで光ファイバ伝送システムのデジタル処理の負荷を低減することとした。

具体的には、本発明に係る多モード光ファイバは、中心軸から外側に向けて屈折率が階段状に小さくなるコアと、前記コアの外側にあり、屈折率が前記コアのいずれの屈折率よりも小さいクラッドと、前記コアと前記クラッドとの間にあり、屈折率が前記クラッドの屈折率以下の低屈折率層と、を有する。

本発明に係る多モード光ファイバは、階段型プロファイルを有するコアと、コアの外側に低屈折率層を有しており、光の伝搬モードの群遅延差を低減できる。すなわち、光ＭＩＭＯを用いた光伝送システムにおいて当該多モード光ファイバを用いることでデジタル信号処理の負荷を低減できることができる。従って、本発明は、信号の復元に必要なデジタル処理の負荷を低減できる多モード光ファイバを提供することができる。

本発明に係る多モード光ファイバの前記コアは、中心軸側の第一コア及び前記第一コアの外側にある第二コアからなり、前記第一コアは、外周半径がａ_１、前記低屈折率層に対する比屈折率がΔ_１であり、前記第二コアは、外周半径がａ_２、前記低屈折率層に対する比屈折率がΔ_２であり、前記低屈折率層は、外周半径がａ_３であり、前記クラッドは、前記低屈折率層に対する比屈折率がΔ_３であり、ａ_１＝４μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．４６％、Δ_３＝０％のときに、ａ_２＝７．５〜１０μｍ且つΔ_２＝０．３〜０．３６％であることを特徴とする。当該多モード光ファイバは、信号の復元に必要なデジタル処理の負荷の低減効果を高めることができる。

具体的には、本発明に係る光ファイバ伝送システムは、前記多モード光ファイバと、入力されるデータ信号で変調した信号光を前記多モード光ファイバに出力する光送信機と、
前記多モード光ファイバが伝搬する前記信号光を受光し、受信信号を出力する光受信機と、タップの遅延量とタップ係数を調整して前記光受信機の前記受信信号から前記光送信機に入力された前記データ信号を復元するＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｃｅ）フィルタと、を備える。

本発明に係る光ファイバ伝送システムは、前記多モード光ファイバを備えており、受信時のデジタル信号処理の負荷を低減できる。従って、本発明は、信号の復元に必要なデジタル処理の負荷を低減できる光ファイバ伝送システムを提供することができる。

本発明に係る光ファイバ伝送システムは、Ｎ台の前記光送信機からの前記信号光を合波して前記多モード光ファイバに結合する合波器と、前記多モード光ファイバが伝搬する前記信号光を分岐してそれぞれＭ台の前記光受信機に結合する分岐器と、をさらに備え、前記ＦＩＲフィルタはＮ台あり、Ｍ台の前記光受信機からの前記受信信号を用いて前記光送信機に入力されたそれぞれの前記データ信号を復元するＮ入力Ｍ出力の光ＭＩＭＯ伝送を実現することを特徴とする。

本発明に係る光ファイバ伝送システムは、光ＭＩＭＯを用いた光ファイバ伝送において、受信時のデジタル信号処理の負荷を低減できる。

本発明によれば、信号の復元に必要なデジタル処理の負荷を低減できる多モード光ファイバ、及びこれを用いた光ファイバ伝送システムを提供することができる。

本発明に係る光ファイバ伝送システムを説明する図である。 ＦＩＲフィルタの構成を説明する図である。 ＦＩＲフィルタのタップ係数更新手順を説明する図である。 データ部及びトレーニングシンボルの配置を説明する図である。 ステップインデックス型光ファイバの屈折率分布を説明する図である。 ステップインデックス型光ファイバの群遅延差特性を説明する図である。 グレーデッドインデックス型光ファイバの屈折率分布を説明する図である。 グレーデッドインデックス型光ファイバの群遅延差特性を説明する図である。 本発明に係る多モード光ファイバの屈折率分布を説明する図である。 本発明に係る多モード光ファイバの比屈折率Δ_１を変化させた場合の群遅延差特性を説明する図である。 本発明に係る多モード光ファイバの比屈折率Δ_２を変化させた場合の群遅延差特性を説明する図である。 本発明に係る多モード光ファイバの縮小拡大比ｒ_ａを変化させた場合の群遅延差特性を説明する図である。 本発明に係る多モード光ファイバの２モード領域における群遅延差特性を説明する図である。 本発明に係る多モード光ファイバの比屈折率Δ_３を変化させた場合の群遅延差特性を説明する図である。 本発明に係る光ファイバ伝送システムにおいてＭＩＭＯの利用を想定した２モード光ファイバの群遅延差特性の一例を示す図である。 本発明に係る光ファイバ伝送システムにおいてＭＩＭＯを利用しない場合の２モード光ファイバの群遅延差特性の一例を示す図である。 本発明に係る多モード光ファイバの４モード領域における群遅延差特性を説明する図である。 本発明に係る光ファイバ伝送システムにおいてＭＩＭＯの利用を想定した４モード光ファイバの群遅延差特性の一例を示す図である。 本発明に係る光ファイバ伝送システムにおいてＭＩＭＯを利用しない場合の４モード光ファイバの群遅延差特性の一例を示す図である。 本発明に係る多モード光ファイバを説明する断面図である。

添付の図面を参照して本願発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は、本願発明の実施の例であり、本願発明は以下の実施形態に制限されるものではない。

（実施形態１）
図１は、本実施形態に係る光ファイバ伝送システム３０１の構成を説明する概略図である。光ファイバ伝送システム３０１は、多モード光ファイバ１０と、入力されるデータ信号で変調した信号光を多モード光ファイバ１０に出力する光送信機１１と、多モード光ファイバ１０が伝搬する信号光を受光し、受信信号を出力する光受信機１４と、タップの遅延量とタップ係数を調整して光受信機１４の受信信号から光送信機１１に入力されたデータ信号を復元するＦＩＲフィルタ１５と、を備える。

光ファイバ伝送システム３０１は、Ｎ台の光送信機１１からの信号光を合波して多モード光ファイバ１０に結合する合波器１２と、多モード光ファイバ１０が伝搬する信号光を分岐してそれぞれＭ台の光受信機１４に結合する分岐器１３と、をさらに備え、ＦＩＲフィルタ１５はＮ台あり、Ｍ台の光受信機１４からの受信信号を用いて光送信機１１に入力されたそれぞれのデータ信号を復元するＮ入力Ｍ出力の光ＭＩＭＯ伝送を実現する。

Ｎ個の光送信機１１から発せられるＮ種の信号は、合波器１２において合波される。合波された信号光は多モード光ファイバ１０中に入射され、出射側に設置された分岐器１３においてＭポートに分岐される。分岐されたＭ種の信号はＭ個の光受信機１４で受信され、後段に設置されたＦＩＲフィルタ１５において光ファイバで受けた信号劣化を補償する構成となる。本構成はＮ入力Ｍ出力のＭＩＭＯ伝送であり、Ｎ種の信号の並列伝送が可能である。なお、ＦＩＲフィルタ１５は、モード分散、波長分散、及び偏波モード分散の補償も可能である。

ただし、ＦＩＲフィルタ１５で各種信号劣化を補償するためには、受信信号の電界振幅と位相情報が必要である。

例えば、送信機Ａからｎ番目のシンボルとして送信される信号をｘ_Ａ（ｎ）、受信機Ｂからｎ番目のシンボルとして受信される信号をｙ_Ｂ（ｎ）、ＦＩＲフィルタ通過後にｘ_Ａ（ｎ）として復元された信号をｕ_Ａ（ｎ）とする。つまり、ｘ_Ａ（ｎ）＝ｕ_Ａ（ｎ）である時に、誤りなく伝送できることになる。ここで、各種信号は電界振幅と位相の情報を有している。

図２は、ＦＩＲフィルタ１５の構成について説明する図である。ＦＩＲフィルタ１５は各受信信号の入力に対してＬ個のタップ１５１で構成され、光受信機１４がＭ台なら全体でＭ×Ｌ個のタップが存在する。各々のタップ１５１は遅延素子１５２と受信信号の振幅と位相を制御する制御回路１５３を有する。例えば、受信信号ｙ_Ｂ（ｎ）が入力されるＦＩＲフィルタ１５のｉ番目のタップ１５１_Ｂ−ｉの遅延素子１５２_Ｂ−ｉの遅延量をτ_ｉ、タップ係数をｗ_Ｂ（ｉ）とする。ただし、τ_１＜τ_２＜・・・＜τ_Ｌとする。ｙ_Ｂ（ｎ）の入力に対してＦＩＲフィルタ通過後の信号をｚ_Ｂ（ｎ）とすると、信号ｕ_Ａ（ｎ）は、ｚ_１（ｎ）〜ｚ_Ｍ（ｎ）を足し合わせることで得られる。

なお、ｘ_１（ｎ）〜ｘ_Ｎ（ｎ）の信号光の基となる各データ信号を復元するためには、図２に示すＦＩＲフィルタをＮ個設置する必要がある。

また、受信信号ｙ（ｎ）の電界振幅及び位相情報を取得するためには、局発光源、９０°ハイブリッド、バランスレシーバ、及びアナログデジタルコンバータで構成される光受信機１４を用いればよく、ＦＩＲフィルタ１５の機能をＰＣ等の計算器を用いて実現してもよい（例えば、非特許文献５を参照。）。

図２に記載のＦＩＲフィルタ１５は、光ファイバ中で発生する線形歪を補償することができ、タップ１５１の遅延量及びタップ係数を適切に設定することで、光ファイバ中で発生する他送信機からの混信、モード分散、波長分散、及び偏波モード分散による信号劣化を補償することができる。

受信信号ｙ（ｎ）を正しく復元するためのタップ係数は、図３に示す適応等化アルゴリズムを用いて求めることができる。受信信号ｙ（ｎ）には、図４に示す様に、データ部４２に加えて既知のトレーニングシンボル４１が付加されているとする。

ｙ_１（ｎ）〜ｙ_Ｍ（ｎ）の受信信号がＦＩＲフィルタ１５を通過した時に得られるｕ_Ａ（ｎ）は、ｘ_Ａ（ｎ）と一致しなければならない。ｎ＜Ｎ_{ｔｒａｉｎｉｎｇ}のときは、受信側で送信シンボルｘ_Ａ（ｎ）が既知であるので、送信シンボルと復元後のシンボルとを比較することができ、誤差であるｅ（ｎ）＝ｘ_Ａ（ｎ）−ｕ_Ａ（ｎ）が小さくなるようにタップ係数を適応アルゴリズムを用いて制御する。ｙ_１（ｎ＋１）〜ｙ_Ｍ（ｎ＋１）を受信したときは、先に決定したタップ係数を用いて得たｕ_Ａ（ｎ＋１）とｘ_Ａ（ｎ＋１）を用いてｅ（ｎ＋１）を算出し、再度適応アルゴリズムを用いて誤差が小さくなるようタップ係数を更新し、同じ手順をトレーニングシンボル数だけ繰り返すことで、誤差を最小化するタップ係数を求める。トレーニングシンボル４１をすべて用いて係数を決定した後は、決定したタップ係数を用いて後段のデータ部４２をＦＩＲフィルタ１５によって復元する。

なお、適応等化アルゴリズムには、Ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ（ＬＭＳ）アルゴリズムやＲｅｃｕｒｓｉｖｅ ｌｅａｓｔ ｓｑｕａｒｅ（ＲＬＳ）アルゴリズムが利用できる。

ただし、モード分散の場合、高次モードとの群遅延差が大きくなると、補償に必要な計算量が膨大になるため、群遅延差を小さくする必要がある。

図５に、従来のステップインデックス型の光ファイバの屈折率分布を示す。本構造はコア径がａであり、コアのクラッドに対する比屈折率差をΔとする。比屈折率差は、コアの屈折率をｎ_１、クラッドの屈折率をｎ_２とすると、

で表される。

例えば、コアの半径ａ＝７μｍ、Δ＝０．４％とした時、一般的な電磁界解析により伝搬モードを計算により求めると、波長１４５０〜１６２５ｎｍでは基本モードＬＰ０１と第一高次モードＬＰ１１が伝搬する。この時のＬＰ０１とＬＰ１１モード間の群遅延差について、有限要素法を用いて計算した結果を図６に示す。図から明らかなように、波長１５５０ｎｍでは２．３３ｎｓ／ｋｍの群遅延差が生ずる。伝送後、信号が受けるモード分散を補償するためには、少なくとも基本モードＬＰ０１と第一高次モードＬＰ１１との群遅延差に相当する遅延を有するＦＩＲフィルタが必要である。この遅延が大きくなると、ＦＩＲフィルタが行う、ＭＩＭＯを用いた信号復元に必要な計算量が増えてしまうため好ましくない。

群遅延差を小さくするには、図７に示す様なグレーデッドインデックス型光ファイバが適している。本ファイバの半径方向における屈折率分布ｎ（ｒ）は、コアの屈折率をｎ_１とすると、

で表される。ここで、ａはコア外周の半径、ｒはコア内半径、αは屈折率の形状を決定する任意の正の実数である。

図８は、上記の式において、α＝２とし、ａとΔを変化させた時の群遅延差の絶対値を示した図である。この時、伝搬モード数を波長１４５０〜１６２５ｎｍにおいて２つに制限するためには、第二高次モードであるＬＰ２１モードが伝搬しないことが条件となる。伝搬しない条件としては、使用波長帯において曲げ半径１４０ｍｍにおける曲げ損失が１ｄＢ／ｍ以上であることを条件とした。本条件は、非特許文献６に記載の通り、遮断波長の測定に曲げ半径１４０ｍｍが用いられていることと、非特許文献１に記載の通り、損失が１ｄＢ／ｍ以上で伝搬しないという仮定に基づいている。

本条件を満たす構造は、図中の破線ＢＬ_ＬＰ２１よりコア半径が小さくなる領域である。

また、伝搬モード数の曲げ損失については、ＩＴＵ−ＴのＧ．６５５に規定されている通り、曲げ半径３０ｍｍにおける曲げ損失が０．５ｄＢ／１００ｔｕｒｎ以下とすると、図中の点線ＢＬ_ＬＰ１１よりコア半径が大きくなる領域である。

グレーデッドインデックス型光ファイバを用いた場合においても、上記の条件を満たす構造で群遅延差は１ｎｓ／ｋｍ以上となってしまう。

そこで、光ファイバ伝送システム３０１は、図９及び図２０に示すような、階段型プロファイルを有するコア５０と、コア５０の外側に低屈折率層５３を有する多モード光ファイバ１０を用いる。多モード光ファイバ１０は、中心軸から外側に向けて屈折率が階段状に小さくなるコア５０と、コア５０の外側にあり、屈折率がコア５０のいずれの屈折率よりも小さいクラッド５４と、コア５０とクラッド５４との間にあり、屈折率がクラッド５４の屈折率以下の低屈折率層５３と、を有する。

以下の説明で屈折率が階段状になったコア５０について、屈折率毎に中心軸から外側に向かって第一コア５１、第二コア５２と称することとする。本構造において、第一コア５１、第二コア５２の半径をそれぞれａ_１、ａ_２とし、低屈折率層５３とクラッド５４の境界の半径をａ_３とする。また、第一コア５１、第二コア５２、クラッド５４の低屈折率層５３の屈折率を基準とした比屈折率差をそれぞれΔ_１、Δ_２、Δ_３とする。

図１０に、ａ_１＝４μｍ、ａ_２＝８．８μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_２＝０．３４％、Δ_３＝０．０８％、とし、Δ_１を変化させた時の、波長１４５０ｎｍ、１５５０ｎｍ、１６２５ｎｍの場合のＬＰ０１モードとＬＰ１１モードの群遅延差の変化を示す。図１０より、Δ_１が大きくなると群遅延差が小さくなることがわかる。

同様に、図１１にａ_１＝４μｍ、ａ_２＝８．８μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．４６％、Δ_３＝０．０８％とし、Δ_２を変化させた時の、波長１４５０ｎｍ、１５５０ｎｍ、１６２５ｎｍの場合のＬＰ０１モードとＬＰ１１モードの群遅延差の変化を示す。図１１より、Δ_２を小さくすることで群遅延差が小さくなることがわかる。

次に図１２に、ａ_１＝４μｍ、ａ_２＝８．８μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．４６％、Δ_２＝０．３４％、Δ_３＝０．０８％とし、ａ_１〜ａ_３にそれぞれ縮小拡大比ｒ_ａを乗じた場合の構造における群遅延差の変化を示す。ｒ_ａの変化に伴い、３つの波長（１４５０、１５５０、１６２５ｎｍ）における群遅延差が変化することがわかる。ここでは、ｒ_ａを１とした時、３つの波長において群遅延差の絶対値が３００ｐｓ／ｋｍ以下となることがわかる。

図１３は、例としてａ_１＝４μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．４６％、Δ_３＝０％とした場合、ａ_２とΔ_２の変化に伴う群遅延差の絶対値の変化を示した図である。グレーデッドインデックス型光ファイバでは実現できなかった１ｎｓ／ｋｍ以下の群遅延差がａ_２＝７．５〜１０μｍ、Δ_２＝０．３〜０．３６％の領域で実現できることがわかる。

上記の領域で伝搬モードを２つに制限するためには、３モード目の伝搬損失を高くすればよく、Δ_３を調整することで所定のモード数を実現する。

図１４に、ａ_１＝４μｍ、ａ_２＝８．８μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．４６％、Δ_２＝０．３４％、とし、Δ_３を変化させた時のＬＰ２１モードの波長１４５０ｎｍにおける曲げ半径１４０ｍｍにおける曲げ損失を示す。Δ_３を増加させることで、ＬＰ２１モードの曲げ損失ＢＬ_ＬＰ２１を増加させることができ、１ｄＢ／ｍ以上とすることができることがわかる。また、ＬＰ１１モードの波長１６２５ｎｍにおける曲げ半径１４０ｍｍの時の曲げ損失ＢＬ_ＬＰ１１についてもあわせて示しているが、伝搬モードの曲げ損失には影響を与えていないことがわかる。

なお、光ファイバの曲げ損失は、短波長より長波長が大きいため、ＬＰ２１モードについては利用波長で最も短波長である１４５０ｎｍで、またＬＰ１１モードについては曲げ損失が最も大きくなる１６２５ｎｍで計算すれば、波長１４５０〜１６２５ｎｍにおける特性の最悪値を把握できる。

この様に、多モード光ファイバ１０を用いることにより、コア５０においてのａ_２とΔ_２調整で群遅延差を制御し、クラッド５４の比屈折率Δ_３によって伝搬モード数を制御することが可能となる。

図１５は、ａ_１＝４μｍ、ａ_２＝８．８μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．４６％、Δ_２＝０．３４％、Δ_３＝０．０８％とした場合の群遅延差の波長特性である。利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり、群遅延差が１ｎｓ／ｋｍ以下に抑えられていることがわかる。

本構造におけるＬＰ０１、ＬＰ１１モードの曲げ半径３０ｍｍにおける曲げ損失を、有限要素法を用いて計算すると、波長１６２５ｎｍにおいてそれぞれ、１×１０^−８、０．４４ｄＢ／１００ｔｕｒｎであり、利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにおいてＩＴＵ−ＴＧ．６５５の規定を満たしている。また、同様にＬＰ２１モードの曲げ半径１４０ｍｍにおける曲げ損失を計算すると、波長１４５０ｎｍにおいて５．５ｄＢ／ｍである。

曲げ損失は、短波長の方が小さい傾向であり、また、非特許文献６に記載の通り、遮断波長の測定に曲げ半径１４０ｍｍが用いられていることと、非特許文献１に記載の通り、損失が１ｄＢ／ｍ以上で伝搬しないという仮定に基づくと、１４５０ｎｍにおいて損失が１ｄＢ／ｍ以上であることから、第二高次モードは１４５０ｎｍ以上では伝搬せず、利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり伝搬モードが２つに制限されることになる。

ＭＩＭＯを利用せず、ＦＩＲフィルタと適応等化技術を用いてファイバ中で発生するモード分散を補償するシステムを想定する場合（例えば、非特許文献７を参照。）、高次モードの伝搬は必須ではなく、基本モードであるＬＰ０１モードの曲げ損失が規定を満たしていればよい。本構成を用いることで、従来のシングルモードファイバより実効断面積が拡大でき、光ファイバ中で発生する非線形効果を抑圧することができる。

図１６は、ａ_１＝７．５μｍ、ａ_２＝１５μｍ、ａ_３＝２２μｍ、Δ_１＝０．３４８％、Δ_２＝０．２５２％、Δ_３＝０．１６２％とした場合の群遅延差の波長特性である。利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり、群遅延差が１ｎｓ／ｋｍ以下に抑えられていることがわかる。

本構造におけるＬＰ０１モードの、曲げ半径３０ｍｍにおける曲げ損失は、波長１６２５ｎｍにおいて０．４４ｄＢ／１００ｔｕｒｎであり、利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにおいてＩＴＵ−ＴＧ．６５５の規定を満たしている。また、ＬＰ２１モードの、曲げ半径１４０ｍｍにおける曲げ損失は、波長１４５０ｎｍにおいて３０ｄＢ／ｍであり、同じく利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり伝搬モードが２つに制限されていることがわかる。

図１５に示した設計では、実効断面積が１２７μｍ^２であったが、図１６の設計とすることで、実効断面積が２４６μｍ^２に増加しており、ＭＩＭＯを利用しない場合は、より非線形効果を抑圧できる構造となる。

ＭＩＭＯを利用する場合、モード数が多いと伝送容量を拡大できることから、伝搬モードは多い方が好ましい。そこで、伝搬モードを４つに制限した場合を想定する。伝搬モードを４つに制限すると、導波モードがＬＰ０１，ＬＰ１１，ＬＰ２１，ＬＰ０２であり、ＬＰ３１が伝搬しないということになる。

そこで、ａ_１＝４．５μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．７８％、Δ_３＝０．１％とした場合のａ_２とΔ_２の変化に伴う、ＬＰ０１モードと各高次モードの群遅延差の絶対値のうち、最大となる値を示したものを図１７に示す。モードが増加すると群遅延差は大きくなってしまうが、同様にグレーデッドインデックスでは実現できなかった１ｎｓ／ｋｍ以下の群遅延差がａ_２＝８．２〜９．５μｍ、Δ_２＝０．５４〜０．５６％の領域で実現できることがわかる。

図１８は、ａ_１＝４．５μｍ、ａ_２＝８．８μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．７８％、Δ_２＝０．５５１％、Δ_３＝０．１％とした場合のＬＰ０１モードとの群遅延差の波長特性である。利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり、群遅延差が１ｎｓ／ｋｍ以下に抑えられていることがわかる。本構造におけるＬＰ０２モードの、曲げ半径３０ｍｍにおける曲げ損失は、波長１６２５ｎｍにおいて０．０７８ｄＢ／１００ｔｕｒｎである。光ファイバにおいては、高次のモードより低次のモードの曲げ損失は小さくなり、４モード領域の場合は、ＬＰ０２のモードより、その他の低次モードの曲げ損失は小さくなり、利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにおいて伝搬モードの曲げ損失がＩＴＵ−ＴＧ．６５５の規定を満たすことになる。また、ＬＰ３１モードの、曲げ半径１４０ｍｍにおける曲げ損失は、波長１４５０ｎｍにおいて９．２ｄＢ／ｍであり、同じく利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり伝搬モードが４つに制限されていることがわかる。

先と同様に、ＭＩＭＯを利用せず、ＦＩＲフィルタと適応等化技術を用いてファイバ中で発生するモード分散を補償するシステムを想定する場合、高次モードの曲げ損失は規定を満たさなくてもよい。

図１９は、ａ_１＝８．５μｍ、ａ_２＝１６．８μｍ、ａ_３＝２５μｍ、Δ_１＝０．４％、Δ_２＝０．３０５％、Δ_３＝０．１９５％とした場合の群遅延差の波長特性である。利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり、群遅延差が１ｎｓ／ｋｍ以下に抑えられていることがわかる。本構造におけるＬＰ０１モードの、曲げ半径３０ｍｍにおける曲げ損失は、波長１６２５ｎｍにおいて８．２×１０^−３ｄＢ／１００ｔｕｒｎであり、利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにおいてＩＴＵ−ＴＧ．６５５の規定を満たしている。また、ＬＰ２１モードの、曲げ半径１４０ｍｍにおける曲げ損失は、波長１４５０ｎｍにおいて８．３ｄＢ／ｍであり、同じく利用波長１４５０〜１６２５ｎｍにわたり伝搬モードが４つに制限されていることがわかる。

図１８に示した設計では、実効断面積が９４μｍ^２であったが、図１９に示したＭＩＭＯを利用しない設計とした場合には、実効断面積が２７０μｍ^２に増加している。よって、ＭＩＭＯを利用しない場合には、より非線形効果を抑圧できる構造となることがわかる。

以下は、図１の光ファイバ伝送システムを説明したものである。
（１）
光信号を送信するＮ個（Ｎは１以上の整数）の光送信機と、
前記光信号を受信するＭ個（ＭはＮ以上の整数）の光受信機と、
前記Ｎ個の光送信機から発せられた光を合波する合波器と、
前記光送信機と前記光受信機との間を接続する伝搬モードが２以上存在する多モード光ファイバと、
前記多モード光ファイバからの出射光をＭ個に分岐する分岐器と、
前記受信信号の波形歪を補償するＦＩＲフィルタと、から構成される光ファイバ伝送システムであって、
前記光受信機は受信信号の電界振幅・位相情報を取得する機能を有し、
前記多モード光ファイバは屈折率が異なる第一コアと第二コアからなり、
前記第一コアの半径ａ_１と屈折率Δ_１と、クラッド側に隣接する前記第二コアの半径ａ_２と屈折率Δ_２とが、ａ_１＜ａ_２、０＜Δ_２＜Δ_１との関係を有する
ことを特徴とする光ファイバ伝送システム。

本発明の光ファイバ伝送システムは、光ファイバ中の非線形効果の抑圧または多モードの利用により大容量及び長距離通信を実現することができる。

１０：多モード光ファイバ
１１、１１−１、１１−２、・・・、１１−Ｎ：光送信機
１２：合波器
１３：分岐器
１４、１４−１、１４−２、・・・、１４−Ｎ：光受信機
１５：ＦＩＲフィルタ
４１：トレーニングシンボル
４２：データ部
５０：コア
５１：第一コア
５２：第二コア
５３：低屈折率層
５４：クラッド
１５１：タップ
１５２：遅延素子
１５３：制御回路
３０１：光ファイバ伝送システム

Claims (4)

1. 中心軸から外側に向けて屈折率が階段状に小さくなるコアと、
   前記コアの外側にあり、屈折率が前記コアのいずれの屈折率よりも小さいクラッドと、
   前記コアと前記クラッドとの間にあり、屈折率が前記クラッドの屈折率以下の低屈折率層と、
   を有する多モード光ファイバ。
2. 前記コアは、中心軸側の第一コア及び前記第一コアの外側にある第二コアからなり、
   前記第一コアは、外周半径がａ_１、前記低屈折率層に対する比屈折率がΔ_１であり、
   前記第二コアは、外周半径がａ_２、前記低屈折率層に対する比屈折率がΔ_２であり、
   前記低屈折率層は、外周半径がａ_３であり、
   前記クラッドは、前記低屈折率層に対する比屈折率がΔ_３であり、
   ａ_１＝４μｍ、ａ_３＝２０μｍ、Δ_１＝０．４６％、Δ_３＝０％のときに、
   ａ_２＝７．５〜１０μｍ且つΔ_２＝０．３〜０．３６％
   であることを特徴とする請求項１に記載の多モード光ファイバ。
3. 請求項１又は２に記載の多モード光ファイバと、
   入力されるデータ信号で変調した信号光を前記多モード光ファイバに出力する光送信機と、
   前記多モード光ファイバが伝搬する前記信号光を受光し、受信信号を出力する光受信機と、
   タップの遅延量とタップ係数を調整して前記光受信機の前記受信信号から前記光送信機に入力された前記データ信号を復元するＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｃｅ）フィルタと、
   を備える光ファイバ伝送システム。
4. Ｎ台の前記光送信機からの前記信号光を合波して前記多モード光ファイバに結合する合波器と、
   前記多モード光ファイバが伝搬する前記信号光を分岐してそれぞれＭ台の前記光受信機に結合する分岐器と、
   をさらに備え、
   前記ＦＩＲフィルタはＮ台あり、Ｍ台の前記光受信機からの前記受信信号を用いて前記光送信機に入力されたそれぞれの前記データ信号を復元するＮ入力Ｍ出力の光ＭＩＭＯ伝送を実現することを特徴とする請求項３に記載の光ファイバ伝送システム。

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